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Die Erfindung betrifft einen Tiefsetzer, ein Verfahren zur Ansteuerung und eine bzw. mehrere Verwendungen des Tiefsetzers.
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Stromversorgungen, insbesondere Schaltnetzgeräte, Schaltnetzteile, primär und sekundär getaktete Schaltregler sind bekannt aus [1]. Jeder elektrische Verbraucher benötigt zu seiner Versorgung elektrische Leistung, die anhand einer Stromversorgung bzw. eines Netzteils zur Verfügung gestellt wird. Weltweit werden Netzleitungen als Stromleitungen eingesetzt, um über Steckdosen nahezu beliebige elektrische Gerate mit Strom bzw. Spannung zu versorgen. Hierzu werden über die Netzleitungen genormte Wechselspannungen, z. B. 120 Volt in den U.S.A. und 230 Volt in Deutschland zur Verfügung gestellt.
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Bei der Powerfaktorkorrektur sollen Verbraucher im Schaltkreis, insbesondere Kapazitäten und Induktivitäten eines Schaltkreises durch entsprechende Beschaltung kompensiert werden. Insofern werden Kapazitäten bzw. Induktivitäten bereitgestellt, die den kapazitiven bzw. induktiven Komponenten des Schaltkreises entgegenwirken und somit weitgehend eine Kompensation derselben herstellen. Zum Thema Powerfaktorkorrektur wird z. B. verwiesen auf [2].
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US 6,388,429 B1 betrifft eine Powerfaktorkorrektur mit einem Tiefsetzer, wobei dem Strom ein dreieckförmiges Signal überlagert wird.
EP 1 580 638 A1 betrifft eine Powerfaktorkorrektur in Schaltnetzteilen, wobei eine Stromerfassung über eine Hilfswicklung an einer Induktivität erfolgt.
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Ein Gerät, z. B. Schaltnetzteil, mit einer nicht-linearen Lastkennlinie erzeugt auch bei einer rein sinusförmigen Versorgungsspannung Stromoberschwingungen. Über die Netzimpedanz entstehen Oberschwingungen, die die Netzspannung beeinflussen und zu Störungen führen können. Im Rahmen der CE-Konformitätskennzeichnung muss geprüft werden, ob die Produkte den Anforderungen des EMV-Gesetzes genügen. Diesbezügliche Normen klassifizieren sowohl den zulässigen Grad elektromagnetischer Störaussendung als auch die Störfestigkeit unter elektromagnetischer Störeinwirkung. So sind in der Norm EN61000-3-2 die zulässigen Grenzwerte und Meßverfahren für Stromoberschwingungen festgelegt (siehe auch [3]).
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Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, einen Tiefsetzer anzugeben, der im wesentlichen konform zu der genannten Norm EN61000-3-2 ist und dabei insbesondere im Hinblick auf die Powerfaktorkorrektur effizient ist. Weiterhin werden ein Verfahren zur Ansteuerung und mehrere Verwendungen des Tiefsetzers angegeben.
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Diese Aufgabe wird gemäß den Merkmalen der unabhängigen Patentansprüche gelöst. Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich auch aus den abhängigen Ansprüchen.
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Zur Lösung der Aufgabe wird ein Tiefsetzer mit einem Schalter, einer Diode, einer Induktivität, einem Kondensator, einem Eingang mit einem ersten Anschluss und mit einem zweiten Anschluss, einem Ausgang mit einem ersten Anschluss und mit einem zweiten Anschluss angegeben. Dabei ist der erste Anschluss des Eingangs über eine Reihenschaltung aus dem Schalter und der Induktivität mit dem ersten Anschluss des Ausgangs verbunden, wobei insbesondere der Schalter auf der Seite des Eingangs und die Induktivität auf der Seite des Ausgangs vorgesehen sind. Ferner ist die Kathode der Diode mit der Verbindung zwischen dem Schalter und der Induktivität verbunden und die Anode der Diode ist mit dem zweiten Anschluss des Eingangs und mit dem zweiten Anschluss des Ausgangs verbunden. Der Kondensator ist parallel mit den Anschlüssen des Ausgangs verbunden. Der Schalter ist anhand einer Verknüpfung eines ersten Signals mit einem zweiten Signal ansteuerbar.
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Somit ist es von Vorteil, dass eine Kombination bzw. Verknüpfung von dem ersten Signal und dem zweiten Signal zur Ansteuerung des Schalters eingesetzt wird. Die Verwendung zweier unterschiedlicher Signale oder Informationen bewirken, dass die Schaltung (der Tiefsetzer) sowohl effizient arbeitet, also eine effiziente Powerfaktorkorrektur bereitstellt, als auch die Oberwellenamplituden gemäß der Norm EN61000-3-2 einhält.
