CN106605359B - 电力变换装置 - Google Patents

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Abstract

本发明的目的在于，提供不需提高功率缓冲电路分担的功率即可提高直流链路的电压的技术。开关(Sc)导通的占空比即放电占空比(dc)取如下的值：单相交流电压(Vin)的波高值(Vm)与该单相交流电压的相位(ωt)的余弦值的平方(cos2(ωt))之积、除以电容器(C4)的两端电压(Vc)而得到的值((Vm/Vc)cos2(ωt))。变流器(3)导通的占空比即整流占空比(drec)与变流器(3)输出的整流电压(Vrec)之积、加上两端电压(Vc)与放电占空比(dc)之积而得的和，以单相交流电压(Vin)的周期的1/2为周期进行变动。

Description

电力变换装置
技术领域
本发明涉及具有功率缓冲电路的电力变换装置。
背景技术
为了从由单相交流电源输入的单相交流电压得到直流电压，通常使用全波整流电路。但是，在全波整流电路的输出中存在具有该单相交流电压的频率的2倍频率的功率的脉动。因此，为了降低该脉动，在全波整流电路的输出侧和负载之间需要对功率进行缓冲的功率缓冲电路。功率的缓冲需要例如被称为平滑电容器的电容性元件。
在非专利文献1公开了平滑电容器经由电流可逆扼流圈与缓冲电容器连接来吸收脉动功率的技术。根据该技术，通过减小平滑电容器的静电电容、允许缓冲器侧的电压脉动，由此平滑所需要的静电电容的总和大幅降低。
在非专利文献2和专利文献1公开了削减非专利文献1的平滑电容器，将缓冲电容器经由开关元件与直流链路连接的技术。根据该技术示出了生成电压源并生成电源电压和高频链路的直接变换电路。
在非专利文献3还公开了将输入波形设为正弦波状而且提高效率的技术。
在非专利文献2、3所公开的技术中，与以往提出的基于有源缓冲器(activesnubber)的技术(参照非专利文献4)相比，将电压利用率(直流链路的电压与电源电压的波高值之比)从0.5改善至1/√2＝0.71。但是，与通常的单相整流电路相比，直流链路的电压较低。这存在导致构成逆变器的功率元件的电流容量增加的问题。
为了解决上述问题，在专利文献2中提出了如下的技术：将直流链路的电压控制为对二相交流进行全波整流得到的波形，将平均的电压利用率设为最大0.9。
这样，非专利文献2、3和专利文献1、2提出的技术根据功率流程的思考方式，利用功率缓冲电路对上述的功率的脉动进行缓冲，由此向逆变器供给恒定功率。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2011－193678号公报
专利文献2：日本专利第5454732号公报
专利文献3：日本特开2014－082926号公报
专利文献4：日本特开2015－084637号公报
非专利文献
非专利文献1：入江、山下、竹本、「2象限チョッパと付加コンデンサを用いた単相整流回路のリプル補償」電気学会論文集D、Vol.112、No.7、pp.623-629(1992)
非专利文献2：大沼、伊東、「充電回路を付加したアクティブバッファ付き単相三相電力変換器の回路構成と制御法」、平成22年電気学会全国大会、4-057(2010)
非专利文献3：大沼、伊東、「単相三相変換器における昇圧チョッパ回路とアクティブバッファ回路の比較」、平成23年電気学会全国大会、4-042(2011)
非专利文献4：大沼、伊東、「アクティブスナバを利用した単相-三相電力変換器の制御法」、平成20年電気学会産応部門大会、1-20(2008)
发明内容
发明要解决的问题
专利文献3提出了由电源侧的电压和功率缓冲电路的电压生成直流链路的电压的技术。这能够将直流链路的电压升压。但是，鉴于直流链路中采用的电容器的耐压，期望将功率缓冲电路的电压抑制为电源电压的波高值的1.2以下。并且，在将功率缓冲电路的电压设定为这样的值的情况下，功率缓冲电路主要分担功率。在这种情况下，从全波整流电路向逆变器提供的功率成为辅助性的，产生得到作为直接型电力变换装置的特征的高效率特性、与将直流链路的电压升压的取舍问题。
因此，本申请的目的在于，提供不需提高功率缓冲电路分担的功率即可提高直流链路的电压的技术。
用于解决问题的手段
本发明的电力变换装置具有：直流链路(7)，其包括第1电源线(LH)和第2电源线(LL)；变流器(3)，其输入单相交流电压(Vin)，向所述直流链路输出脉动功率(Pin)；逆变器(5)，其从所述直流链路输入功率，输出交流电流(Iu、Iv、Iw)；以及功率缓冲电路(4)，其从所述直流链路输入充电功率(Pl)，向所述直流链路输出放电功率(Pc)。
并且，在该第1方式中，从所述直流链路(7)输入至所述逆变器(5)的输入功率(Pdc)取所述脉动功率与所述放电功率之和减去所述充电功率而得到的值(Pin+Pc-Pl)，所述充电功率(Pl)取所述脉动功率(Pin)的一半的值(Pin/2)，所述放电功率(Pc)取所述脉动功率的交流成分(Pin^)加上所述充电功率而得到的值(Pin^+Pl)。所述变流器(3)以使得所述第1电源线(LH)成为比所述第2电源线(LL)高的电位的方式，将对所述单相交流电压(Vin)进行全波整流得到的整流电压(Vrec)施加给所述直流链路(7)。所述功率缓冲电路(4)包括：放电电路(4a)，其包括电容器(C4)和开关(Sc、D42)，该开关在所述第1电源线和所述第2电源线之间相对于所述电容器串联连接在所述第1电源线侧；以及充电电路(4b)，其对所述电容器进行充电。所述开关导通的占空比即放电占空比(dc)取如下的值：所述单相交流电压的波高值(Vm)与所述单相交流电压的相位的余弦值的平方(cos2(ωt))之积除以所述电容器的两端电压(Vc)而得到的值((Vm/Vc)cos2(ωt))。所述变流器按照整流占空比(drec)进行导通。直流电压(Vdc)以所述单相交流电压的周期的1/2为周期而变动，其中所述直流电压(Vdc)是所述整流电压与所述整流占空比之积(drec·Vrec)加上所述两端电压与所述放电占空比之积(dc·Vc)而得的和。
本发明的第二方式的电力转换装置是在该第一方式中，所述整流占空比取所述相位的正弦值的绝对值(|sin(ωt)|)、和1减去所述放电占空比(dc)而得的值(1-dc)中任意较小一方的值。
本发明的第三方式的电力转换装置是在该第一方式中，所述整流占空比取1减去所述放电占空比(dc)而得的值(1-dc)。
本发明的第四方式的电力转换装置是在该第一～第三方式的任意一个方式中，所述两端电压(Vc)与所述波高值(Vm)之比(Vc/Vm)为1以上1.2以下。
