CN105556817A - 电力转换装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供降低功率缓冲电路所要求的功率容量的技术。变流器(3)对对单相电压(Vin)进行全波整流，向直流电源线(LL、LH)之间输出整流电压(Vrec)。逆变器(5)接受整流电压(Vrec)，向感应性负载(6)供给三相交流的电流(Iu、Iv、Iw)。功率缓冲电路(4)连接在直流电源线(LL、LH)之间。功率缓冲电路(4)具有放电电路(4a)和充电电路(4b)。放电电路(4a)包括电容器(C4)和开关(Sc)的串联连接。充电电路(4b)例如由升压斩波器构成，包括开关(Sl)、电抗器(L4)、二极管(D40)。功率缓冲电路(4)在与直流电源线(LL、LH)之间输送和接受输入变流器(3)的功率的脉动的一部分。

Description

电力转换装置

技术领域

本发明涉及具有功率缓冲电路的电力转换装置。

背景技术

为了从由单相交流电源输入的单相交流电压得到直流电压，通常使用全波整流电路。但是，在全波整流电路的输出中存在具有该单相交流电压的频率的2倍频率的功率脉动。因此，为了降低该功率脉动，在全波整流电路的输出侧和负载之间需要对功率进行缓冲的功率缓冲电路。功率的缓冲需要例如被称为平滑电容器的电容元件。

在非专利文献1公开了平滑电容器经由电流可逆斩波器与缓冲电容器连接并吸收脉动功率的技术。根据该技术，通过减小平滑电容器的静电电容、并允许缓冲侧的电压纹波，由此进行平滑所需要的静电电容的总和大幅降低。

在非专利文献2公开了削减非专利文献1的平滑电容器、并且通过开关元件将缓冲电容器与直流链路连接的技术。根据该技术公开了生成电压源，并且同时生成电源电压和高频链路的直接转换电路。

在非专利文献3还公开了将输入波形设为正弦波状、而且提高效率的技术。

另外，作为公开与本申请相关的技术的文献，可以举出本申请人提交申请的专利文献1、2。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2011－193678号公报

专利文献2：日本特开2012－135184号公报

非专利文献

非专利文献1：入江、山下、竹本、「2象限チョッパと付加コンデンサを用いた単相整流回路のリプル補償」電気学会論文集D、Vol.112、No.7、pp.623-629(1992)

非专利文献2：大沼、伊東、「充電回路を付加したアクティブバッファ付き単相三相電力変換器の回路構成と制御法」、平成22年電気学会全国大会、4-057、(2010)

非专利文献3：大沼、伊東、「単相三相変換器における昇圧チョッパ回路とアクティブバッファ回路の比較」、平成23年電気学会全国大会、4-042、(2011)

非专利文献4：芳賀、高橋、大石：「高入力力率を実現する単相―三相マトリクスコンバータの一製造法」電気学会論文集D、Vol.124、No.5、pp.510-516(2004)

发明内容

发明要解决的问题

在采用非专利文献1公开的技术的电力转换中，不需要将缓冲电容器的电压控制为固定值，因而不论是直接转换方式还是间接转换方式，与通常的平滑电容器相比，都能够将所需要的静电电容设定为较小的值。

但是，脉动功率的振幅增大至与功率的固定分量相同的程度。因此，对缓冲电容器要求的允许纹波电流值也较高。另一方面，由于装置的小型化和成本的制约，期望使用电解电容器作为缓冲电容器。因此，即使是缓冲电容器，在该缓冲电容器采用电解电容器时，从满足允许纹波电流值的观点考虑，不得不选择大于实际需要的静电电容的、通常的平滑电容器程度的静电电容。

另一方面，在非专利文献4中公开了不具有能动性的功率缓冲电路的单相三相直接转换电路。其中，示出了输入电流和输出功率纹波之间的关系。并且，为了将输入波形设为正弦波状，示出了对输出功率赋予具有电源频率的2倍频率的脉动功率的必要性。

例如，在1.5kW级的家庭用空调机中，期望根据电机的惯性力矩将随着负载转矩的脉动而形成的速度纹波控制在10％左右。而且，随着功率容量的增加，脉动转矩也增加，因而压缩机支撑系统的应力增大。因此，显然可以采用的功率容量也存在上限。

因此，本申请的目的在于，在具有能动性的功率缓冲电路的电力转换装置中，使功率缓冲电路进行缓冲的功率小于脉动功率，由此降低功率缓冲电路的静电电容和功率容量。由此，进而有助于扩大负载脉动时的功率容量的范围。

用于解决问题的手段

本发明的电力转换装置具有：直流链路(7)，其包括第1电源线(LH)和第2电源线(LL)；变流器(3)，其输入单相交流电压(Vin)，向所述直流链路输出脉动功率(Pin)；逆变器(5)，其从所述直流链路输入功率，输出交流电流(Iu、Iv、Iw)；以及功率缓冲电路(4)，其从所述直流链路输入充电功率(PI)，向所述直流链路输出放电功率(Pc)。

并且，在该电力转换装置的第一方式中，至少在所述脉动功率超过规定值时，所述放电功率相对于所述充电功率的变动量(Pc-PI)小于所述脉动功率的交流成分(Pin^)。

本发明的第二方式的电力转换装置是在该第一方式中，输入至所述逆变器(5)的输入功率(Pdc)是从所述直流链路(7)取从所述脉动功率与所述放电功率之和减去所述充电功率而得的值(Pin+Pc-PI)。并且，至少在所述脉动功率超过所述规定值时，所述充电功率(PI)取所述脉动功率(Pin)的常数(k)倍的值(k·Pin)，其中，所述常数为正且小于1/2，所述放电功率(Pc)取所述脉动功率的交流成分(Pin^)的所述常数倍的(-2)倍与所述充电功率相加得到的值(2k·Pin^+PI)。

本发明的第三方式的电力转换装置是在该第二方式中，所述变流器(3)将对所述单相交流电压(Vm·sin(ωt))进行全波整流得到的整流电压(Vrec)施加给所述直流链路(7)，使所述第1电源线(LH)成为比所述第2电源线(LL)高的电位，至少在所述脉动功率超过所述规定值时，所述变流器(3)使所述直流链路中流过将第1电流与1减去所述常数而得的值(1-k)相乘得到的电流((1-k)·Im·|sin(ωt)|)，该第1电流是将所述脉动功率(Pin)除以所述整流电压(Vrec)得到的电流(Im·|sin(ωt)|)。所述功率缓冲电路(4)包括：放电电路(4a)，其包括电容器(C4)和第1开关(Sc、D42)，该第1开关在所述第1电源线和所述第2电源线之间相对于所述电容器串联地连接在所述第1电源线侧；以及充电电路(4b)，其对所述电容器充电。所述功率缓冲电路(4)至少在所述脉动功率超过所述规定值时，输入所述第1电流的所述常数倍的充电电流(il＝k·Im·|sin(ωt)|)，输出放电电流(ic)，该放电电流(ic)是将所述放电功率(Pc)除以所述电容器的两端电压(Vc)得到的电流(Pc/Vc)。