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Eine Weiterbildung besteht darin, dass der erste Anschluss des Eingangs ein positiver Anschluss und der zweite Anschluss des Eingangs ein negativer Anschluss ist. Weiterhin kann der erste Anschluss des Ausgangs ein positiver Anschluss und der zweite Anschluss des Ausgangs ein negativer Anschluss sein.
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Eine bevorzugte Ausgestaltung besteht darin, dass die Polarität der Anschlüsse des Eingangs vertauscht wird. In diesem Fall werden auch die Anschlüsse Kathode und Anode der Diode und insbesondere die Polarität des Schalters vertauscht.
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Eine Ausgestaltung besteht darin, dass der Schalter anhand einer Verknüpfung des ersten Signals mit dem zweiten Signal und einem dritten Signal ansteuerbar ist. Insbesondere kann das dritte Signal eine Regelgröße vom Ausgang des Tiefsetzers sein. Ferner kann anhand des dritten Signals das Ausgangssignal des Tiefsetzers einstellbar sein. Weiterhin kann das dritte Signal ein konstantes oder im wesentlichen langsam veränderliches Signal sein. Bevorzugt kann das dritte Signal anhand vorgegebener bzw. vorgebbarer Parameter einstellbar und/oder regelbar sein. Dabei können mindestens einer der folgenden Parameter oder beliebige Kombinationen der folgenden Parameter eingesetzt werden: Ausgangsspannung des Tiefsetzers, Ausgangsstrom des Tiefsetzers oder Leistung des Tiefsetzers.
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Eine Weiterbildung besteht darin, dass der Schalter mindestens ein elektronischer Schalter ist.
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Eine andere Weiterbildung ist es, dass die Diode als ein elektronischer Schalter ausgeführt ist. Insbesondere zur Ersetzen der Diode mit einem Mosfet ist es möglich, die Schaltverluste, insbesondere in einem Überlastbetrieb des Tiefsetzers, zu reduzieren.
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Insbesondere kann der elektronische Schalter mindestens ein (Bipolar-)Transistor, ein Feldeffekttransistor, ein Mosfet, ein Thyristor oder ein IGBT sein. Auch Kombinationen der vorstehenden Bauteile sind als (ein) elektronischer) Schalter einsetzbar.
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Eine Ausgestaltung besteht darin, dass die vorstehende Verknüpfung des ersten Signals mit dem zweiten Signal eine Überlagerung oder eine Addition der beiden Signale ist.
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Eine Weiterbildung besteht darin, dass die Summe aus dem ersten Signal und dem zweiten Signal mit dem dritten Signal verglichen wird.
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Dabei kann das erste Signal ein Stromsignal sein, das insbesondere dem Strom durch die Induktivität oder durch den elektronischen Schalter entspricht. Das Stromsignal ist optional anhand der Induktivität vorgebbar bzw. ermittelbar. In diesem Fall wird die Ansteuerung des (elektronischen) Schalters durch den Strom der Induktivität beeinflusst. Dazu kann beispielsweise eine Hilfswicklung der Induktivität vorgesehen sein, deren Signal (Strom und/oder Spannung durch die Hilfswicklung) zur Ansteuerung des Schalters ausgewertet wird.
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Auch kann das Stromsignal anhand einer Integration einer Summe aus einer Spannung an der Induktivität ermittelt werden.
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Eine Weiterbildung ist es, dass das zweite Signal ein im wesentlichen dreieckförmiges oder ein im wesentlichen sägezahnförmiges Signal ist. Insbesondere kann dieses im wesentlichen dreieckförmige oder im wesentlichen sägezahnförmige Signal anhand eines Generators, insbesondere eines Dreieckgenerators, erzeugt bzw. vorgegeben werden.
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Auch ist es eine Weiterbildung, dass die Addition von dem Stromsignal und dem im wesentlichen dreieckförmigen oder im wesentlichen sägezahnförmigen Signal durch eine Integration einer Spannung an der Induktivität und einer weiteren Spannung ermittelbar ist. Dabei kann die weitere Spannung anhand einer Spitzenwertgleichrichtung der Spannung an der Induktivität ermittelbar sein. Auch ist es weiterhin möglich, dass die Spitzenwertgleichrichtung mit einer Speicherzeitkonstante durchgeführt wird, die insbesondere (wesentlich) (z. B. um den Faktor 5) größer als die Netzperiode ist.
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Im Rahmen einer anderen Weiterbildung ist eine zusätzliche Spitzenwertgleichrichtung vorgesehen mit einer Speicherzeitkonstante, die (wesentlich) (z. B. um den Faktor 1/5) kleiner als die Netzperiode ist.
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Zusätzlich kann die Einschaltdauer des Schalters begrenzt werden, z. B. falls eine vorgegebene Mindestspannung an der Induktivität unterschritten wird.
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Eine Weiterbildung ist es, dass der Kondensator ein Elektrolytkondensator ist. In diesem Fall ist sein positiver Pol mit dem ersten Anschluss des Ausgangs verbunden.
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Die Induktivität kann als eine Spule, insbesondere eine Drossel ausgeführt sein.