本发明的第五方式的电力转换装置是在该第一～第方四式的任意一个方式中，所述逆变器(5)以所述直流电压(Vdc)的最小值为上限，进行直流/交流变换。
本发明的第六方式的电力转换装置是在该第一～第方四式的任意一个方式中，所述直流电压以所述单相交流电压的所述周期的1/4为基本周期而变动。
本发明的第七方式的电力转换装置是在该第一～第方四式的任意一个方式中，所述直流电压在将所述单相交流电压的所述周期进行4等分而得到的区间中不相邻的一对区间中是变动的，在另一对区间中是固定的。
发明效果
直流电压(Vdc)以放电占空比(dc)变动的周期进行变动。由此，对放电占空比(dc)产生影响的波高值/两端电压(Vm/Vc)增大(即两端电压(Vc)减小)，直流电压(Vdc)提高。换言之，通过降低为得到期望的直流电压(Vdc)而要求的两端电压(Vc)，进而对电容器(C4)要求的耐压降低。
本发明的目的、特征、方面和优点，根据下面的详细说明及附图将更加明确。
附图说明
图1是示出本实施方式的直接型电力变换装置的结构的框图。
图2是示出本实施方式的直接型电力变换装置的功率收支的框图。
图3是示出图1所示的电路的等效电路的电路图。
图4是示出采用占空比的基本设定时的直接型电力变换装置的动作的曲线图。
图5是示出采用占空比的基本设定时的相对于电压比的电压利用率的曲线图。
图6是示出使用专利文献3公开的技术时的直接型电力变换装置的动作的曲线图。
图7是示出采用占空比的第1修正时的直接型电力变换装置的动作的曲线图。
图8是示出采用占空比的第1修正时及采用占空比的第2修正时的、整流占空比和放电占空比和零占空比的曲线图。
图9是示出近似的妥当性的曲线图。
图10是示出近似的妥当性的曲线图。
图11是示出采用占空比的第2修正时的电压利用率的相位依存性的曲线图。
图12是示出采用占空比的第1修正时的电压利用率的相位依存性的曲线图。
图13是示出采用占空比的基本设定时的电压利用率的相位依存性的曲线图。
图14是示出电压利用率R对电压比α的依存性的曲线图。
图15是示出采用占空比的基本设定时的各占空比的相位依存性的曲线图。
图16是示出采用占空比的第1修正时及采用第2修正时的各占空比的相位依存性的曲线图。
图17是示出采用占空比的第1修正时的直接型电力变换装置的动作的曲线图。
图18是示出采用占空比的基本设定时的直接型电力变换装置的动作的曲线图。
图19是示出两种功率的比率的曲线图。
图20是示出等效电路的开关的动作和逆变器的开关元件的动作的曲线图。
图21是示出第1变形的电路图。
图22是示出第2变形的直接型电力变换装置的动作的曲线图。
图23是示出第3变形的直接型电力变换装置的动作的曲线图。
具体实施方式
A.直接型电力变换装置的结构：
图1是示出应用本实施方式所示的控制方法的直接型电力变换装置的结构的框图。该直接型电力变换装置具有变流器3、功率缓冲电路4、逆变器5以及直流链路7。
变流器3例如经由滤波器2与单相交流电源1连接。滤波器2具有电抗器L2和电容器C2。电抗器L2设置在单相交流电源1的两个输出端中的一方与变流器3之间。电容器C2设置在单相交流电源1的两个输出端之间。滤波器2去除电流的高次谐波分量。也可以省略滤波器2。为了简单起见，以下忽略滤波器2的功能进行说明。
直流链路7具有直流电源线LH、LL。
变流器3例如采用二极管桥，具有二极管D31～D34。二极管D31～D34构成桥接电路，对从单相交流电源1输入的输入电压即单相交流电压Vin进行单相全波整流而变换成整流电压Vrec，将其输出到直流电源线LH、LL之间。对直流电源线LH施加比直流电源线LL更高的电位。输入电流Iin从单相交流电源1流入到变流器3。
功率缓冲电路4具有放电电路4a和充电电路4b，与直流链路7之间输送和接受电力。放电电路4a包括电容器C4，充电电路4b对整流电压Vrec进行升压而对电容器C4进行充电。
放电电路4a还包括与二极管D42反并联连接的晶体管(这里是绝缘栅极型双极晶体管：以下简记为“IGBT”)Sc。晶体管Sc在直流电源线LH、LL之间相对于电容器C4串联连接在直流电源线LH侧。这里反并联连接是指正向互为相反的并联连接。具体地，晶体管Sc的正向是从直流电源线LL朝向直流电源线LH的方向，二极管D42的正向是从直流电源线LH朝向直流电源线LL的方向。晶体管Sc和二极管D42可以统一理解为一个开关元件(开关Sc)。通过开关Sc的导通，电容器C4放电，向直流链路7输送电力。
充电电路4b包括例如二极管D40、电抗器L4、以及晶体管(这里是IGBT)Sl。二极管D40具有阴极和阳极，该阴极连接在开关Sc与电容器C4之间。该结构公知为所谓的升压斩波器。
电抗器L4连接在直流电源线LH与二极管D40的阳极之间。晶体管Sl连接在直流电源线LL与二极管D40的阳极之间。二极管D41与晶体管Sl反并联连接，可以将两者统一理解为一个开关元件(开关Sl)。具体地，晶体管Sl的正向是从直流电源线LH朝向直流电源线LL的方向，二极管D41的正向是从直流电源线LL朝向直流电源线LH的方向。
电容器C4通过充电电路4b被充电，在电容器C4产生比整流电压Vrec高的两端电压Vc。具体地，通过使电流从直流电源线LH经由开关Sl流向直流电源线LL，在电抗器L4中蓄积能量，之后通过断开开关Sl，由此将该能量经由二极管D40蓄积在电容器C4。
由于两端电压Vc高于整流电压Vrec，因而基本上，电流不流过二极管D42。因此，开关Sc的导通/非导通主要取决于晶体管Sc的导通/非导通。这里，二极管D42发挥如下的作用：确保两端电压Vc低于整流电压Vrec时的反耐压，并且在逆变器5异常停止时，使从感应性负载6向直流链路7回流的电流反向导通。
直流电源线LH的电位高于直流电源线LL，因而基本上，电流不流过二极管D41。因此，开关Sl的导通/非导通主要取决于晶体管Sl的导通/非导通。这里，二极管D41是提供反耐压和反向导通用的二极管，虽然示例了内置于由IGBT实现的晶体管Sl中的二极管，但二极管D41自身不参与电路动作。
逆变器5将直流电源线LH、LL之间的直流电压变换成交流电压并输出到输出端Pu、Pv、Pw。逆变器5包括6个开关元件Sup、Svp、Swp、Sun、Svn、Swn。开关元件Sup、Svp、Swp分别连接在输出端Pu、Pv、Pw与直流电源线LH之间，开关元件Sun、Svn、Swn分别连接在输出端Pu、Pv、Pw与直流电源线LL之间。逆变器5构成所谓的电压型逆变器，包括6个二极管Dup、Dvp、Dwp、Dun、Dvn、Dwn。
二极管Dup、Dvp、Dwp、Dun、Dvn、Dwn均使其阴极朝向直流电源线LH侧、使其阳极朝向直流电源线LL侧配置。二极管Dup在输出端Pu与直流电源线LH之间，与开关元件Sup并联连接。同样，二极管Dvp、Dwp、Dun、Dvn、Dwn分别与开关元件Svp、Swp、Sun、Svn、Swn并联连接。从输出端Pu、Pv、Pw分别输出交流电流Iu、Iv、Iw，这些交流电流构成三相交流电流。例如，开关元件Sup、Svp、Swp、Sun、Svn、Swn采用IGBT。