本发明的第四方式的电力转换装置是在该第二方式中，所述变流器(3)将对所述单相交流电压(Vin)进行全波整流得到的整流电压(Vrec)施加给所述直流链路(7)，使所述第1电源线(LH)成为比所述第2电源线(LL)高的电位。所述功率缓冲电路(4)包括：放电电路(4a)，其包括电容器(C4)和第1开关(Sc、D42)，该第1开关在所述第1电源线和所述第2电源线之间相对于所述电容器串联地连接在所述第1电源线侧；以及充电电路(4b)，其对所述电容器充电。所述变流器与所述直流链路(7)导通的占空比即整流占空比(drec)取如下的值：将规定电压(Vdc)和所述单相交流电压的相位(ωt)的正弦值的平方(sin²(ωt))之乘积、除以所述整流电压(Vrec)得到的值(Vdc/Vm·|sin(ωt)|)。所述电容器进行放电的占空比即放电占空比(dc)取如下的值：将所述规定电压和所述相位的余弦值的平方(cos²(ωt))之乘积、除以所述电容器的两端电压(Vc)得到的值(Vdc/Vc·cos²(ωt))。

本发明的第五方式的电力转换装置是在该第二～第四方式的任意一种方式中，所述常数(k)不取决于所述交流电流(Iu、Iv、Iw)。

本发明的第六方式的电力转换装置是在该第二～第四方式的任意一种方式中，所述常数(k)与所述交流电流(Iu、Iv、Iw)的大小成反比。

例如，在第一～第六方式的任意一种方式中，所述规定值被设定成小于所述脉动功率的最大额定功率。

或者，例如在第一～第七方式的任意一种方式中，在所述脉动功率为规定值以下时，所述放电功率相对于所述充电功率的变动量(Pc-PI)与所述脉动功率的交流成分(Pin^)相等。

或者，例如在第一～第八方式的任意一种方式中，在所述脉动功率超过规定值时，所述放电功率相对于所述充电功率的变动量(Pc-PI)不取决于所述脉动功率。

发明效果

根据本发明的电力转换装置的第一方式，在放电功率相对于充电功率的变动量是功率缓冲电路进行缓冲的功率时，该变动量小于脉动功率的交流成分。因此，相比以往能够降低功率缓冲电路的功率容量。

根据本发明的电力转换装置的第二方式，功率缓冲电路进行缓冲的功率达到脉动功率的交流成分的常数倍的2倍。该常数小于1/2，因而第一方式中进行缓冲的功率与以往的功率缓冲电路相比较小，该第二方式有助于第一方式的实现。

根据本发明的电力转换装置的第三方式，逆变器缩短流过零相电流的期间，由此能够延长利用对直流链路电压施加的电压的期间。

整流占空比和整流电压的乘积、与放电占空比和两端电压的乘积之和，相当于逆变器利用的直流电压的平均值。在本发明的电力转换装置的第四方式中，该和与规定电压一致，该和不取决于单相交流电压的相位，能够取固定值。

根据本发明的电力转换装置的第五方式，能够在轻负载区域中降低电容器的纹波电流，延长电力转换装置的寿命。

根据本发明的电力转换装置的第六方式，在作为电力转换装置的负载的电动机的转矩较小的情况下，该电动机的低速区域中的振动降低。

本发明的目的、特征、方面和优点，根据以下的详细说明及附图将更加明确。

附图说明

图1是示出本实施方式的直接型电力转换装置的结构的框图。

图2是示出本实施方式的直接型电力转换装置的功率收支的框图。

图3是示出在直接型电力转换装置中输入功率、电容器的静电电容、纹波电流之间的关系的曲线图。

图4是示出图1所示的电路的等效电路的电路图。

图5是示出本实施方式的直接型电力转换装置的动作的曲线图。

图6是示出本实施方式的直接型电力转换装置的动作的曲线图。

图7是示出假想直流电压的曲线图。

图8是示出本实施方式的直接型电力转换装置的假想动作的曲线图。

图9是示出本实施方式的直接型电力转换装置的动作的曲线图。

图10是示出本实施方式的直接型电力转换装置的动作的曲线图。

图11是示例进行实现直流电流的控制用的结构的框图。

图12是示出图1所示的直接型电力转换装置的变形的电路图。

具体实施方式

A.直接型电力转换装置的结构：

图1是示出应用本实施方式示出的控制方法的直接型电力转换装置的结构的框图。该直接型电力转换装置具有变流器3、功率缓冲电路4、逆变器5以及直流链路7。

变流器3例如经由滤波器2与单相交流电源1连接。滤波器2具有电抗器L2和电容器C2。电抗器L2设置在单相交流电源1的两个输出端中的一方与变流器3之间。电容器C2设置在单相交流电源1的两个输出端之间。滤波器2去除电流的高次谐波分量。也可以省略滤波器2。为了简单起见，以下忽略滤波器2的功能进行说明。

直流链路7具有直流电源线LH、LL。

变流器3例如采用二极管桥，具有二极管D31～D34。二极管D31～D34构成桥接电路，对从单相交流电源1输入的输入电压即单相交流电压Vin进行单相全波整流并转换成整流电压Vrec，将其输出到直流电源线LH、LL之间。对直流电源线LH施加比直流电源线LL高的电位。输入电流Iin从单相交流电源1流入到变流器3。

功率缓冲电路4具有放电电路4a和充电电路4b，与直流链路7之间输送和接受电力。放电电路4a包括电容器C4，充电电路4b对整流电压Vrec进行升压而对电容器C4进行充电。

放电电路4a还包括与二极管D42反并联连接的晶体管(这里是绝缘栅极型双极晶体管：以下简记为“IGBT”)Sc。晶体管Sc在直流电源线LH、LL之间相对于电容器C4串联连接在直流电源线LH侧，。这里反并联连接是指正向互为相反的并联连接。具体地，晶体管Sc的正向是从直流电源线LL朝向直流电源线LH的方向，二极管D42的正向是从直流电源线LH朝向直流电源线LL的方向。晶体管Sc和二极管D42可以统一理解为一个开关元件(第1开关)。通过第1开关的导通，电容器C4放电，向直流链路7输送电力。

充电电路4b包括例如二极管D40、电抗器L4、以及晶体管(这里是IGBT)SI。二极管D40具有阴极和阳极，该阴极连接在第1开关与电容器C4之间。该结构公知为所谓的升压斩波器。

电抗器L4连接在直流电源线LH与二极管D40的阳极之间。晶体管SI连接在直流电源线LL与二极管D40的阳极之间。二极管D41与晶体管SI反并联连接，可以将两者统一理解为一个开关元件(第2开关)。具体地，晶体管SI的正向是从直流电源线LH朝向直流电源线LL的方向，二极管D40的正向是从直流电源线LL朝向直流电源线LH的方向。

电容器C4通过充电电路4b被充电，产生比整流电压Vrec高的两端电压Vc。具体地，通过使电流从直流电源线LH经由第2开关流向直流电源线LL，电抗器L4中蓄积能量，之后通过断开第2开关，由此将该能量经由二极管D40蓄积在电容器C4。

由于两端电压Vc高于整流电压Vrec，因而基本上，电流不流过二极管D42。因此，第1开关的导通/非导通主要取决于晶体管Sc的导通/非导通。因此，以下有时不仅将晶体管Sc、而且将其与二极管D42组合而得到的第1开关也称为开关Sc。

并且，直流电源线LH的电位高于直流电源线LL，因而基本上，电流不流过二极管D41。因此，第2开关的导通/非导通主要取决于晶体管SI的导通/非导通。因此，以下有时不仅将晶体管SI、而且将其与二极管D41组合得到的第2开关称为开关SI。