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Auch kann dem Tiefsetzer eine Gleichrichterschaltung vorgeschaltet sein.
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Ferner kann der Tiefsetzer eingesetzt werden in einer Stromversorgung, insbesondere in einem Netzteil bzw. einem Schaltnetzteil. Dabei kann ferner die Stromversorgung auf einer Hutschiene und/oder in einem Schaltschrank montierbar sein.
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Auch wird zur Lösung der vorstehenden Aufgabe ein Verfahren zur Ansteuerung des Tiefsetzers angegeben.
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Der Tiefsetzer kann weiterhin zur Einschaltstrombegrenzung und/oder Transientenausblendung oder Transientenunterdrückung eingesetzt werden.
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Dabei sei angemerkt, dass als Überspannung alle Formen von Spannungen größer als eine vorgegebene Versorgungsspannung, insbesondere eine Netzspannung, sowie jede Form von Spannungsspitzen zusammengefasst sind. Insbesondere sind unter dem Begriff ”Transiente” nachfolgend alle Arten von zeitlich begrenzten Überspannungen gemeint, die von den Sollvorgaben der elektrischen Versorgungsspannung abweichen. Ergänzend sei bemerkt, dass eine Überspannung auch auf einer Stromspitze beruhen kann.
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Der Tiefsetzer kann in einem 1-Phasen-Netz und/oder in einem 3-Phasen-Netz betrieben werden.
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Insbesondere eignet sich der Tiefsetzer zur Powerfaktorkorrektur.
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Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachfolgend anhand der Zeichnungen dargestellt und erläutert. Es zeigen:
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1 Ein Schaltbild eines Tiefsetzers;
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2 ein Schaltbild eines Schalters in einem Tiefsetzer;
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3 ein weiteres Schaltbild eines Tiefsetzers mit einer Ansteuerung eines elektronischen Schalters;
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4 ein alternatives Schaltbild eines Tiefsetzers mit einer Ansteuerung eines elektronischen Schalters;
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5 ein weiteres Schaltbild eines Tiefsetzers mit einer Ansteuerung eines elektronischen Schalters;
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6 ein Schaltbild eines Tiefsetzers mit einer Ansteuerung eines elektronischen Schalters und einer Spitzenwertgleichrichtung;
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7 ein Schaltbild eines Tiefsetzers mit einer Ansteuerung eines elektronischen Schalters gemäß 6 mit einer weiteren Spitzenwertgleichrichtung;
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8 ein Schaltbild eines Tiefsetzers mit einer Ansteuerung eines elektronischen Schalters gemäß 7 mit einer Einschaltdauerbegrenzung;
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9 ein Schaltbild eines Tiefsetzers mit einer Ansteuerung eines elektronischen Schalters gemäß 7 mit einer alternativen Einschaltdauerbegrenzung;
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10 ein Schaltbild eines Tiefsetzers mit einer Ansteuerung eines elektronischen Schalters gemäß 9, wobei die Diode durch einen zusätzlichen elektronischen Schalter ersetzt ist.
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In 1 ist ein Schaltbild eines Tiefsetzers dargestellt mit einem Eingang (mit Anschlüssen 101 und 102), einem Ausgang (mit Anschlüssen 103 und 104), einer Diode D1, einem Schalter 110 (mit Anschlüssen 107 und 108), einer Induktivität L1 (mit Anschlüssen 105 und 106) und einem Kondensator C1.
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Der Anschluss 101 des Eingangs ist mit dem Anschluss 107 des Schalters 110 verbunden. Der Anschluss 108 des Schalters 110 ist mit der Kathode der Diode D1 und mit dem Anschluss 105 der Induktivität L1 verbunden. Der Anschluss 106 der Induktivität L1 ist mit dem Anschluss 103 des Ausgangs verbunden. Der Kondensator C1 liegt parallel zum Ausgang, d. h. er ist mit den Anschlüssen 103 und 104 verbunden. Falls der Kondensator C1 als ein Elektrolytkondensator ausgeführt ist, ist sein positiver Pol mit dem Anschluss 103 des Ausgangs verbunden. Der Anschluss 102 des Eingangs ist mit dem Anschluss 104 des Ausgangs und mit der Anode der Diode D1 verbunden.
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Optional kann die Polung der Diode D1 in 1 umgedreht werden, d. h. Anode und Kathode werden vertauscht. In diesem Fall ändert sich auch die Polung an dem Eingang und an dem Ausgang und zusätzlich an dem (elektronischen) Schalter 110.
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Eine Beschaltung des Schalters 110 zeigt 2. In 2 sind die Anschlüsse 107 und 108 des Schalters 110 aus 1 dargestellt. Ferner umfasst 2 einen n-Kanal Mosfet V1 (beispielhaft für einen elektronischen Schalter), eine Ansteuereinheit 210 mit einer Einheit zur Stromsteuerung 220 und einem Generator 230, insbesondere einem Dreieckgenerator.