感应性负载6例如是旋转机，用表示是感应性负载的等效电路进行图示。具体地，电抗器Lu和电阻Ru相互串联连接，其串联连接体的一端与输出端Pu连接。关于电抗器Lv、Lw和电阻Rv、Rw也同样。并且，这些串联连接体的另一端彼此相互连接。
在将感应性负载6设为同步机示例控制系统时，速度检测部9检测流过感应性负载6的交流电流Iu、Iv、Iw，从这些交流电流对控制部10提供旋转角速度ωm及q轴电流Iq和d轴电流Id。
在控制部10中，除旋转角速度ωm及q轴电流Iq和d轴电流Id以外，还输入后述的波高值Vm、Im、电源角速度ω、旋转角速度的指令值ωm*，根据电压指令值Vu*、Vv*、Vw*(后面使用图20进行说明)，通过未图示的运算处理(例如参照专利文献1)得到分别控制逆变器5的开关元件Sup、Svp、Swp、Sun、Svn、Swn的动作用的信号SSup、SSvp、SSwp、SSun、SSvn、SSwn。
在控制部10中也生成分别控制开关Sc、Sl的动作用的信号SSc、SSl，这些信号是根据占空比drec、dc、dz、dI生成的(例如参照专利文献1)。
B.控制方法
(b－1)功率降低的基本考虑方法
输入到变流器3的瞬时输入功率Pin将输入功率因数设为1，由下式(1)表示。这里导入了单相交流电压Vin的波高值Vm和电源角速度ω、交流的输入电流Iin的波高值Im、时间t。电源角速度ω与时间t之积ωt表示单相交流电压Vin的相位。交流波形可以理解为该交流波形的相位角ωt的正弦值与波高值之积。
[算式1]
瞬时输入功率Pin具有由式(1)的右边的第2项示出的交流成分(－1/2)·Vm·Im·cos(2ωt)(以下也称为“交流成分Pin^”)。因此，以下有时也将瞬时输入功率Pin称为脉动功率Pin。
图1所示的电力变换装置可以如下来理解。
直流链路7包括直流电源线LH、LL。
变流器3输入单相交流电压Vin，输出脉动功率Pin。
功率缓冲电路4从直流链路7输入充电功率Pl，向直流链路7输出放电功率Pc。
逆变器5从直流链路7输入从脉动功率Pin与放电功率Pc之和中减去充电功率Pl而得的输入功率Pdc(＝Pin+Pc-Pl)，输出交流电流Iu、Iv、Iw。
图2是示意地示出图1所示的直接型电力变换装置的功率收支的框图。在功率缓冲电路4被缓冲的功率(以下称为“缓冲功率Pbuf”)与从放电功率Pc中减去充电功率Pl而得的功率差(Pc-Pl)相等。从变流器3朝向逆变器5的功率Prec与Pin-Pl相等。因此，Pdc＝Prec+Pc成立。
在非专利文献2和专利文献1所公开的现有技术中，为了消除上述的交流成分Pin^，以单相交流电压Vin的每四分之一周期((1/4)周期)进行使彼此不同的控制(以下为了方便，将这种控制也称为“四分之一周期控制”)。具体地，以单相交流电压Vin的每四分之一周期交替地进行Pl＝Pin^、Pc＝0的控制、和Pl＝0、Pc＝-Pin^的控制。由此，在全部期间中Pdc＝Pin+Pc-Pl＝Pin-Pin^＝(1/2)·Vm·Im成立，避免了功率的脉动。但是，在这种技术中，如上所述电压利用率的最大值停留在1/√2。
另一方面，在专利文献2所公开的技术中，即使是能够提高电压利用率，但是直流链路的电压和在直流链路流过的电流，以单相交流电压Vin的四分之一周期变形的倾向增大。
在此，说明摒弃以单相交流电压Vin的四分之一周期交替地设定Pl＝0和Pc＝0为前提的控制。
(b－2)充电功率Pl和放电功率Pc的具体例
从本节起作为上述的充电功率Pl和放电功率Pc的一例，分别由式(2)、(3)来确定。
(算式2)
(算式3)
即，充电功率Pl是脉动功率Pin的一半的功率，放电功率Pc是从充电功率Pl减去交流成分Pin^得到的功率。
充电功率Pl可以理解为从脉动功率Pin经由直流链路7、以分配率1/2对功率缓冲电路4分配的功率(1/2)·Pin。
根据式(2)、(3)和Pbuf＝Pc–Pl，缓冲功率Pbuf也由算式(4)表示。
(算式4)
显然，这样的充电功率Pl及放电功率Pc与上述的四分之一周期控制中的充电功率Pl及放电功率Pc不同。
在Pc>Pl(即Pbuf>0)的期间(以下也称为“放电主体期间”)，相比充电，放电是主体，在Pc<Pl(即Pbuf<0)的期间(以下也称为“充电主体期间”)，相比放电，充电是主体。根据式(2)、(3)可以理解，(n+1/4)π≤ωt≤(n+3/4)π的期间是充电主体期间，(n+3/4)π≤ωt≤(n+5/4)π的期间是放电主体期间(n为整数，以下相同)。
下面说明通过这样规定充电功率Pl和放电功率Pc，能够将电压利用率设定至1的情况。
(b－3)电流的分配
在本节说明如下的技术：将变流器3输出的电流irec中从变流器3流向逆变器5的电流irec1设定为电流irec的一半。
在变流器3的输出侧施加由式(5)所示的整流电压Vrec。
[算式5]
Vrec＝|Vin|＝Vm·|sin(ωt)| ···(5)
Prec＝Pin-Pl，因而下式(6)成立。
[算式6]
因此，电流irec1由下式(7)表示。
[算式7]
在式(1)中，以输入电流Iin呈现由Im·sin(ωt)表示的即正弦波状的波形为前提，因而电流il满足下式(8)。因为根据图2可知，变流器3输出的电流irec与电流irec1和电流il之和相等。
[算式8]
当导入从电容器C4流向逆变器5的放电电流ic时，从功率缓冲电路4输出的放电功率Pc用积Vc·ic表示。因此，为了使放电功率Pc满足式(3)，只要放电电流ic满足下式(9)即可。
[算式9]
图3示出图1所示的电路的等效电路。该等效电路例如已在专利文献1中介绍。在该等效电路中，电流irec1等效地表示为开关Srec导通时经由该开关的电流irec1。同样，放电电流ic等效地表示为开关Sc导通时经由该开关的电流ic。
在逆变器5中，当输出端Pu、Pv、Pw与直流电源线LH、LL的任意一方共同连接时，经由逆变器5流过感应性负载6的电流，等效地表示为在开关Sz导通时经由该开关流过的零相电流iz。
在图3中示出了构成充电电路4b的电抗器L4和二极管D40和开关Sl，并附记了流过电抗器L4的电流il。
在这样得到的等效电路中，导入开关Srec、Sc、Sz导通的各自的占空比drec、dc、dz和输入到逆变器5的直流电流Idc，则下式(10)成立。
[算式10]
由于电流irec1、ic、iz分别是使直流电流Idc乘以占空比drec、dc、dz得到的电流，因而这些电流是开关Srec、Sc、Sz的开闭周期的平均值。