逆变器5将直流电源线LH、LL之间的直流电压转换成交流电压并输出到输出端Pu、Pv、Pw。逆变器5包括6个开关元件Sup、Svp、Swp、Sun、Svn、Swn。开关元件Sup、Svp、Swp分别连接在输出端Pu、Pv、Pw与直流电源线LH之间，开关元件Sun、Svn、Swn分别连接在输出端Pu、Pv、Pw与直流电源线LL之间。逆变器5构成所谓的电压型逆变器，包括6个二极管Dup、Dvp、Dwp、Dun、Dvn、Dwn。

二极管Dup、Dvp、Dwp、Dun、Dvn、Dwn均使其阴极朝向直流电源线LH侧、使其阳极朝向直流电源线LL侧配置。二极管Dup在输出端Pu与直流电源线LH之间，与开关元件Sup并联连接。同样，二极管Dvp、Dwp、Dun、Dvn、Dwn分别与开关元件Svp、Swp、Sun、Svn、Swn并联连接。从输出端Pu、Pv、Pw分别输出交流电流Iu、Iv、Iw，这些交流电流构成三相交流电流。例如，开关元件Sup、Svp、Swp、Sun、Svn、Swn采用IGBT。

感应性负载6是例如旋转机，在表示是感应性负载的等效电路中进行图示。具体地，电抗器Lu和电阻Ru相互串联连接，其串联体的一端与输出端Pu连接。关于电抗器Lv、Lw和电阻Rv、Rw也同样。并且，这些串联体的另一端彼此相互连接。

B.控制方法

(b－1)功率降低的基本考虑方法

输入到变流器3的瞬时输入功率Pin将输入功率因数设为1，由下式(1)表示。不过，导入了单相交流电压Vin的波高值Vm和电源角速度ω、输入电流Iin的波高值Im、时间t。电源角速度ω与时间t之积ωt表示单相交流电压Vin的相位角。并且，交流波形可以理解为该交流波形的相位角ωt的正弦值与波高值之积。

[算式1]

$\begin{array}{c}Pin=Vm\·\mathrm{Im}\·{\sin }^2\left(\mathrm{\ω}t\right)\\ =\frac{1}{2}Vm\·\mathrm{Im}-\frac{1}{2}Vm\·\mathrm{Im}\·\cos \left(2\mathrm{\ω}t\right)\end{array}\mathrm{...}\left(1\right)$

瞬时输入功率Pin具有由式(1)的右边的第2项示出的交流成分(－1/2)·Vm·Im·cos(2ωt)(以下也称为“交流成分Pin^”)。因此，以下有时也将瞬时输入功率Pin称为脉动功率Pin。

图1所示的电力转换装置可以如下来理解。

直流链路7包括直流电源线LH、LL。

变流器3输入单相交流电压Vin，输出脉动功率Pin。

功率缓冲电路4从直流链路7输入充电功率PI，向直流链路7输出放电功率Pc。

逆变器5从直流链路7输入从脉动功率Pin与放电功率Pc之和减去充电功率PI而得的输入功率Pdc(＝Pin+Pc-PI)，输出交流电流Iu、Iv、Iw。

图2是示意地示出图1所示的直接型电力转换装置的功率收支的框图。被缓冲的功率(以下称为“缓冲功率Pbuf”)与从放电功率Pc中减去充电功率PI而得的功率差(Pc-PI)相等。并且，从变流器3朝向逆变器5的功率Prec与Pin-PI相等。因此，Pdc＝Prec+Pc成立。

在非专利文献2和专利文献1所公开的现有技术中，为了消除上述的交流成分Pin^，充电功率PI和放电功率Pc都取与交流成分Pin^相同的值，而且在电源相位中相互排斥的期间在功率缓冲电路4和直流电源线LH、LL之间被输送和接受。因此，功率缓冲电路4应该进行缓冲的功率与交流成分Pin^的绝对值相等，对功率缓冲电路4要求该绝对值以上的功率容量。

在此，说明为了降低功率缓冲电路4的功率容量而采用什么样的技术能够降低缓冲功率Pbuf。

当然，为了使缓冲功率Pbuf彻底为零而使输入至逆变器5的功率按照式(1)的右边第2项所示进行脉动并非优选，本来也无需谋求功率缓冲电路4的功率容量的降低。因此，导入小于1/2的正常数k，由下式(2)决定缓冲功率Pbuf。换言之，这样的缓冲功率Pbuf的实现有助于功率缓冲电路的功率容量的降低。

[算式2]

Pbuf＝k·Vm·Im·cos(2ωt)···(2)

即，只要在功率缓冲电路4和直流电源线LH、LL之间输送和接受的功率之差满足式(2)即可。换言之，只要放电功率Pc相对于充电功率PI的变动量即功率(Pc-PI)的绝对值小于交流成分Pin^的绝对值，就能够比以往降低功率缓冲电路4的功率容量。

这样通过将常数k设为小于1/2，能够选定比非专利文献2、3所公开的技术小的缓冲功率Pbuf。这对于功率缓冲电路4而言产生以下优点。

(b－2)关于放电电路4a的优点的说明

在这一节中，说明通过降低缓冲功率Pbuf，电容器C4能够采用电解电容器，实现低成本的放电电路4a。

图3是示出在输入输入功率(瞬时输入功率Pin的平均值：横轴)进行处理的直接型电力转换装置中采用或者要求的电容器的静电电容(也简称为“电容器电容”)(左纵轴)、与纹波电流及电容器中的纹波电流的允许值(右纵轴)之间的关系的曲线图。

记号H1、H2都表示在采用单相的功率因数改善电路时使用的电容器电容。记号H1、H2是采用空调能力分别为6kW和11.2kW的空调机时的数据。这里所讲的功率因数改善电路可以理解为如下的结构：将开关Sc短路而从功率缓冲电路4中去除，而且使电抗器L4和变流器3的连接点不直接与逆变器5连接。在该结构中，二极管D40和电抗器L4的串联连接在直流电源线LH中介于变流器3和逆变器5之间，并且在直流电源线LH、LL之间，电容器C4相对于逆变器5并联连接。

另外，鉴于在k＝1/2时Pdc＝Pin-Pin^，根据非专利文献3由下式(3)求出电容器C4所需要的静电电容C。不过，导入了两端电压Vc的最大值Vcmax和最小值Vcmin。

[算式3]

$C=\frac{Vm\·\mathrm{Im}}{\mathrm{\ω}({\mathrm{Vcmax}}^2-{\mathrm{Vcmin}}^2)}\mathrm{...}\left(3\right)$

在曲线G1中绘制了计算k＝1/2时(即，缓冲功率Pbuf与交流成分Pin^的绝对值相等时)所需要的电容器电容而得的值。其中，最大值Vcmax＝400+50＝450(V)，最小值Vcmin＝400-50＝350(V)。并且，曲线G1中的黑圈表示输入功率与记号H1、H2所示的情况相同的相同。其中，记号H1、H2绘制了实际使用的电容器电容，在根据式(3)对其进行逆运算时，两端电压Vc的变动约为±5％。