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Der Drain-Anschluss des Mosfets V1 ist mit dem Anschluss 107 des Schalters 110 und der Source-Anschluss des Mosfets V1 ist mit dem Anschluss 108 des Schalters 110 verbunden. Der Gate-Anschluss des Mosfets V1 ist mit der Ansteuereinheit 210 verbunden. Die Einheit zur Stromerzeugung 220 liefert ein erstes Signal und der Generator 230 liefert ein zweites Signal. Das erste Signal wird mit dem zweiten Signal in der Ansteuereinheit 210 verknüpft, insbesondere addiert.
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Somit ist es möglich, ein Stromsignal (z. B. eine Auswertung des Stroms durch die Induktivität L1) mit einem Dreiecksignal zu überlagern und so das verknüpfte (z. B. addierte) Signal in der Ansteuereinheit 210 auszuwerten und zur Ansteuerung des Gate-Anschlusses des Mosfets V1 (z. B. über eine weitere Treiberstufe, in 2 nicht dargestellt) zu nutzen. Dies führt einerseits zu einer effizienten Powerfaktorkorrektur, andererseits wird gewährleistet, dass die durch die Norm EN61000-3-2 vorgegebenen Oberwellenamplituden eingehalten werden.
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In 3 ist ein weiteres Schaltbild eines Tiefsetzers mit einer Ansteuerung eines Schalters dargestellt. Das Schaltbild gemäß 3 umfasst eine Regelspannungseinheit 310, eine Einheit zur Pulsweitenmodulation 320, eine Treiberstufe 330, einen Mosfet V1, einen Messwiderstand R1 (mit Anschlüssen 301 und 302), eine Induktivität L1 (mit Anschlüssen 303 und 304), eine Diode D1 und einen Kondensator C1 (mit Anschlüssen 305 (im Falle eines Elektrolytkondensators ist der Anschluss 305 der positive Pol) und 306). Ferner sind ein Eingang (mit Anschlüssen 307 und 309) und ein Ausgang (mit Anschlüssen 308 und 309) vorgesehen (der Eingang und der Ausgang haben den gemeinsamen Anschluss 309).
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Die Regelspannungseinheit 310 gibt eine Regelspannung an die Pulsweitenmodulation 320, die weiterhin über den Messwiderstand R1 eine Information des durch die Induktivität L1 fließenden Stroms erhält. Anhand dieser Informationen, Regelspannung und Strom durch die Induktivität L1 wird in der Pulsweitenmodulation 320 ein Signal erzeugt zur Ansteuerung des Gate-Anschlusses des n-Kanal Mosfets V1 über die Treiberstufe 330. Der Drain-Anschluss des Mosfets V1 ist mit dem Anschluss 307 des Eingangs verbunden. Der Source-Anschluss des Mosfets V1 ist mit der Kathode der Diode D1 und mit dem Anschluss 301 des Widerstands R1 verbunden. Der Anschluss 302 des Widerstands R1 ist mit dem Anschluss 303 der Induktivität L1 verbunden, der Anschluss 304 der Induktivität L1 ist mit dem Anschluss 308 des Ausgangs und mit dem Anschluss 305 des Kondensators C1 verbunden. Der Anschluss 306 des Kondensators C1 ist mit der Anode der Diode D1 und mit dem Anschluss 309 des Ausgangs verbunden.
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Der durch den Widerstand R1 fließende Strom I wird zur Ansteuerung des Schalters V1 benötigt. Dazu zeigt 3 symbolisch diesen Informationsfluss (über den Strom I) von dem Widerstand R1 zu der Pulsweitenmodulation 320.
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4 zeigt eine Schaltung eines Tiefsetzers mit zugehöriger Ansteuerung des elektronischen Schalters.
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4 umfasst zwei Komparatoren Komp1 und Komp2, eine Einheit zur Pulsweitenmodulation 410 (mit Eingängen SET, RESET und einem Ausgang 431), einen Treiber 420 (mit einem Eingang 432 und einem Ausgang 433), eine Regelspannungseinheit 430, eine Primärwicklung L1T1 einer Induktivität L1 (mit Anschlüssen 441 und 442), eine Sekundärwicklung L1T2 der Induktivität L1 (mit Anschlüssen 443 und 444), einen Kondensator C1 (mit Anschlüssen 421 und 422), einen (Elektrolyt-)Kondensator C2 (mit Anschlüssen 423 (positiver Pol) und 424), einen n-Kanal Mosfet V1, zwei Dioden D1 und D2 und Widerstände R1 (mit Anschlüssen 411 und 412), R2 (mit Anschlüssen 413 und 414), R3 (mit Anschlüssen 415 und 416) und R4 (mit Anschlüssen 417 und 418). Weiterhin vorgesehen sind ein Eingang (mit Anschlüssen 403 und 401) und ein Ausgang (mit Anschlüssen 402 und 401). Der Anschluss 401 ist der gemeinsame positive Pol von Eingang und Ausgang. Weiterhin vorgesehen ist eine Referenzspannung U1.