由于直流电流Idc是开关Srec、Sc、Sz中分别流通的电流irec1、ic、iz的总和，因而下式成立。其中，0≤drec≤1，0≤dc≤1，0≤dz≤1。
[算式11]
drec+dc+dz＝1 ···(11)
因此，占空比drec、dc、dz可以视为直流电流Idc对各电流irec1、ic、iz的电流分配率。占空比drec是设定变流器3与直流链路7连接而使电流能够流过逆变器5的期间的占空比，因而自此以后有时称为整流占空比drec。占空比dc是电容器C4放电的占空比，因而自此以后有时称为放电占空比dc。占空比dz是在逆变器5中与其输出的电压无关地一定流过零相电流iz的占空比，因而自此以后有时称为零占空比dz。
根据式(7)、(9)、(10)，整流占空比drec、放电占空比dc分别由下式(12)、(13)设定。
[算式12]
[算式13]
即，根据功率收支的请求而采用式(7)、(9)、(12)、(13)，并将输入电流Iin设为正弦波状，根据使满足作为上述诸式的前提的式(1)的请求而采用式(8)。
在变流器3采用二极管桥的情况下，变流器3不能主动地以式(12)所示的整流占空比drec进行开闭。因此，逆变器5和开关Sc分别按照根据式(11)、(12)、(13)所决定的零占空比dz和放电占空比dc进行开闭，由此能够得到式(7)所示的电流irec1。
逆变器5在流过零相电流iz的期间不能利用直流链路7中的直流电压。因此，在直流链路7中用于对逆变器5供电的直流电压在电力变换中具有意义。换言之，在考虑到电压利用率时，作为瞬时的直流电压的逆变器5在电力变换中不使用的电压没有意义。因此，将在电力变换中具有意义的直流电压Vdc表述如下。
[算式14]
Vdc＝Vrec·drec+Vc·dc+0·dz ···(14)
另一方面，直流电压Vdc也可以视为如下电压：作为逆变器5能够输出的电压的最大值的、控制开关Sc、Sl或逆变器5的开闭的周期的平均，而施加给直流链路7的电压。因为在逆变器5能够以零占空比dz的比率对直流链路7的电压有所贡献的、与零占空比dz对应的期间中，逆变器5与直流链路7的直流电源线LL、LH中任意一方绝缘。
在图3中，将直流电压Vdc附记为在逆变器5及表示其负载的电流源Idc(该电流源流过直流电流Idc)的两端产生的电压。
从直流链路7输入逆变器5的输入功率Pdc是直流电压Vdc与直流电流Idc之积。并且，逆变器5从直流链路7得到从脉动功率Pin与放电功率Pc之和中减去充电功率Pl而得的输入功率Pdc(＝Pin+Pc-Pl)，因而下式(15)成立。
[算式15]
式(12)、(13)能够由下述的式(16)、(17)表示。
[算式16]
[算式17]
使用式(16)、(17)计算式(14)的右边，得到下式(18)，并与式(14)的左边一致。
[算式18]
drec·Vrec+dc·Vc＝Vdc|sin(ωt)|·|sin(ωt)|+Vdc·cos2(ωt)
＝Vdc ···(18)
换言之，可以说如果将直流电压Vdc固定为一个，则整流占空比drec及放电占空比dc分别由式(16)、(17)确定。
根据式(16)、(17)的函数的形式、整流占空比drec及放电占空比dc的最大值为1可知，如果Vdc≤Vm、Vdc≤Vc，则能够将直流电压Vdc控制为固定值。此时，如果测定波高值Vm，并指定直流电压Vdc的一个指令值，则能够决定整流占空比drec。
电压利用率能够表示为直流电压Vdc与波高值Vm之比R(＝Vdc/Vm)。根据式(10)、(11)、(14)判明，零占空比dz越小时，逆变器5流过零相电流的期间越短，由此利用施加给直流链路的电压的期间越长。这提高了电压利用率R。
由于以输入电流Iin呈现由Im·sin(ωt)表示的即正弦波状的波形为前提，因而电流il取决于直流电流Idc，并满足下式(19)。这里考虑了式(7)、(15)。
[算式19]
即，与式(8)一样，流过输入电流Iin的绝对值的一半的电流il。因此，可知以输入电流Iin呈现正弦波状的波形的方式决定整流占空比drec和放电占空比dc。
图4是曲线图，示出了在相位ωt的全部区间中维持dz≥0、并且按照以上所述由式(16)、(17)分别设定了整流占空比drec、放电占空比dc时(相当于后述的“占空比的基本设定”，例如参照专利文献4)的、Vc＝1.5Vm时的直接型电力变换装置的动作。
在图4中，在第1段示出占空比drec、dc、dz，在第2段示出直流电压Vdc及其第1成分drec·Vrec和第2成分dc·Vc和直流电流Idc，在第3段示出从变流器3输出的电流irec(该电流与输入电流Iin的绝对值相等)和电流irec1、il、ic，在第4段示出功率Pin、Pc、Pbuf、Prec。在曲线中都是横轴采用以“度”为单位的相位ωt。
直流电压Vdc的第1成分drec·Vrec是在式(14)的第1项出现的电压，示出变流器3对直流电压Vdc的贡献量。直流电压Vdc的第2成分dc·Vc是在式(14)的第2项出现的电压，示出电容器C4对直流电压Vdc的贡献量。
这里，关于电压，用波高值Vm进行标准化，关于直流电流Idc，将输入电流Iin的波高值Im换算为√2。
零占空比dz的下限是零，因而设直流电压Vdc为最大时的占空比drec、dc能够在零占空比dz是零时得到。
如果零占空比dz是零，根据式(11)、(16)、(17)得到式(20)。这里导入了x＝|sin(ωt)|。
[算式20]
将式(20)变形得到式(21)。
[算式21]
赋予直流电压Vdc的最大值的相位ωt赋予式(21)的右边的分母的最小值。因此，关于这样的相位ωt是求出表示该分母的微分的式(22)的值为零时的相位ωt。
[算式22]
此时，x＝Vc/(2·Vm)。例如，在上述的例子中而言，Vc＝1.5Vm，因而可知成为固定值的直流电压Vdc的最大值约为0.96Vm。根据式(15)可知直流电流Idc成为波高值Im的0.96/√2倍。
在采用这样的分配率1/2时，能够按照式(11)、(12)、(13)将各占空比固定，将直流电压Vdc设为固定。而且，通过减小零占空比dz，根据该技术可知，在式(21)中，使x＝Vc/(2·Vm)，电压利用率R成为α/(1+α·α/4)(α＝Vc/Vm，以下称为“电压比α”)。
该电压利用率R＝α/(1+α·α/4)大于在非专利文献2和专利文献1中介绍的电压利用率(1/√2)，因而电压比α应该满足的条件是2√2-2<α<2√2+2。两端电压Vc被充电至高于波高值Vm，电压比α大于1。并且，为了将直流电压Vdc设为固定值，根据x＝|sin(ωt)|＝α/2，Vc/Vm≤2。因此，能够得到满足该条件、而且比在非专利文献2和专利文献1中介绍的电压利用率(1/√2)大的电压利用率R。