将记号H1、H2和曲线G1中的黑圈进行比较可知，在k＝1/2时，与通常的功率因数改善电路相比，电容器电容降低至约1/3～1/4。

但是，在k＝1/2的情况下，曲线G2所示的纹波电流流过电容器C4。另一方面，曲线G3示出了在电解电容器得到在曲线G1中求出的电容器电容时所允许的纹波电流(例如，Nichicon股份有限公司(ニチコン株式会社)制电解电容器，GW系列(105℃规格)在45℃时的值)。根据曲线G2、G3的比较可知，基于纹波电流是否允许的观点，电容器C4使用电解电容器实现k＝1/2的情况是不可能的。

但是，通过将常数k设为小于1/2，与k＝1/2的情况相比，能够降低流过电容器C4的纹波电流。这将有助于通过与所期望的电容器电容对应地设定常数k，能够利用电解电容器实现电容器C4，实现低成本的功率缓冲电路4。

(b－3)关于充电电路4b的优点的说明

在这一节说明通过降低缓冲功率Pbuf来实现低成本的充电电路4b。

在通常的功率因数改善电路中，瞬时输入功率Pin全部通过。另一方面，在使用功率缓冲电路4时，通过充电电路4b的功率是充电功率PI，相当于由式(2)表示的缓冲功率Pbuf中该功率为正的情况(参照图2)。

因此，在缓冲功率Pbuf越小时，充电电路4b所需要的功率容量越小。并且，通过降低缓冲功率Pbuf，流过电抗器L4的电流iI(该电流可以理解为输入充电电路4b的充电电流)也降低，因而对电抗器L4要求的功率容量也降低。

(b－4)充电功率PI和放电功率Pc的具体例

另外，从本节起作为上述的充电功率PI和放电功率Pc的一例，分别由式(4)、(5)来确定。

(算式4)

PI＝k·Vm·Im·sin²(ωt)···(4)

(算式5)

Pc＝k·Vm·Im·cos²(ωt)

＝k·Vm·Im·cos(2ωt)+PI···(5)

即，充电功率PI是脉动功率Pin的常数k倍的功率，放电功率Pc是交流成分Pin^的(-2)倍的常数k倍与充电功率PI相加得到的功率。

充电功率PI可以理解为从脉动功率Pin经由直流链路7对功率缓冲电路4分配的以常数k作为分配率的功率k·Pin。因此，以下也将常数k称为缓冲分配率k。

根据式(4)、(5)和Pbuf＝Pc-PI可知满足式(2)。

这样的充电功率PI和放电功率Pc在电源相位中没有设定排斥期间，这与在专利文献1、非专利文献2中充电功率PI和放电功率Pc在电源相位中的排斥期间分别在功率缓冲电路4和直流链路7之间进行输送和接受不同。

其中，在Pc>PI(即Pbuf>0)的期间(以下也称为“放电主体期间”)，相比充电，放电是主体，在Pc<PI(即Pbuf<0)的期间(以下也称为“充电主体期间”)，相比放电，充电是主体。根据式(4)、(5)可以理解，(n+1/4)π≤ωt≤(n+3/4)π的期间是充电主体期间，(n+3/4)π≤ωt≤(n+5/4)π的期间是放电主体期间(n为整数，以下相同)。

通过这样规定充电功率PI和放电功率Pc，相比前一节的说明，能够定量地说明对充电电路4b要求的功率容量。

以往输入到功率因数改善电路、即输入到电抗器的功率在电源频率的每一周期的平均值可根据式(1)由式(6)求出。

[算式6]

$\frac{Vm\&CenterDot;\mathrm{Im}}{2\mathrm{\&pi;}}{\&Integral;}_0^{2\mathrm{\&pi;}}\frac{1}{2}(1-cos2\mathrm{\&theta;})d\mathrm{\&theta;}=\frac{Vm\&CenterDot;\mathrm{Im}}{2}\mathrm{...}\left(6\right)$

另一方面，在使用功率缓冲电路4时，充电功率PI被输入到该功率缓冲电路4中。因此，根据式(4)，输入到功率缓冲电路4、即输入到充电电路4b的功率在电源频率的每一周期的平均值可由式(7)求出。

[算式7]

$\frac{Vn\&CenterDot;\mathrm{Im}}{2\mathrm{\&pi;}}{\&Integral;}_0^{2\mathrm{\&pi;}}\left|k\&CenterDot;{\sin }^{2}2\mathrm{\&theta;}\right|d\mathrm{\&theta;}=\frac{Vm\&CenterDot;\mathrm{Im}}{2}\&CenterDot;k\mathrm{...}\left(7\right)$

将式(6)、(7)进行比较可知，与功率改善因数电路相比，对充电电路4b要求的功率容量达到k倍。通过将缓冲分配率设定为小于1/2，与功率改善因数电路的功率容量相比，对充电电路4b要求的功率容量小于1/2倍。

(b－5)依赖于常数k的电流的分配

在本节说明如下的技术，根据缓冲分配率k设定变流器3输出的电流irec中从变流器3流向逆变器5的电流irec1。

另外，在变流器3的输出侧施加由式(8)所示的整流电压Vrec。

[算式8]

Vrec＝|Vin|＝Vm·|sin(ωt)|···(8)

其中，Prec＝Pin-PI，因而下式(9)成立。

[算式9]

Prec＝(1-k)·Vm·Im·sin²(ωt)＝|Vin|·irec1···(9)

因此，电流irec1由下式(10)表示。

[算式10]

irec1＝(1-k)·Im·|sin(ωt)|···(10)

在式(1)中，以输入电流Iin呈现由Im·sin(ωt)表示的即正弦波状的波形为前提，因而电流iI满足下式(11)。因为根据图2可知，变流器3输出的电流irec与电流irec1和电流iI之和相等。

[算式11]

iI＝k·Im·|sin(ωt)|···(11)

因此，电流iI的峰值为k·Im。因此，鉴于以往输入到功率因数改善电路的电流的峰值是Im，可知对电抗器L4要求的功率容量比以往降低。

当导入从电容器C4流向逆变器5的放电电流ic时，从功率缓冲电路4输出的放电功率Pc用积Vc·ic表示。因此，为了使放电功率Pc满足式(5)，只要放电电流ic满足下式(12)即可。

[算式12]

$ic=\frac{Pc}{Vc}=\frac{k\&CenterDot;Vm\&CenterDot;\mathrm{Im}}{2Vc}(1+cos(2\mathrm{\&omega;}t\left)\right)\mathrm{...}\left(12\right)$

图4示出图1所示的电路的等效电路。该等效电路例如已在专利文献1中介绍。在该等效电路中，电流irec1等效地表示为开关Srec导通时经由该开关的电流irec1。同样，放电电流ic等效地表示为开关Srec导通时经由该开关的电流ic。并且，在逆变器5中，当输出端Pu、Pv、Pw与直流电源线LH、LL的一方共同连接时，经由逆变器5流过感应性负载6的电流，也等效地表示为在开关Sz导通时经由该开关流过的零相电流iz。并且，在图4中示出了构成充电电路4b的电抗器L4和二极管D40和开关SI，并附记了流过电抗器L4的电流iI。

在这样得到的等效电路中，导入开关Srec、Sc、Sz导通的各自的占空比drec、dc、dz和输入到逆变器5的直流电流Idc，则下式成立。

[算式13]

由于电流irec1、ic、iz分别是使直流电流Idc乘以占空比drec、dc、dz得到的电流，因而这些电流是开关Srec、Sc、Sz的开闭周期的平均值。

并且，由于直流电流Idc是开关Srec、Sc、Sz分别导通的电流irec1、ic、iz的总和，因而下式成立。其中，0≤drec≤1，0≤dc≤1，0≤dz≤1。

[算式14]

drec+dc+dz＝1···(14)