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Der Anschluss 443 der Sekundärwicklung L1T2 ist mit dem positiven Eingang des Komparators Komp1 verbunden, die Referenzspannung U1 liegt am negativen Eingang des Komparators Komp1. Der Ausgang des Komparators Komp1 ist mit dem SET-Eingang der Pulsweitenmodulation 410 verbunden. Der Anschluss 444 der Sekundärwicklung L1T2 ist mit dem Anschluss 422 des Kondensators C1, mit dem Anschluss 418 des Widerstands R4 und mit dem Anschluss 403 des Eingangs verbunden. Der Ausgang 431 der Pulsweitenmodulation 410 ist mit dem Eingang 432 des Treibers 420 verbunden. Der Ausgang 433 des Treibers 420 ist mit der Kathode der Diode D2, dem Anschluss 411 des Widerstands R1 und dem Gate-Anschluss des Mosfets V1 verbunden. Die Anode der Diode D2 ist mit dem Anschluss 421 des Kondensators C1, mit dem Anschluss 412 des Widerstands R1 und dem Anschluss 413 des Widerstands R2 verbunden. Der Anschluss 414 des Widerstands R2 ist mit dem Anschluss 415 des Widerstands R3 und mit dem negativen Eingang des Komparators Komp2 verbunden. Der Anschluss 416 des Widerstands R3 ist mit dem Anschluss 417 des Widerstands R4 und mit dem Source-Anschluss des Mosfets V1 verbunden. Die Regelspannungseinheit 430 liefert eine Regelspannung, die an dem positiven Eingang des Komparators Komp2 anliegt. Der Ausgang des Komparators Komp2 ist mit dem RESET-Eingang der Pulsweitenmodulation 410 verbunden.
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Der Drain-Anschluss des Mosfets V1 ist mit der Anode der Diode D1 und mit dem Anschluss 441 der Primärwicklung L1T1 der Induktivität L1 verbunden, Der Anschluss 442 der Primärwicklung L1T1 ist mit dem Anschluss 424 des Kondensators C2 und mit dem Anschluss 402 des Ausgangs verbunden. Die Kathode der Diode D1 ist mit dem Anschluss 423 des Kondensators C2 und mit dem Anschluss 401 des Eingangs bzw. Ausgangs verbunden.
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FUNKTIONSWEISE DER SCHALTUNG GEM. Fig. 4:
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Der Widerstand R4 ist ein Messwiderstand für den Strom durch die Induktivität L1, der im Sourcekreis des Mosfets V1 abgegriffen wird. Das Stromsignal wird mit einer dreieckförmigen Spannungsrampe verknüpft. Die Pulsweitenmodulation 410 funktioniert gem. 4 beispielhaft wie ein Flip-Flop. Über den SET-Eingang (low-aktiv) der Pulsweitenmodulation 410 wird der Mosfets V1 eingeschalten, über den RESET-Eingang der Pulsweitenmodulation 410 wird der Mosfet V1 ausgeschaltet. Der Komparator Komp1 führt eine Entmagnetisierungserkennung der Induktivität L1T1 anhand der Hilfswicklung L1T2 durch: Anhand eines Vergleichs mit der Referenzspannung U1 schaltet der Komparator Komp1 dann (über die Pulsweitenmodulation 410 und den Treiber 420) den Mosfet V1 ein, wenn die Induktivität vollständig entmagnetisiert ist. Durch das Abwarten der vollständigen Entmagnetisierung der Induktivität L1 (L1T1, ermittelt über die Hilfswicklung L1T2) reduzieren sich die Schaltverluste.
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Das dreieckförmige Signal wird insbesondere durch den Kondensator C1, den Widerstand R1 und die Diode D2 bestimmt, die Überlagerung des Stromsignals und des Dreiecksignals ermöglichen die Widerstände R2, R3 und R4. Der Komparator Komp2 schaltet ab bei Überschreiten der Regelvorgabe, die durch die Regelspannung anhand der Regelspannungseinheit 430 vorgegeben ist.
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Gegenüber der Darstellung von 3 sind die Anschlüsse des Ausgangs vertauscht, um die Potenzialverhältnisse zur Messung des Stroms durch die Induktivität und die Steuerschaltung zu vereinfachen.
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Die Regelspannungseinheit 430 liefert beispielsweise eine Führungsgröße, die anhand der Ausgangsspannung des Tiefsetzers und einem vorgegebenen Referenzwert bestimmt wird. Weicht z. B. Ausgangsspannung des Tiefsetzers von der Vorgabe ab, so wird anhand der Regelspannungseinheit 430 die Führungsgröße so angepasst, dass die Ausgangsspannung wieder der Vorgabe entspricht.