判明在用电压比α对电压利用率R进行微分得到的值为零时、即α＝2时，电压利用率R取最大值1。即，通过将两端电压Vc设定为波高值Vm的二倍，作为电压利用率R能够得到最大值1。
但是，为了提高两端电压Vc，需要提高电容器C4的耐压。例如，在采用200V系统中使用的400V耐压的电解电容器的情况下，如果设降额(derating)为0.9、电源电压的有效值为230V，则α＝400/(230×√2)×0.9＝1.11。如果设降额为0.95，则α＝1.17。另外，如果也考虑到电源电压上升10％的情况，在使用450V耐压的电解电容器时，α＝1.13～1.19(降额为0.9～0.95)。
图5是示出相对于电压比α的电压利用率R的曲线图。如上所述，示出了为提高电压利用率R，必须提高两端电压Vc。例如，在α＝1.17时，控制在R＝0.87的程度。
图6是示出使用专利文献3所公开的技术时的直接型电力变换装置的动作的曲线图，与图4一样地示出各个量。这里，设为α＝1.17。在专利文献3所公开的技术中，即使是α＝1.17左右时，也将电压利用率R设为1(即Vdc＝Vm)，将直流电流Idc提高至输入电流Iin的波高值Im的1/√2。
在专利文献3所公开的技术中，虽然将直流电压Vdc提高至波高值Vm，但是与图4的曲线相比，电流il较大，电流irec1较小。因此，判明充电功率Pl较大(在曲线中示出了功率(-Pl))，功率Prec较小。如上所述，从提高效率的观点考虑，这是不利的。
(b－4)占空比的修正
因此，修正整流占空比drec、放电占空比dc，在不提高充电功率Pl的情况下，以较低的电压比α提高电压利用率R。但是，与前面的章节不同，通过该修正，电流irec1不一定是电流irec的一半。
首先，整流占空比drec、放电占空比dc采用分别在式(16)、(17)中使用波高值Vm作为直流电压Vdc而求出的值。这相当于使用波高值Vm作为指令值Vdc*。
整流占空比drec是根据零占空比dz和放电占空比dc被动地决定的。因此，整流占空比drec与放电占空比dc之和超过1，这与式(11)相违背(因为dz≥0)。
因此，在整流占空比drec与放电占空比dc之和超过1的情况下，将零占空比dz设为0来决定整流占空比drec。
即，将整流占空比drec设定为：在式(16)中设Vdc＝Vm时得到的值(以下称为“第1修正值”)、和从1中减去放电占空比dc(其是在式(17)中设Vdc＝Vm时得到的值)而得的值(以下称为“第2修正值”)中任意较小的一方。以下，将这种设定称为“占空比的第1修正”。在占空比的第1修正中，在将整流占空比drec设定为第2修正值时，零占空比dz成为0。
以下，将把零占空比dz的最小值维持为零以上、根据式(16)、(17)设定整流占空比drec、放电占空比dc，称为“占空比的基本设定”。
如果采用整流占空比的第1修正，与采用占空比的基本设定的情况相比，上述的第1成分drec·Vrec降低。因此，式(18)不再成立。所得到的直流电压Vdc成为指令值Vdc*＝Vm以下。
具体地，如后面所述，直流电压Vdc在指令值Vdc*＝Vm以下脉动。直流电流Idc与直流电压Vdc成反比例(参照式(15))，因而进行与直流电压Vdc的脉动反相的脉动。
但是，如果电压比α相同，则通过脉动得到的直流电压Vdc的最小值高于使用非专利文献2和专利文献1得到的直流电压Vdc，电压利用率R提高。
图7是示出采用了占空比的第1修正时的直接型电力变换装置的动作的曲线图，与图4一样地示出各个量。这里，设为α＝1.17。
判明通过这样采用整流占空比的第1修正，即使是α＝1.17时，在平均时也能得到Vdc＝0.95Vm，电压利用率R＝0.95。在采用占空比的基本设定的情况下，在α＝1.17时只能得到R＝0.87，这示出了大幅改善。
根据式(16)、(17)判明，(即使是设定为Vdc＝Vm)整流占空比drec及放电占空比dc在相位0～90度时采用以相位45度为轴对称折返而得的值，在相位90～180度时采用以相位135度为轴对称折返而得的值，在相位180～270度时采用以相位225度为轴对称折返而得的值，在相位270～360度时采用以相位315度为轴对称折返而得的值。
下面，按照顺序说明这样改善电压利用率R的理由。
首先，为了简单起见，说明将整流占空比drec始终设定为第2修正值的情况。以下，将这种设定称为“占空比的第2修正”。说明在占空比的第2修正中得到的结果、和在占空比的第1修正中得到的结果，特别是在电压比α(≥1)较小时几乎相同的情况。
图7的零占空比dz仅在相位为0、180、360度附近为正，在除此以外的情况为零。并且，在零占空比dz为正的期间中，第1修正值较小，与采用第2修正值时的差异较小。
图8是示出采用占空比的第1修正时和采用占空比的第2修正时的、整流占空比drec和放电占空比dc和零占空比dz的曲线图。与图7一样，设为α＝1.17。用波形drec1示出在占空比的第1修正中设定的整流占空比drec，用波形drec2示出在占空比的第2修正中设定的整流占空比drec。
这里，零占空比dz是在始终对整流占空比drec设定第1修正值的情况下由式(11)计算出的值。
在零占空比dz为正的期间中，整流电压Vrec也较小，因而关于第1成分drec·Vrec，在整流占空比的第1修正中得到的第1成分drec·Vrec和在整流占空比的第2修正中得到的第1成分drec·Vrec之间的差异较小。因此，由式(14)求出的直流电压Vdc的差异也减小。
在得到图7时使用的各个量中，即使是用整流占空比的第2修正值设定整流占空比drec，在视觉上也确认不到在图7的中段示出的波形的差异。
下面，说明由式(14)求出的直流电压Vdc。在关注于整流占空比drec的第2修正值是(1-dc)时，根据式(14)在下式(23)中计算直流电压Vdc。
(算式23)
在式(23)中将值π/4代入相位ωt，根据式(23)的函数形式求出直流电压Vdc的平均值。例如，如果电压比α采用1.17，则Vdc≈0.952Vm。因此，判明平均的电压利用率R成为0.952，且高于图5所示的R＝0.87。
这样，认为能够提高电压利用率R是由于允许直流电压Vdc的脉动。因此，对该脉动的状态进行了研究。直流电压Vdc的脉动成分ΔV用下式(24)表示。
(算式24)
如上所述，鉴于电容器C4的耐压，期望电压比α较小，因而使电压比α近似1。由此，式(24)由下式(25)而近似。
(算式25)
另外，导入下式(26)的近似式。
(算式26)
因此，根据式(25)、(26)，脉动成分ΔV由下式(27)而近似。
(算式27)
这样，判明直流电压Vdc以单相交流电压Vin的频率(以下称为“电源频率”)的4倍的频率进行脉动。