因此，占空比drec、dc、dz可以视为直流电流Idc对各电流irec1、ic、iz的电流分配率。并且，占空比drec是设定变流器3与直流链路7连接而使电流能够流过逆变器5的期间的占空比，因而自此以后有时称为整流占空比drec。并且，占空比dc是电容器C4放电的占空比，因而自此以后有时称为放电占空比drec。并且，占空比dz是在逆变器5中与其输出的电压无关地一定流过零相电流iz的占空比，因而自此以后有时称为零占空比drec。

根据式(10)、(12)、(13)，整流占空比drec、放电占空比dc分别由下式(15)、(16)设定。

[算式15]

$drec=(1-k)\&CenterDot;\frac{\mathrm{Im}}{Idc}\&CenterDot;\left|\sin \left(\mathrm{\&omega;}t\right)\right|\mathrm{...}\left(15\right)$

[算式16]

$dc=k\&CenterDot;\frac{Vm}{2Vc}\&CenterDot;\frac{\mathrm{Im}}{Idc}\&CenterDot;(1+cos(2\mathrm{\&omega;}t\left)\right)\mathrm{...}\left(16\right)$

即，根据功率收支的请求而采用式(10)、(12)、(15)、(16)，并将输入电流Iin设为正弦波状，根据使满足作为上述诸式的前提的式(1)的请求而采用式(11)。

另外，在变流器3采用二极管桥的情况下，变流器3不能主动地以式(15)所示的整流占空比drec进行开闭。因此，逆变器5和开关Sc分别按照根据式(14)、(15)、(16)所决定的零占空比dz和放电占空比dc进行开闭，由此能够得到式(10)所示的电流irec1。

逆变器5在流过零相电流iz的期间不能利用直流链路7中的直流电压。因此，能够按照以下所述考虑直流电源线LH、LL之间的直流电压中、逆变器5能够进行功率转换的期间的假想的直流电压(以下称为“假想直流电压”)Vdc。

[算式17]

Vdc＝Vrec·drec+Vc·dc+0·dz···(17)

该电压可以理解为如下电压：作为逆变器5能够输出的电压的最大值的、控制开关Sc、Si和逆变器5的开闭的周期的平均，而施加给直流链路7的电压。在图4中，假想直流电压Vdc可以理解为在逆变器5及表示其负载的电流源Idc(该电流源流过直流电流Idc)的两端产生的电压。

下面，将假想直流电压Vdc对波高值Vm之比R(＝Vdc/Vm)称为电压利用率。根据式(13)、(14)、(16)可知，在零占空比dz越小时，逆变器5流过零相电流的期间越短，由此能够延长利用对直流链路电压施加的电压的期间。这也会提高电压利用率R。

然而，从直流链路7输入逆变器5的输入功率Pdc是假想直流电压Vdc与直流电流Idc之积。并且，逆变器5从直流链路7得到从脉动功率Pin与放电功率Pc之和减去充电功率PI而得的输入功率Pdc(＝Pin+Pc-PI)，因而下式(18)成立。

[算式18]

$\begin{array}{c}Idc=\frac{Pin+Pc-Pl}{Vdc}\\ =\frac{Vm\&CenterDot;\mathrm{Im}}{2}(1-(1-2k\left)\cos \right(2\mathrm{\&omega;}t\left)\right)\&CenterDot;\frac{1}{Vdc}\end{array}\mathrm{...}\left(18\right)$

但是，在以前的设定中对假想直流电压Vdc、直流电流Idc都没有限制。即，如果规定了缓冲分配率k，无论怎样设定假想直流电压Vdc、直流电流Idc，只要它们满足式(18)，就能够设定占空比drec、dc、dz。

在此，作为新的效果，进一步说明为了提高电压利用率R所需要的条件。如上所述，在零占空比dz越小时越能够提高电压利用率R，并且零占空比dz的下限为零。因此，按照缓冲分配率k设假想直流电压Vdc为最大时的占空比drec、dc能够在零占空比dz为零时得到。

如果零占空比dz为零，根据式(14)、(15)、(16)能够得到式(19)。

[算式19]

$\frac{\mathrm{Im}}{Idc}\{(1-k)\&CenterDot;|\sin \left(\mathrm{\&omega;}t\right)|+\frac{k\&CenterDot;Vm}{2Vc}(1+cos(2\mathrm{\&omega;}t\left)\right)\}=\mathrm{1...}\left(19\right)$

其中，通过功率缓冲电路4的充电及放电，能够观察到两端电压Vc大致固定(例如，如上所述变动约5％)。因此，根据式(19)决定按照缓冲分配率k设假想直流电压Vdc为最大时的直流电流Idc。由此，根据式(15)、(16)决定按照缓冲分配率k设假想直流电压Vdc为最大时的占空比drec、dc。另外，此时的假想直流电压Vdc根据式(18)、(19)来决定。

这样设假想直流电压Vdc为最大时的直流电流Idc根据式(18)取其最小值。基于降低逆变器5采用的开关元件Svp、Swp、Sun、Svn、Swn及二极管Dvp、Dwp、Dun、Dvn、Dwn的额定功率的观点来看这是优选。

图5及图6是示出图1所示的直接型电力转换装置的动作的曲线图，示出了设定满足式(14)～(19)的占空比drec、dc、dz(＝0)时的动作。其中，在图5中设定为k＝1/6，在图6中设定为k＝1/2。

在图5和图6中，都是在第1段示出占空比drec、dc、dz，在第2段示出假想直流电压Vdc及其第1分量drec·Vrec和第2分量dc·Vc和直流电流Idc，在第3段示出从变流器3输出的电流irec(该电流与输入电流Iin的绝对值相等)和电流irec1、iI、ic，在第4段示出功率Pin、Pc、Pbuf、Prec。在曲线中都是横轴采用以“度”为单位的相位角ωt。

其中，假想直流电压Vdc的第1分量drec·Vrec是在式(17)的第1项中出现的电压，表示变流器3对假想直流电压Vdc的贡献量。另外，假想直流电压Vdc的第2分量dc·Vc是在式(17)的第2项中出现的电压，表示电容器C4对假想直流电压Vdc的贡献量。为了方便，设为Vm＝1、Vc＝1.5、Vm＝1.5进行计算。

在图6中设定为k＝1/2，因而脉动功率的脉动量(式(1)的最右边第2项)在功率缓冲电路4中全部消除。因此，输入逆变器5的输入功率Pdc被维持为固定值。此时，根据式(10)、(11)，irec1＝iI成立。

图7是示出k＝1/2、1/4、1/6且dz＝0时的假想直流电压Vdc的曲线图。即，示出了根据式(18)、(19)决定的假想直流电压Vdc。

根据式(15)可以理解到，在ωt＝nπ时、drec＝0，因而通过设定为dz＝0，使dc＝1。因此，在图7中，在相位角ωt为0度、180度、360度时，Vdc＝Vc(＝1.5)成立。并且，根据式(16)可以理解到，在ωt＝(2n-1)π/2时、dc＝0，因而通过设定为dz＝0，使drec＝1。因此，在图7中，在相位角ωt为90度、270度时，Vdc＝Vm(＝1)成立。