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5 zeigt ein alternatives Schaltbild eines Tiefsetzers mit einer Ansteuerung eines elektronischen Schalters.
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5 umfasst zwei Komparatoren Komp1 und Komp2, eine Pulsweitenmodulation 510 mit Eingängen SET und RESET und Ausgängen 531 und 532, einen Treiber 520 (mit einem Eingang 533 und einem Ausgang 534), einen n-Kanal Mosfet V1 und einen n-Kanal Mosfet V2, Eine Regelspannungseinheit 530, eine Induktivität L1 mit einer Hauptwicklung L1T1 (mit Anschlüssen 513 und 514) und einer Hilfswicklung L1T2 (mit Anschlüssen 515 und 516), Dioden D1 und D2, einen Kondensator C1 (mit Anschlüssen 525 und 526), einen Elektrolytkondensator C2 (mit Anschlüssen 511 (positiver Pol) und 512), eine Referenzspannung U1, eine Referenzspannung U2 und Widerstände R1 (mit Anschlüssen 521 und 522) und R2 (mit Anschlüssen 523 und 524). Weiterhin vorgesehen sind ein Eingang (mit Anschlüssen 501 und 503) und ein Ausgang (mit Anschlüssen 502 und 503). Der Anschluss 503 ist der gemeinsame negative Pol von Eingang und Ausgang.
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Der Ausgang des Komparators Komp1 liegt an dem SET-Eingang der Pulsweitenmodulation 510. Der Ausgang 531 der Pulsweitenmodulation 510 liegt an dem Eingang 533 des Treibers 520, der Ausgang 534 des Treibers 520 ist mit dem Gate-Anschluss des Mosfets V1 verbunden. Der Ausgang 532 der Pulsweitenmodulation 510 ist mit dem Gate-Anschluss des Mosfets V2 verbunden. Der Drain-Anschluss des Mosfets V1 ist mit dem Anschluss 501 des Eingangs verbunden. Der Source-Anschluss des Mosfets V1 ist mit der Kathode der Diode D1 und mit dem Anschluss 513 der Primärwicklung L1T1 der Induktivität L1 verbunden. Der Anschluss 514 der Primärwicklung L1T1 ist mit dem Anschluss 502 des Ausgangs und mit dem Anschluss 511 des Kondensators C2 verbunden. Der Anschluss 512 des Kondensators C2 ist mit dem Anschluss 503 des Eingangs bzw. Ausgangs, mit der Anode der Diode D1, mit dem Source-Eingang des Mosfets V2, mit dem Anschluss 526 des Kondensators C1 und mit dem Anschluss 515 der Hilfswicklung L1T2 der Induktivität L1 verbunden. Der Anschluss 516 der Hilfswicklung L1T2 ist mit der Anode der Diode D2 und mit dem positiven Eingang des Komparators Komp1 verbunden. Am negativen Eingang des Komparators Komp1 liegt die Referenzspannung U1 an. Die Kathode der Diode D2 ist mit dem Anschluss 523 des Widerstands R2 verbunden und der Anschluss 524 des Widerstands R2 ist mit dem Anschluss 525 des Kondensators C1, mit dem Drain-Anschluss des Mosfets V2, mit dem Anschluss 522 des Widerstands R1 und mit dem positiven Eingang des Komparators Komp2 verbunden. Der Anschluss 521 des Widerstands R1 ist mit der Referenzspannung U2 verbunden. Der Ausgang der Regelspannungseinheit 530 ist mit dem negativen Eingang des Komparators Komp2 verbunden. Der Ausgang des Komparators Komp2 ist mit dem RESET-Eingang der Pulsweitenmodulation 510 verbunden.
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FUNKTIONSWEISE DER SCHALTUNG GEM. Fig. 5:
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Die Referenzspannungen U1 und U2 werden vorzugsweise über einen Spannungsteiler (nicht dargestellt) erzeugt. Der Treiber 520 funktioniert bevorzugt zur potentialfreien Ansteuerung des Mosfets V1.
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Der Komparator Komp1 dient der Entmagnetisierungserkennung entsprechend der Beschreibung zu 4. Der Widerstand R2 und der Kondensator C1 werden in Verbindung mit der Hilfswicklung L1T2 zur Stromnachbildung des Stroms durch die Primärwicklung L1T1 der Induktivität L1 verwendet. Zweckmäßig weist dabei der Tiefpass aus Widerstand R2 und Kondensator C1 eine wesentlich größere Frequenz 1/τ mit τ = R2·C1 als die Arbeitsfrequenz des Tiefsetzers (typisch ca. 20 Kilohertz bis 200 Kilohertz) auf. Damit steigt die Spannung am Kondensator C1 entsprechend mit dem Strom an. Es erfolgt eine Überlagerung mit einem stromabhängigen Zeitglied R1C1, d. h. die Aufladung des Kondensators C1 ist abhängig sowohl von dem eingangsspannungsproportionalen Signal (über die Hilfswicklung L1T2) als auch von der Referenzspannung U2.