图9和图10是示出从式(25)向式(27)进行近似的妥当性的曲线图。在图9和图10中，波形G1表示函数(1/2)(1-cos(2ωt))。在图9中，波形G2表示函数(|sin(ωt)|-1)，波形G3表示函数(1/2)(1-cos(2ωt))·(|sin(ωt)|-1)。在图10中，波形G4表示函数(-1)·(1+cos(2ωt))/2，波形G5表示函数(1/2)(1-cos(2ωt))·(-1)·(1+cos(2ωt))/2。
对应于式(25)的波形G3和对应于式(27)的波形G5非常相似，判明导入式(26)的近似是妥当的。
根据式(27)判明，脉动成分ΔV以单相交流电压Vin的四分之一周期进行脉动。并且，其最大值是0，取0以下的值。换言之，可以说通过使直流电压Vdc以上述的四分之一周期进行脉动，而且使其最大值成为波高值Vm，改善了电压利用率R。
在电压比α较大时，不能说式(25)的近似是妥当的。下面，说明电压比α对直流电压Vdc产生的影响，包括基于占空比的第1修正及第2修正的影响。
图11及图12都是示出电压利用率R的相位依存性的曲线图，示出了使电压比α不同的多个波形。图11示出采用占空比的第2修正的情况，图12示出采用占空比的第1修正的情况。
如上所述，直流电压Vdc与波高值Vm之比是电压利用率R，因而电压利用率R的脉动与直流电压Vdc的脉动成比例。
图12的波形是将图11的波形在R≥1中钳位成R＝1的波形。相当于在图11的波形中成为R≥1的相位区域在占空比的第1修正中整流占空比drec采取第1修正值的情况，即相当于dz≥0的情况。
通过比较图11和图12判明，在电压比α为1～1.2时，采用占空比的第1修正和第2修正都没有大的区别，而且其波形呈以上述的四分之一周期而脉动的正弦波状。
相反，在电压比α为1.5左右时，直流电压Vdc的波形大大偏离正弦波状。
作为参考，图13示出表示采用了占空比的基本设定时的电压利用率R的相位依存性的曲线图。在这种情况下，直流电压Vdc成为固定值。图13中的α＝1.5的情况对应于图4的各个量的曲线。在图4中，直流电压Vdc采取固定值，这在图13中也表现出来。
在图13中表现出来的电压利用率R对电压比α的依存性已经在图5中示出。
(b-5)结果的比较
图14是示出电压利用率R对电压比α的依存性的曲线图。波形G7表示与在图5中示出的曲线相同的内容。
波形G6表示在采用了占空比的第1修正时的电压利用率R的平均值。根据电压比α采用1.17并由式(23)求出的直流电压Vdc的平均值0.952Vm判明，电压利用率R的平均值取值0.952。这与波形G6在α＝1.17时示出的电压利用率R大致一致。判明在电压比α为1左右时，如上所述采用占空比的第1修正和第2修正都没有大的区别。与波形G7相比，波形G6(在相同的电压比α时)示出较大的电压利用率R，因而判明采用占空比的第1修正时的电压利用率R比采用占空比的基本设定时高。在从电容器C4的耐压的观点考虑所期望的电压比α＝1～1.2左右时，电压利用率R改善0.03～0.04左右。
这是因为在采用占空比的第1修正和第2修正的情况下，基于决定第2修正值的关系，在式(17)中将放电占空比dc设定为Vdc＝Vm，而与此相对，在采用占空比的基本设定的情况下，放电占空比dc如式(17)所示与直流电压Vdc成比例，由此与电压比(1/α)成比例。
在这样采用占空比的基本设定的情况下，在电压比α越小时，放电占空比dc越大，电压利用率R的降低显著。与此相对，在采用占空比的第1修正的情况下(以及在电压比α较小的区域中采用占空比的第2修正的情况下)，直流电压Vdc大致以每相位π/2间隔取波高值Vm，因而结果是直流电压Vdc的平均值增大。因此，波形G6、G7的差异在电压比α越小时越明显。
图15及图16都是示出各个占空比的相位依存性的曲线图，设定为电压比α＝1。图15示出使用占空比的基本设定的情况，图16示出使用占空比的第1修正的情况和使用第2修正的情况。
在图8中已经示出了与图16相同的各个量。图8示出电压比α＝1.17的情况，波形drec1、drec2中存在差异。但是，在图16中示出电压比α＝1的情况，不能视觉确认出这些波形的差异。因此，当在图16中按照式(11)显示零占空比dz时，其值几乎在所有的相位中为零以下。
如根据图15和图16的比较所明确的那样，在采用占空比的基本设定的情况下，在电压比α越小时放电占空比dc越大。这如上所述导致电压利用率R的降低。
返回到图14，波形G8示出在占空比的第1修正中使用直流电压Vdc的最小值求出的电压利用率R对电压比α的依存性。即，不是使用脉动的直流电压Vdc的平均值，就是采用其最小值时，也是采用占空比的第1修正时的电压利用率R比采用占空比的基本设定时高。
使用直流电压Vdc的最小值求出电压利用R具有以下的意义。即，对逆变器5的调制率导入逆变器5输出的电压的振幅的指令值V*，设为V*/Vdc。因此，能够进行补偿了直流电压Vdc的脉动电流的调制率的控制。
在指令值V*达到直流电压Vdc的最小值的情况下，对调制率进行振幅调制。由此，使用了直流电压Vdc的最小值的电压利用率R相当于逆变器5使用的直流电压Vdc的电压利用率R。换言之，逆变器5能够以直流电压Vdc的最小值为上限进行直流/交流变换。
图17、图18是与图6一样地示出直接型电力变换装置的动作的曲线图，与图4一样地示出了各个量。在这些图6、图17、图18中，电压比α采用共同的值1.17。图6示出采用专利文献3所公开的技术的情况，而图17示出采用占空比的第1修正的情况。判明采用占空比的第1修正时的直流电压Vdc虽然比专利文献3所公开的技术降低了该直流电压脉动的部分，但是电流il减小，效率较高。
图18示出采用占空比的基本设定将直流电压Vdc设为固定值的情况，如使用图5所示(或者如图14的波形G7所示)，如果α＝1.17，则停留于R＝0.87左右。
图19是示出(从变流器3朝向逆变器5的)功率Prec和(输入功率缓冲电路4的)充电功率Pl的比率的曲线图。这里，在式(1)的左边第1项示出的输入功率Pdc(＝(1/2)·Vm·Im)仿照图4使用Vm＝1、Im＝√2，设为√2/2(≈0.7)。
在采用占空比的基本设定的情况下，如式(19)所示，irec1＝il，因而Prec＝Pl≈0.35且一致。该值不取决于电压比α。在波形G10示出这些功率Prec、Pl。
如比较图18和图17所判明的那样，如果电压比α相同，在采用占空比的第1修正的情况下，电流irec1比采用占空比的基本设定时大，电流il减小。但是，关于采用占空比的第1修正时的功率Prec(在波形G11示出)和充电功率Pl(在波形G12示出)相对于值0.35的偏离程度，在电压比α越小时越明显，但是停留在约10％以下。