根据这些曲线图可知，能够得到比在非专利文献2和专利文献1中介绍的电压利用率大的电压利用率R。

另外，在不设定为dz＝0时，也能够将假想直流电压Vdc设为固定值。下面，作为其具体例，说明达到固定值时的假想直流电压Vdc的上限。

根据图7容易理解的是，在缓冲分配率k越大时，假想直流电压Vdc越高，因而假定k＝1/2的情况。此时，在相位角ωt的全部区间中，假想直流电压Vdc基本上取波高值Vm以上的值，但在相位角ωt为30～150度、210～330度时，成为波高值Vm以下的值。因此，就连设为k＝1/2且dz＝0时，也不能将假想直流电压Vdc设为波高值Vm以上的固定值。

图8是示出假设允许dz<0，在k＝1/2时满足式(15)、(16)而且设Vdc＝Vm时的直接型电力转换装置的动作的曲线图。这里与图5～图7一样，设为Vm＝1、Vc＝1.5、Vm＝1.5进行计算。与图7对应，判明在相位角ωt为30～150度、210～330度时dz<0。

因此，设dz＝0，按照以下所述求出使假想直流电压Vdc一定的最大值。如上所述，在k＝1/2时假想直流电压Vdc最大，因而研究此时drec+dc＝1的条件。在式(19)中代入k＝1/2，式(20)成立。其中，导入了x＝|sin(ωt)|。

[算式20]

$drec+dc=\frac{1}{2}\&CenterDot;\&lsqb;x+\frac{Vm}{Vc}(1-x^2)\&rsqb;=\mathrm{1...}\left(20\right)$

由于Pdc＝Vdc·Idc、k＝1/2，因而Pdc＝Vm·Im/2成立，得到式(21)。

[算式21]

$Vdc=\frac{Vm}{2}\&CenterDot;\frac{\mathrm{Im}}{Idc}=\frac{Vm}{x+\frac{Vm}{Vc}(1-x^2)}\mathrm{...}\left(21\right)$

赋予假想直流电压Vdc的最大值的相位角ωt赋予式(21)的右边的分母的最小值。因此，只要求出表示该分母的微分的式(22)的值为零时的相位角ωt即可。

[算式22]

$\begin{array}{c}\frac{d}{d\left(\mathrm{\&omega;}t\right)}\&lsqb;\left|sin\left(\mathrm{\&omega;}t\right)\right|+\frac{Vm}{Vc}(1-{\sin }^2(\mathrm{\&omega;}t\left)\right)\&rsqb;\\ =\cos \left(\mathrm{\&omega;}t\right)\&CenterDot;\&lsqb;1-\frac{2Vm}{Vc}\sin \left(\mathrm{\&omega;}t\right)\&rsqb;\end{array}\mathrm{...}\left(22\right)$

此时，x＝Vc/(2·Vm)。例如，在上述的例子中而言，Vc＝1.5Vm，因而可知成为固定值的假想直流电压Vdc的最大值约为0.96Vm。

图9是示出Vc＝1.5Vm＝1.5、Vdc＝0.96Vm＝0.96(Vm＝1)时的直接型电力转换装置的动作的曲线图。判明的是，在相位角ωt的全部区间中，dz≥0。

这样，在将缓冲分配率k固定为1/2时，能够按照式(14)、(15)、(16)将各占空比固定，将假想直流电压Vdc设为固定。而且，通过减小零占空比dz，根据该技术可知，在式(21)中，使x＝Vc/(2·Vm)，能够将电压利用率R设为α/(1+α·α/4)(其中，α＝Vc/Vm)。

该电压利用率R＝α/(1+α·α/4)大于在非专利文献2和专利文献1中介绍的电压利用率因而比值α应该满足的条件是两端电压Vc被充电至高于波高值Vm，比值α大于1。并且，为了将假想直流电压Vdc设为固定值，根据x＝|sin(ωt)|＝α/2，α≤2。因此，能够得到满足该条件、而且比在非专利文献2和专利文献1中介绍的电压利用率大的电压利用率R。

并且，判明在用比值α对电压利用率R进行微分得到的值为零时、即α＝2时取最大值1。即，通过将两端电压Vc设定为波高值Vm的二倍，作为电压利用率R能够得到最大值1。

(b－6)不取决于常数k的占空比的设定

在本节中说明与缓冲分配率k无关地设定占空比drec、dc、dz的技术。在本节中，分别根据式(23)、(24)来设定占空比drec、dc。根据式(23)、(24)、(14)决定零占空比dz。

[算式23]

$\begin{array}{c}drec=\frac{Vdc}{Vm}\left|\sin \left(\mathrm{\&omega;}t\right)\right|\\ =\frac{Vdc}{Vrec}\&CenterDot;{\sin }^2\left(\mathrm{\&omega;}t\right)\end{array}\mathrm{...}\left(23\right)$

[算式24]

$\begin{array}{c}dc=\frac{Vdc}{Vc}\&CenterDot;{\cos }^2\left(\mathrm{\&omega;}t\right)\\ =\frac{Vdc}{2Vc}(1+\cos (2\mathrm{\&omega;}t\left)\right)\end{array}\mathrm{...}\left(24\right)$

整流占空比drec例如能够表述为将相位角ωt的正弦值的平方与假想直流电压Vdc之积除以整流电压Vrec而得的值。放电占空比dc例如能够表述为将相位角ωt的余弦值的平方与假想直流电压Vdc之积除以两端电压Vc而得的值。

根据式(25)可知这样设定的整流占空比drec和放电占空比dc满足式(17)。

[算式25]

drec·Vrec+dc.Vc＝Vdc|sin(ωt)|·|sin(ωt)|+Vdc·cos²(ωt)

＝Vdc···(25)

因此，能够将整流占空比drec和放电占空比dc设定为与缓冲分配率k无关的值，将假想直流电压Vdc任意设定为例如与相位角ωt无关的固定值。

另外，由于存在Pdc＝Vdc·Idc＝Pin+Pc-PI的关系，因而即使是在这样的设定中，直流电流Idc也用式(18)表示。

并且，以输入电流Iin呈现由Im·sin(ωt)表示的即正弦波状的波形为前提，因而电流iI取决于直流电流Idc，并且满足下式(26)。

[算式26]

$\begin{array}{c}il=\mathrm{Im}\&CenterDot;\left|\sin \left(\mathrm{\&omega;}t\right)\right|-drec\&CenterDot;Idc\\ =(\mathrm{Im}-\frac{Vdc}{Vm}\&CenterDot;Idc)\&CenterDot;\left|\sin \left(\mathrm{\&omega;}t\right)\right|\end{array}\mathrm{...}\left(26\right)$

另外，根据上述的说明，示出了将整流占空比drec和放电占空比dc设定为与缓冲分配率k无关的值，将假想直流电压Vdc设为固定。但是，成为固定值的假想直流电压Vdc存在上限。与前一节一样，考虑到drec+dc＝1，在导入x＝|sin(ωt)|时，根据式(23)、(24)，式(27)成立。

[算式27]

$drec+dc=\frac{Vdc}{Vm}\&CenterDot;x+\frac{Vdc}{Vc}\&CenterDot;(1-x^2)=\mathrm{1...}\left(27\right)$

因此，得到式(28)，该式与式(21)相同。例如，在上述的例子中而言，Vc＝1.5Vm，因而可知成为固定值的假想直流电压Vdc的最大值约为0.96Vm。

[算式28]