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Wenn der Mosfet V1 sperrt wird der Mosfet V2 angesteuert und entlädt den Kondensator C1.
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Gegenüber der Darstellung in 4 zeigt 5 ein gemeinsames negatives Potential für Eingang und Ausgang. Es wird im Gegensatz zu 4 nicht der Strom durch die Induktivität L1 gemessen, sondern das Stromsignal durch eine Integration der Spannung an der Induktivität L1 ermittelt. Die Überlagerung mit dem Dreiecksignal erfolgt durch Integration einer Referenzspannung U2.
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6 zeigt ein weiteres Schaltbild eines Tiefsetzers mit einer Ansteuerung eines elektronischen Schalters und entspricht in weiten Teilen der Darstellung von 5. Anstatt der Referenzspannung U2 sind in 6 eine Einheit zur Spitzenwertgleichrichtung 610 mit einem Eingang 601 und einem Ausgang 602 und eine Diode D3 vorgesehen.
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Die Anode der Diode D3 ist mit der Anode der Diode D2, mit dem Anschluss 516 der Hilfswicklung L1T2 und mit dem positiven Eingang des Komparators Komp1 verbunden. Die Kathode der Diode D3 ist mit dem Eingang 601 der Spitzenwertgleichrichtung 610, der Ausgang 602 der Spitzenwertgleichrichtung 610 ist mit dem Anschluss 521 des Widerstands R1 verbunden. Die Referenzspannung U2 (aus 5) entfällt.
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FUNKTIONSWEISE DER SCHALTUNG GEM. Fig. 6:
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Zusätzlich zu den Ausführungen zu 5 ist in 6 die Spitzenwertgleichrichtung 610 vorgesehen. Bevorzugt wird die Spannung der Induktivität L1 über die Hilfswicklung L1T2 mit einer Speicherzeitkonstante, die größer als eine Netzperiode (bei Einsatz der Schaltung innerhalb einer Stromversorgung, insbesondere einem Schaltnetzteil) ist, gleichgerichtet. Dadurch wird eine Spitzenstrombegrenzung des durch die Induktivität fließenden Stroms unabhängig von der Netzspannung erreicht. Insbesondere kann die Speicherzeitkonstante (deutlich) größer als die fünffache Netzperiode sein.
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7 zeigt ein weiteres Schaltbild eines Tiefsetzers mit einer Ansteuerung eines elektronischen Schalters und entspricht in weiten Teilen der Darstellung von 6. In 7 ist zusätzlich eine weitere Spitzenwertgleichrichtung 710 mit einem Eingang 701 und einem Ausgang 702 vorgesehen.
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Anstatt der Verbindung der Kathode der Diode D2 mit dem Anschluss 523 des Widerstands R2 wie in 6 ist in 7 die Kathode der Diode D2 mit dem Eingang 701 der Spitzenwertgleichrichtung 710 verbunden. Der Ausgang 702 Spitzenwertgleichrichtung 710 ist mit dem Anschluss 523 des Widerstands R2 verbunden.
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FUNKTIONSWEISE DER SCHALTUNG GEM. Fig. 7:
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Anstelle der direkten Integration der Spannung (zur Stromnachbildung) an der Induktivität L1 (ermittelt über die Hilfswicklung L1T2) wie in 5 oder 6 wird in 7 eine weitere Spitzenwertgleichrichtung durchgeführt, insbesondere mit einer wesentlich kleineren Speicherzeitkonstante als die Netzperiode (z. B. 1/5 der Netzperiode). Die unterdrückt vorteilhaft unerwünschte Wechselwirkungen mit vorgeschalteten Komponenten und/oder der Netzimpedanz.
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8 zeigt ein weiteres Schaltbild eines Tiefsetzers mit einer Ansteuerung eines elektronischen Schalters und entspricht in weiten Teilen der Darstellung von 7. In 8 sind zusätzlich eine Referenzspannung U3 und eine Diode D4 vorgesehen.
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Die Referenzspannung U3 liegt an der Anode der Diode D4, die Kathode der Diode D4 ist mit der Kathode der Diode D3 und mit dem Eingang 601 der Spitzenwertgleichrichtung 610 verbunden.
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9 zeigt ein weiteres Schaltbild eines Tiefsetzers mit einer Ansteuerung eines elektronischen Schalters und entspricht in weiten Teilen der Darstellung von 7. In 9 sind zusätzlich eine Referenzspannung U3 und ein Komparator Komp3 vorgesehen.
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Der positive Eingang des Komparators Komp3 ist verbunden mit dem positiven Eingang des Komparators Komp1, der Anode der Diode D3, der Anode der Diode D2 und dem Anschluss 516 der Hilfswicklung L1T2. Der negative Anschluss des Komparators Komp3 ist verbunden mit der Referenzspannung U3. Der Ausgang des Komparators ist verbunden mit einem (zusätzlichen) RESET-Eingang der Pulsweitenmodulation 510.