与此相对，在专利文献3所公开的技术中，如使用图6说明的那样，电流il增大，电流irec1减小，该倾向在电压比α较小的区域中特别明显。如上所述，在考虑电容器C4的降额时想要将电压比α抑制为1.2以下，但是在那样的区域中功率Prec1(在波形G13示出)比充电功率Pl(在波形G14示出)更小且差异较大。因此，在专利文献3所公开的技术中，效率比采用占空比的基本设定时降低。与此相对，根据波形G10、G11的比较及波形G10、G12彼此的比较，通过采用占空比的第1修正，虽然效率降低，但也观察到若干程度的改善。
如上所述，通过采用占空比的第1修正，能够在不降低效率的情况下提高电压利用率R。换言之，可以说无需提高功率缓冲电路4分担的功率，即可提高直流电压Vdc。
作为能够得到这种优点的一个理由，可以举出如上所述在式(17)中设为Vdc＝Vm求出放电占空比dc的情况。即，将放电占空比dc设为把波高值Vm与相位ωt的余弦值cos(ωt)的平方cos2(ωt)之积除以电容器C4的两端电压Vc得到的值(Vm/Vc)cos2(ωt)，这是能够得到上述优点的一个理由。
另外，作为其它理由，可以举出直流电压Vdc以上述的四分之一周期即单相交流电压Vin的周期的1/4为基本周期进行脉动的情况。直流电压Vdc以放电占空比dc变动的周期的一半为基本周期进行变动。由此，对放电占空比dc产生影响的、波高值Vm与两端电压Vc之比(电压比α的倒数)增大(即两端电压Vc减小)，直流电压Vdc提高。这使得为得到期望的直流电压Vdc而要求的两端电压Vc降低，进而对电容器C4要求的耐压降低。
这样的直流电压Vdc的脉动能够通过以占空比的第1设定或者占空比的第2设定来设定整流占空比drec而实现。整流占空比drec的第1修正值是相位ωt的正弦值sin(ωt)的绝对值|sin(ωt)|，第2修正值是1减去放电占空比dc而得的值(1-dc)。
在占空比的基本设定中，需要将零占空比dz的最小值维持为零以上，但结果是难以减小零占空比dz。因此，通过使用占空比的第1设定或者占空比的第2设定，容易将零占空比dz的最小值维持为零以上，而且容易减小零占空比dz。
如上所述，如果电压比α是1以上1.2以下，则使用占空比的第1设定的结果和使用占空比的第2设定的结果没有大的差异，而且直流电压Vdc的脉动基本为正弦波状。如果使用占空比的第2设定，则不需要进行第1修正值和第2修正值的大小比较，控制容易进行，在这一点上是有利的。
另外，如在后述的第2变形及第3变形中说明的那样，即使是直流电压Vdc以单相交流电压Vin的周期的1/2为周期进行脉动时，也能够得到上述的优点。换言之，直流电压Vdc也可以以放电占空比dc变动的周期进行变动。
(b－6)伴随占空比的修正的指令值的修正
通过如上所述修正放电占空比dc、整流占空比drec，逆变器5的动作也被修正。通常，关于根据整流占空比drec、放电占空比dc、零占空比控制逆变器5的方法，例如在非专利文献2、4和专利文献1中使用逆变器用载波和针对该载波的指令值的技术是公知的。
因此，下面对上述指令值怎样随着占空比的修正而被修正进行说明，而省略有关具体的逆变器5的控制的详细说明。
图20是示出图3所示的等效电路的开关Srec、Sc、Sz的动作、和逆变器5的开关元件Sup、Svp、Swp的动作的曲线图。逆变器5的开关元件Sun、Svn、Swn基本上是与开关元件Sup、Svp、Swp的动作相辅地进行的，因而在此省略。
下面，为了简单起见，对载波C兼做控制功率缓冲电路4用的载波和控制逆变器5用的载波的情况进行说明。这样的方法也在非专利文献2和专利文献1中被采用。
导入载波C的一个周期的期间ts，导入整流占空比drec的第1修正值drec1、第2修正值drec2。
在图20中示出了在采用整流占空比的第1修正的情况下整流占空比drec采用第2修正值drec2的情况。即，drec1+dc＝|sin(ωt)|+(1/α)cos2(ωt)>1的情况。
期间tc是载波C达到值(1-dc)以上的期间，是开关Sc导通的期间(在图中用“导通(on)”示出：其它也同样)。期间tc与放电占空比dc和期间ts之积dc·ts相等。
期间trec是载波C达到第1修正值drec1以下的期间，与第1修正值drec1和期间ts之积drec1·ts相等。但是，由于示出了drec1+dc>1的情况，因而期间trec不是开关Srec导通的期间。这是因为由于电压比α为1以上，因而在开关Sc导通而对直流链路7施加了电容器C4的两端电压Vc时，电流不从变流器3流过直流链路7，开关Srec不导通。这也对应于假想的零占空比dz1＝1-drec1-dc为负的情况。
作为参考，在图20中在假定开关Srec在期间trec导通的情况下，用虚线延伸示出开关Srec导通的期间。但是，实际上开关Srec是与开关Sc相辅地导通，开关Sz在期间ts中始终不导通(在图中用“断开(off)”示出：其它也同样)。
在使用占空比的第1设定的情况下，实际上开关Srec导通的期间是载波C达到第2修正值drec2以下的期间。第2修正值drec2与值(1-dc)相等。该值也与第1修正值drec1和假想的零占空比dz1之和(drec1+dz1)相等。
如上所述，根据载波C与值(1-dc)的比较，能够得到控制开关Sc的动作的信号SSc。
关于信号SSl，如果电流il确定，则能够利用公知的方法(例如专利文献1)得到，因而在此省略其说明。该电流il通过从式(19)的最初的等号观察时右边的计算(Im·|sin(ωt)|-drec·Idc)而求出。此时，采用drec＝1-dc、Idc＝Pdc/Vdc＝Vm·Im/(2·Vdc)即可。在这样的计算中，从容易求出直流电压Vdc的观点考虑，式(27)的近似式也是有用的。
如上所述，整流占空比drec使用该第2修正值drec2，因而用于得到逆变器5应该输出的三相电压的电压指令值Vu*、Vv*、Vw*的、针对载波C的指令值为drec2+dc·Vw*，drec2+dc·Vv*，drec2+dc·Vu*，drec2·(1-Vu*)，drec2·(1-Vv*)，drec2·(1-Vw*)。
开关元件Sup在载波C为指令值drec2+dc·Vu*以上或者指令值drec2·(1-Vu*)以下的情况下导通。开关元件Svp在载波C为指令值drec2+dc·Vv*以上或者指令值drec2·(1-Vv*)以下的情况下导通。开关元件Swp在期间ts始终不导通。
在图20中也附记了电压向量V0、V4、V6。电压向量V0表示开关元件Sup、Svp、Swp全部不导通(因此，开关元件Sun、Svn、Swn全部导通)的状态，电压向量V4表示开关元件Sup导通而开关元件Svp、Swp不导通(因此，开关元件Sun不导通，开关元件Svn、Swn导通)的状态，电压向量V6表示开关元件Sup、Svp导通而开关元件Swp不导通(因此，开关元件Sun、Svn不导通，开关元件Swn导通)的状态。