$Vdc=\frac{1}{\frac{x}{Vm}+\frac{1-x^2}{Vc}}=\frac{Vm}{x+\frac{Vm}{Vc}(1-x^2)}\mathrm{...}\left(28\right)$

因此，示出在k＝1/2时得到的直接型电力转换装置的动作的曲线图与在前一节中说明的图9的曲线图一致。例如，在式(18)中，在k＝1/2时，式(26)与式(11)一致。

但是，在本节中，与缓冲分配率k无关地设定占空比drec、dc、dz，因而能够满足式(28)、减小缓冲分配率k，将假想直流电压Vdc控制为固定。

图10是示出Vc＝1.5Vm＝1.5、Vdc＝0.96Vm＝0.96(Vm＝1)时的直接型电力转换装置的动作的曲线图。判明在相位角ωt的全部区间中，dz≥0。其中，设k＝1/6，这与1/2不同，因而与前一节的技术不同，式(10)、(11)不成立。具体地，参照式(13)、(18)、(23)，由式(29)示出电流irec1。

[算式29]

$\begin{array}{c}irec1=drec\&CenterDot;Idc=\frac{Vdc}{Vm}\left|\sin \left(\mathrm{\&omega;}t\right)\right|\&CenterDot;\frac{Vm\&CenterDot;\mathrm{Im}}{2Vdc}(1-(1-2k\left)\cos \right(2\mathrm{\&omega;}t\left)\right)\\ =\frac{\mathrm{Im}}{2}\left|\sin \left(\mathrm{\&omega;}t\right)\right|\&CenterDot;(1-(1-2k\left)\cos \right(2\mathrm{\&omega;}t\left)\right)\end{array}\mathrm{...}\left(29\right)$

(b－7)直流电流Idc的设定

无论采用上述的(b－5)、(b－6)的哪种技术的情况下，都是不仅设定占空比drec、dc、dz，而且需要根据式(18)设定直流电流Idc。因此，在此节中举出用于实现直流电流Idc采用的式(18)的一例。

关于通常的交流负载的动作，以进行广为人知的dq轴的控制的情况为例。dq轴上的功率式通常用式(30)表示。记号V*、I分别表示施加给交流负载的电压的指令值、和流过交流负载的电流。它们都是交流的，因而对记号V*、I分别记述了表示将它们表述为复数的点。其中，分别理想地追述如下：对q轴电压记述为其指令值Vq*，对d轴电压记述为其指令值Vd*。

[算式30]

$P+jQ=\stackrel{.}{V*}\&CenterDot;\stackrel{\&CenterDot;}{I}=Vd*\&CenterDot;Id+Vq*\&CenterDot;Iq+j(Vq*\&CenterDot;Id-Vd*\&CenterDot;Iq)\mathrm{...}\left(30\right)$

从直流电源线LH、LL供给至逆变器5的功率中不存在无效功率，因而该功率忽略式(30)的第2项，由式(31)表示该功率。

[算式31]

Pdc＝Vd*·Id+Vq*·Iq···(31)

另一方面，Pdc＝Vdc·Idc，因而根据式(18)，式(32)成立。

[算式32]

$\begin{array}{c}Pdc=\frac{Vm\&CenterDot;\mathrm{Im}}{2}(1-(1-2k\left)\cos \right(2\mathrm{\&omega;}t\left)\right)\\ =\frac{Vm\&CenterDot;\mathrm{Im}}{2}-\frac{(1-2k)\&CenterDot;Vm\&CenterDot;\mathrm{Im}}{2}\cos \left(2\mathrm{\&omega;}t\right)\end{array}\mathrm{...}\left(32\right)$

因此，通过进行使式(31)的交流成分与式(32)的最右边第2项一致的控制，能够进行实现式(18)的控制。关于用于进行上述控制的结构的一例，作为框图示出在图11中。例如，将该结构设计成在图1中作为控制部10而示出的结构。

在图11的结构中简单说明表示公知的技术的部分。通过输入电流相位指令值β，求出三角函数值cosβ*、-sinβ*，根据这些三角函数值和电流指令值Ia*生成q轴电流指令值Iq*及d轴电流指令值Id*。设感应性负载6是旋转机，根据其旋转角速度ωm、该旋转机的磁场磁通φa、该旋转机的d轴电感Ld及q轴电感Lq、q轴电流指令值Iq*及d轴电流指令值Id*、q轴电流Iq及d轴电流Id，求出q轴电压指令值Vq*和d轴电压指令值Vd*。根据q轴电压指令值Vq*和d轴电压指令值Vd*生成用于控制逆变器5的电压指令值Vu*、Vv*、Vw*。

例如，在图1所示的结构中，速度检测部9检测流过感应性负载6的交流电流Iu、Iv、Iw，根据这些交流电流对控制部10提供旋转角速度ωm以及q轴电流Iq和d轴电流Id。

另外，在控制部10中，根据电压指令值Vu*、Vv*、Vw*，通过未图示的运算处理(例如参照专利文献1)，得到分别控制逆变器5的开关Sup、Svp、Swp、Sun、Svn、Swn的动作的信号SSup、SSvp、SSwp、SSun、SSvn、SSwn(参照图1)。

并且，在控制部10中，虽然也生成分别控制开关Sc、SI的动作的信号SSc、SSI，但是这些信号是根据占空比drec、dc、dz、dI生成的(例如参照专利文献1)。

另外，下面说明用于进行使式(31)的交流成分与式(32)的最右边第2项一致的控制的处理部71。处理部71具有直流功率计算部711、脉动分量提取部712、脉动分量计算部713、减法器714、加法器715、PI处理部716。

直流功率计算部711输入q轴电压指令值Vq*和d轴电压指令值Vd*、q轴电流Iq和d轴电流Id，并根据上述式(31)计算输入功率Pdc，将该输入功率Pdc提供给脉动分量提取部712。

脉动分量提取部712提取式(31)的交流成分进行输出。脉动分量提取部712例如由高通(highpass)滤波器HPF实现。

脉动分量计算部713输入波高值Vm和Im、电源角速度ω、和缓冲分配率k，求出式(32)的最右边第2项。波高值Vm、Im和电源角速度ω能够作为从单相交流电源1得到的信息输入脉动分量计算部713(参照图1)。

如上所述，期望的处理是使式(31)的交流成分与式(32)的最右边第2项一致，因而只要进行减小脉动分量提取部712的输出与脉动分量计算部713的输出之差的控制即可。因此，通过减法器714求出该差，将通过PI处理部716对该差实施积分比例控制而得的值输出给加法器715。

加法器715进行根据PI处理部716的输出校正通常的处理中的电流指令值Ia*的处理。具体地，首先作为求出电流指令值Ia*的通常的处理，通过减法器701求出旋转角速度ωm与其指令值ωm*的偏差。该偏差在PI处理部702中接受积分比例控制，临时求出电流指令值Ia*。并且，加法器715进行根据来自PI处理部716的输出使电流指令值Ia*增加的处理。

对这样在处理部71中校正后的电流指令值Ia*应用上述公知的技术，生成q轴电压指令值Vq*和d轴电压指令值Vd*。这样的控制是对q轴电压指令值Vq*和d轴电压指令值Vd*、以及q轴电流Iq和d轴电流Id实施反馈的控制，使减法器714输出的差收敛至0。即，通过这样的控制，能够使式(31)的交流成分与式(32)的最右边第2项一致。