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FUNKTIONSWEISE DER SCHALTUNGEN GEM. Fig. 8 UND Fig. 9:
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Bei sehr kleinen Differenzen zwischen der Eingangsspannung und der Ausgangsspannung kann die Spannung über der Induktivität L1 auf Null absinken, der Strom durch die Induktivität kann nicht weiter ansteigen. Dieser Effekt kann z. B. auftreten bei einem der Schaltung vorgeschaltetem Funkentstörfilter und in der Impedanz dieses Funkentstörfilters und/oder der Impedanz des Netzes begründet sein.
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Um zu lange Einschaltzeiten und damit die Anregung unerwünschter Moden (Oberwellen) insbesondere aufgrund einer Strommodulation mit Subharmonischen der Schaltfrequenz zu vermeiden, wird die Einschaltdauer begrenzt, indem ein Mindestwert der Spannung in dem Spitzenwertspeicher des Spitzenwertgleichrichters 610 anhand der Referenzspannung U3 vorgegeben wird (vgl. 8).
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Alternativ kann die Spannung an der Induktivität L1 überwacht werden und bei Unterschreiten eines vorgegebenen Schwellwerts (Mindestwerts) eine Abschaltung erfolgen (vgl. 9).
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10 zeigt ein weiteres Schaltbild eines Tiefsetzers mit einer Ansteuerung eines elektronischen Schalters und entspricht in weiten Teilen der Darstellung von 9. In 10 sind ein Treiber 10 10 (mit einem Eingang 1012 und einem Ausgang 1013), ein Widerstand R3 (mit Anschlüssen 1014 und 1015) und ein n-Kanal Mosfet V3 vorgesehen. Auch weist die Pulsweitenmodulation 510 einen weiteren Ausgang 1011 auf. Die Diode D1 entfällt und wird durch den Mosfet V3 und den Widerstand R3 ersetzt.
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Der negative Eingang des Komparators Komp1 ist mit dem Source-Anschluss des Mosfets V3 und mit dem Anschluss 1014 des Widerstands R3 verbunden. Der positive Anschluss des Komparators Komp1 ist mit der Referenzspannung U1 verbunden. Der Ausgang des Komparators Komp1 ist (unverändert zu 9) mit dem SET-Eingang der Pulsweitenmodulation 510 verbunden. Der Ausgang 1011 der Pulsweitenmodulation 510 ist mit dem Eingang 1012 des Treibers 1010 verbunden, der Ausgang 1013 des Treibers 1010 ist mit dem Gate-Anschluss des Mosfets V3 verbunden. Der Drain-Anschluss des Mosfets V3 ist mit dem Source-Anschluss des Mosfets V1 und mit dem Anschluss 513 der Primärwicklung L1T1 der Induktivität L1 verbunden. Der verbleibende Anschluss 1015 des Widerstands R3 ist mit dem Anschluss 503 (negativer Pol) des Eingangs bzw. Ausgangs, mit dem Anschluss 512 des Kondensators C2, mit dem Source-Anschluss des Mosfets V2, mit dem Anschluss 526 des Kondensators C1 und mit dem Anschluss 515 der Hilfswicklung L1T2 verbunden.
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FUNKTIONSWEISE DER SCHALTUNG GEM. Fig. 10:
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In der Schaltung gemäß 10 ist die Diode D1 durch den Mosfet V3 (und den Widerstand R3) ersetzt. Dadurch wird eine zusätzliche Reduzierung der Schaltverluste erreicht, insbesondere falls die Eingangsspannung größer als die Ausgangsspannung ist (Überlast). Das Signal zum Ausschalten des Mosfets V3 und dem (verzögerten) Einschalten des Mosfets V1 (SET-Signal an der Pulsweitenmodulation 510) wird durch die Größe des Rückstroms, gemessen über den Widerstand R3 und verknüpft über den Komparator Komp1, abgeleitet. Optional sind Steuereingriffe auf die Mosfets V1 und V2 möglich.
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Ergänzend sei angemerkt, dass die vorstehend im Zusammenhang mit den Figuren dargestellten Komparatoren auch durch Transistoren, z. B. Bipolar- oder Feldeffekt-Transistoren, ersetzt werden können.
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Literaturverzeichnis:
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- [1] Tietze, Schenk: Halbleiter-Schaltungstechnik, 8. Auflage, Springer Verlag, ISBN 3-540-16720-x, Seiten 538–562.
- [2] Powerfaktorkorrektur, siehe: www.tpub.com/neets/book2/4k.htm
- [3] EMV-Messtechnik: ”Gegen Störungen aus dem Netz-Erfüllen Ihre Produkte die EN61000-3-2/-3?”, Endress + Hauser eA, Seiten eA 29, im Internet unter: www.zes.com/download/zes_sys61kpresse_ea 8_01.pdf