关于这样的dz1<0时的指令值的修正是drec2＝drec1+dz1，例如在专利文献2中也介绍了，因而省略详细说明。并且，关于随着该修正的信号SSup、SSvp、SSwp、SSun、SSvn、SSwn的生成，例如在专利文献2中也介绍了，因而省略详细说明。
C.变形
(c-1)第1变形
无论在采用以上所述的哪种技术的情况下，都能够在变流器3和功率缓冲电路4之间设置滤波器2。
图21是作为该变形在变流器3和功率缓冲电路4之间设置滤波器2的情况下的仅示出它们附近的电路图。
在采用这样的结构的情况下，优选在直流电源线LH中在滤波器2和放电电路4a之间设置二极管D0。二极管D0的阳极配置在滤波器2侧，阴极配置在放电电路4a侧。
二极管D0防止了电容器C2的两端电压由于开关Sc的开闭而受到电容器C4的两端电压Vc的影响。
(c-2)第2变形及第3变形
占空比的基本设定和占空比的第1修正也可以混合存在。具体地，能够以单相交流电压Vin的周期的每1/4周期交替地采用占空比的基本设定和占空比的第1修正。由此，直流电压Vdc在将上述周期4等分而得的区间中不相邻的一对区间中变动，而在另一对区间中固定。
图22是示出在下述情况下的直接型电力变换装置的动作的曲线图，该直接型电力变换装置在相位ωt以180度的整数倍为中心的1/4周期中采用占空比的基本设定，在除此以外的1/4周期中采用占空比的第1修正(以下称为“第2变形”)。图23是示出在下述情况下的直接型电力变换装置的动作的曲线图，该直接型电力变换装置在相位ωt以180度的整数倍为中心的1/4周期中采用占空比的第1修正，在除此以外的1/4周期中采用占空比的基本设定(以下称为“第3变形”)。这些变形都是电压比α采用值1.17，因而呈现每1/4周期交替地采用图17所示的曲线和图18所示的曲线的波形。在这些变形中电压利用率R都是0.913，这是采用占空比的第1修正时的电压利用率R的值0.95和采用占空比的基本设定时的电压利用率R的值0.87之间的值。
第2变形和第3变形都能观察到直流电压Vdc以单相交流电压Vin的周期的1/2为基本周期进行变动，也都能观察到直流电流Idc以上述周期的1/2为基本周期进行变动。采用占空比的第1修正时的直流电压Vdc以上述周期的1/4为基本周期进行变动，因而也都能观察到以该基本周期的2倍即1/2周期为基本周期进行变动。
如式(15)所示，在如图22和图23的任一方中的波形所示出的那样假定输入功率Pdc都用采用固定值。在这种情况下，在将上述周期的1/N作为基本周期使直流电压Vdc进行变动时，控制部10要求电源频率的N倍以上的电流控制频带。因此，与采用占空比的第1设定的情况相比，在第2变形和第3变形中具有缓解控制部10所要求的电流控制频带的优点。
如专利文献4所示，为了降低功率缓冲电路4的功率容量，优选控制成使缓冲功率Pbuf小于交流成分Pin^。换言之，优选控制成使交流成分Pin^大于缓冲功率Pbuf。在这种情况下，优选直流电流Idc在整流电压Vrec较大的期间增大、在整流电压Vrec较小的期间减小。因此，优选如第2变形那样，在相位ωt以为180度的整数倍为中心的1/4周期中采用占空比的基本设定，在除此以外的1/4周期中采用占空比的第1修正。
这样的直流电流Idc的状态适合于如驱动空调机的压缩机的电机(例如磁铁埋设型电机)那样采用转矩负载比较小的感应性负载6的情况。这是因为在为提高转数而需要转矩电流的区域中，提高逆变器5能够输出的电压，由此抑制在所谓较弱磁通区域中要求的电流相位的进相。在采用占空比的基本设定的情况下和与第3变形相比提高旋转速度的上限时，优选这种状态。
对本发明进行了详细说明，然而上述说明在全部方面是例示，本发明不限定于此。可以理解的是，在不脱离本发明范围的情况下可以想到未例示的无数的变形例。

Claims (10)

1.一种电力变换装置，该电力变换装置具有：
直流链路，其包括第1电源线和第2电源线；
变流器，其输入单相交流电压，向所述直流链路输出脉动功率；
逆变器，其从所述直流链路输入功率，输出交流电流；以及
功率缓冲电路，其从所述直流链路输入充电功率，向所述直流链路输出放电功率，
从所述直流链路输入至所述逆变器的输入功率取所述脉动功率与所述放电功率之和减去所述充电功率而得到的值，
所述充电功率取所述脉动功率的一半的值，
所述放电功率取所述脉动功率的交流成分加上所述充电功率而得到的值，
所述变流器以使得所述第1电源线成为比所述第2电源线高的电位的方式，将对所述单相交流电压进行全波整流得到的整流电压施加给所述直流链路，
所述功率缓冲电路包括：
放电电路，其包括电容器和开关，该开关在所述第1电源线和所述第2电源线之间相对于所述电容器串联连接在所述第1电源线侧；以及
充电电路，其对所述电容器进行充电，
所述开关导通的占空比即放电占空比取如下的值：所述单相交流电压的波高值与所述单相交流电压的相位的余弦值的平方之积除以所述电容器的两端电压而得到的值，
所述变流器按照整流占空比进行导通，
直流电压以所述单相交流电压的周期的1/2为周期而变动，其中所述直流电压是所述整流电压与所述整流占空比之积加上所述两端电压与所述放电占空比之积而得的和。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
所述整流占空比取所述相位的正弦值的绝对值、和1减去所述放电占空比而得的值中任意较小一方的值。
3.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
所述整流占空比取1减去所述放电占空比而得的值。
4.根据权利要求1～3中任意一项所述的电力变换装置，其中，
所述两端电压与所述波高值之比为1以上1.2以下。
5.根据权利要求1～3中任意一项所述的电力变换装置，其中，
所述逆变器以所述直流电压的最小值为上限，进行直流/交流变换。
6.根据权利要求4所述的电力变换装置，其中，
所述逆变器以所述直流电压的最小值为上限，进行直流/交流变换。
7.根据权利要求1～3中任意一项所述的电力变换装置，其中，
所述直流电压以所述单相交流电压的所述周期的1/4为基本周期而变动。
8.根据权利要求4所述的电力变换装置，其中，
所述直流电压以所述单相交流电压的所述周期的1/4为基本周期而变动。
9.根据权利要求1～3中任意一项所述的电力变换装置，其中，
所述直流电压在将所述单相交流电压的所述周期进行4等分而得到的区间中不相邻的一对区间中是变动的，在另一对区间中是固定的。
10.根据权利要求4所述的电力变换装置，其中，
所述直流电压在将所述单相交流电压的所述周期进行4等分而得到的区间中不相邻的一对区间中是变动的，在另一对区间中是固定的。
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