C.变形

(c-1)缓冲分配率k的选定

缓冲分配率k能够与负载的大小无关地进行设定。这样的设定，从能够在轻负载区域中降低电容器C4的纹波电流，并延长电力转换装置的寿命的观点来看是优选。

另一方面，也可以在负载越大时将缓冲分配率k设定得越小。例如，在图11所示的结构中，也可以设定与从加法器715得到的电流指令值Ia*成反比的缓冲分配率k，或者与q轴电流Iq及d轴电流Id的平方和的倒数成比例地设定缓冲分配率k。这样的缓冲分配率k的设定能够使用公知的技术实现。

在这种情况下，直接型电力转换装置进行缓冲分配率k与流过感应性负载6的电流成反比地增大的动作。这样的动作例如优选在如下的状况下进行。即，例如存在采用如驱动压缩机的电动机那样惯性较大的负载作为电力转换装置的负载的情况。如果惯性较大，则抑制因转矩变动而导致的电动机乃至压缩机的振动。但是，在低速区域中，惯性对转矩变动的效果减小。因此，在成为负载的电动机的低速区域这样的流过逆变器的电流较小的区域中，可以增大缓冲分配率k，由此抑制电动机的转矩变动。

或者，也可以是，在负载为规定的阈值以下时，将缓冲分配率k设为1/2。缓冲分配率k为1/2意味着缓冲功率Pbuf(其对应于作为变动量的功率Pc-PI：参照(b-1))与脉动功率的交流成分Pin^相等。也能够将该规定值设定为0。在这种情况下，如果脉动功率Pin是0，则功率Pc-PI也成为0。在这种情况下，如果脉动功率Pin为正，则能够将功率Pc-PI控制成小于脉动功率Pin。

通过将该阈值设定成与比脉动功率Pin的最大额定功率Pin(max)小的规定值对应的值，在脉动功率Pin取其最大额定功率Pin(max)时，能够进行功率的缓冲。

例如，在负载超过阈值时(脉动功率Pin超过与该阈值对应的规定值时)，与脉动功率Pin无关地将缓冲功率Pbuf设为固定值。

(c-2)电路结构的变形

无论采用以上披露的哪种技术的情况下，都能够在变流器3和功率缓冲电路4之间设置滤波器2。

图12是作为该变形在变流器3和功率缓冲电路4之间设置滤波器2的情况下的仅示出它们附近的电路图。

在采用这样的结构的情况下，优选在直流电源线LH中滤波器2和放电电路4a之间设置二极管D0。二极管D0的阳极配置在滤波器2侧，阴极配置在放电电路4侧。

利用二极管D0能够防止电容器C2的两端电压由于开关Sc的开闭而受到电容器C4的两端电压Vc的影响。

对本发明进行了详细说明，然而上述说明在全部方面是例示，本发明不限定于此。可以理解的是，在不脱离本发明范围的情况下可以想到未例示的无数的变型例。

Claims (9)

1.一种电力转换装置，该电力转换装置具有：

直流链路(7)，其包括第1电源线(LH)和第2电源线(LL)；

变流器(3)，其输入单相交流电压(Vin)，向所述直流链路输出脉动功率(Pin)；

逆变器(5)，其从所述直流链路输入功率，输出交流电流(Iu、Iv、Iw)；以及

功率缓冲电路(4)，其从所述直流链路输入充电功率(PI)，向所述直流链路输出放电功率(Pc)，

至少在所述脉动功率超过规定值时，所述放电功率相对于所述充电功率的变动量(Pc-PI)小于所述脉动功率的交流成分(Pin^)。

2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其中，

输入至所述逆变器(5)的输入功率(Pdc)是从所述直流链路(7)取从所述脉动功率与所述放电功率之和减去所述充电功率而得的值(Pin+Pc-PI)，

至少在所述脉动功率超过所述规定值时，

所述充电功率(PI)取所述脉动功率(Pin)的常数(k)倍的值(k·Pin)，其中，所述常数为正且小于1/2，所述放电功率(Pc)取所述脉动功率的交流成分(Pin^)的所述常数倍的(-2)倍与所述充电功率相加得到的值(2k·Pin^+PI)。

3.根据权利要求2所述的电力转换装置，其中，

所述变流器(3)将对所述单相交流电压(Vm·sin(ωt))进行全波整流得到的整流电压(Vrec)施加给所述直流链路(7)，使所述第1电源线(LH)成为比所述第2电源线(LL)高的电位，

至少在所述脉动功率超过所述规定值时，所述变流器(3)使所述直流链路中流过将第1电流与1减去所述常数而得的值(1-k)相乘得到的电流((1-k)·Im·|sin(ωt)|)，该第1电流是将所述脉动功率(Pin)除以所述整流电压(Vrec)得到的电流(Im·|sin(ωt)|)，

所述功率缓冲电路(4)包括：

放电电路(4a)，其包括电容器(C4)和第1开关(Sc、D42)，该第1开关在所述第1电源线和所述第2电源线之间相对于所述电容器串联地连接在所述第1电源线侧；以及

充电电路(4b)，其对所述电容器充电，

所述功率缓冲电路(4)至少在所述脉动功率超过所述规定值时，输入所述第1电流的所述常数倍的充电电流(il＝k·Im·|sin(ωt)|)，输出放电电流(ic)，该放电电流(ic)是将所述放电功率(Pc)除以所述电容器的两端电压(Vc)得到的电流(Pc/Vc)。

4.根据权利要求2所述的电力转换装置，其中，

所述变流器(3)将对所述单相交流电压(Vin)进行全波整流得到的整流电压(Vrec)施加给所述直流链路(7)，使所述第1电源线(LH)成为比所述第2电源线(LL)高的电位，

所述功率缓冲电路(4)包括：

放电电路(4a)，其包括电容器(C4)和第1开关(Sc、D42)，该第1开关在所述第1电源线和所述第2电源线之间相对于所述电容器串联地连接在所述第1电源线侧；以及

充电电路(4b)，其对所述电容器充电，

所述变流器与所述直流链路(7)导通的占空比即整流占空比(drec)取如下的值：将规定电压(Vdc)和所述单相交流电压的相位(ωt)的正弦值的平方(sin²(ωt))之乘积、除以所述整流电压(Vrec)得到的值(Vdc/Vm·|sin(ωt)|)，

所述电容器进行放电的占空比即放电占空比(dc)取如下的值：将所述规定电压和所述相位的余弦值的平方(cos²(ωt))之乘积、除以所述电容器的两端电压(Vc)得到的值(Vdc/Vc·cos²(ωt))。

5.根据权利要求2～4中任意一项所述的电力转换装置，其中，

所述常数(k)不取决于所述交流电流(Iu、Iv、Iw)。

6.根据权利要求2～4中任意一项所述的电力转换装置，其中，

所述常数(k)与所述交流电流(Iu、Iv、Iw)的大小成反比。

7.根据权利要求1～6中任意一项所述的电力转换装置，其中，

所述规定值被设定成小于所述脉动功率的最大额定功率。

8.根据权利要求1～7中任意一项所述的电力转换装置，其中，

在所述脉动功率为规定值以下时，所述放电功率相对于所述充电功率的变动量(Pc-PI)与所述脉动功率的交流成分(Pin^)相等。

9.根据权利要求1～8中任意一项所述的电力转换装置，其中，

在所述脉动功率超过规定值时，所述放电功率相对于所述充电功率的变动量(Pc-PI)不取决于所述脉动功率。