WO2016047651A1

WO2016047651A1 - 電力変換装置

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Publication number: WO2016047651A1
Application number: PCT/JP2015/076847
Authority: WO
Inventors: 憲一榊原
Original assignee: ダイキン工業株式会社
Priority date: 2014-09-25
Filing date: 2015-09-24
Publication date: 2016-03-31
Also published as: BR112017004931B1; JP2016067199A; CN106605359A; AU2015322657B2; US20170279372A1; JP5930108B2; AU2015322657A1; ES2886039T3; EP3200337B1; CN106605359B; MY178783A; US9837929B2; BR112017004931A2; EP3200337A1; EP3200337A4

Abstract

　電力バッファ回路が分担する電力を高めることなく、直流リンクの電圧を高める技術を提供することを目的とする。スイッチ（Ｓｃ）が導通するデューティである放電デューティ（ｄｃ）は、単相交流電圧（Ｖｉｎ）の波高値（Ｖｍ）とその位相（ωｔ）の余弦値の二乗（cos^２（ωｔ））との積を、コンデンサ（Ｃ４）の両端電圧（Ｖｃ）で除した値（（Ｖｍ／Ｖｃ）cos^２（ωｔ））を採る。コンバータ（３）が導通するデューティである整流デューティ（ｄｒｅｃ）とコンバータ（３）が出力する整流電圧（Ｖｒｅｃ）との積と、両端電圧（Ｖｃ）と放電デューティ（ｄｃ）との積との和は、単相交流電圧（Ｖｉｎ）の周期の１／２を周期として変動する。

Description

電力変換装置

　本発明は、電力バッファ回路を有する電力変換装置に関する。

　単相交流電源から入力した単相交流電圧から直流電圧を得るためには、全波整流回路を用いることが一般的である。しかし全波整流回路の出力には、当該単相交流電圧の周波数の２倍の周波数を有する電力の脈動が存在する。よってこの脈動を低減するために、全波整流回路の出力側と負荷との間に電力をバッファリングする電力バッファ回路が必要となる。電力のバッファリングには、例えば平滑コンデンサと称される容量性素子が必要となる。

　非特許文献１には、平滑コンデンサに電流可逆チョッパを介してバッファコンデンサを接続し、脈動電力を吸収する技術が開示されている。かかる技術により、平滑コンデンサの静電容量を小さくし、さらに、バッファ側の電圧リプルを許容することで、平滑に必要な静電容量の総和が大幅に低減される。

　非特許文献２や特許文献１では、非特許文献１の平滑コンデンサを削減するとともに、バッファコンデンサをスイッチング素子を介して直流リンクに接続する技術が開示されている。かかる技術により電圧源を生成し、電源電圧とともに高周波リンクを生成する直接変換回路が示されている。

　非特許文献３ではさらに、入力波形を正弦波状にし、かつ効率を高める技術が示されている。

　非特許文献２，３で示された技術では、従来から提案されるアクティブスナバによる技術（例えば非特許文献４を参照）と比較して、電圧利用率（直流リンクの電圧の、電源電圧の波高値に対する比）が０．５から１／√２＝０．７１へと改善される。しかしながら、通常の単相整流回路と比較すると、直流リンクの電圧が低い。これはインバータを構成するパワー素子の電流容量の増加を招く問題があった。

　上記課題を解決すべく、特許文献２では、直流リンクの電圧を二相交流を全波整流した波形に制御し、平均的な電圧利用率を最大０．９とする技術が提案されている。

　このように非特許文献２，３や特許文献１，２で提案された技術は、電力フローの考え方に基づき、上述の電力の脈動を電力バッファ回路でバッファリングすることにより、定常電力をインバータへ供給するものである。

特開２０１１－１９３６７８号公報特許第５４５４７３２号公報特開２０１４－０８２９２６号公報特開２０１５－０８４６３７号公報

入江、山下、竹本、「２象限チョッパと付加コンデンサを用いた単相整流回路のリプル補償」電気学会論文集Ｄ、Vol.112,No.7,pp.623-629（1992）大沼、伊東、「充電回路を付加したアクティブバッファ付き単相三相電力変換器の回路構成と制御法」、平成22年電気学会全国大会、4-057（2010）大沼、伊東、「単相三相変換器における昇圧チョッパ回路とアクティブバッファ回路の比較」、平成23年電気学会全国大会、4-042（2011）大沼、伊東、「アクティブスナバを利用した単相-三相電力変換器の制御法」平成20年電気学会産応部門大会、1-20（2008）

　特許文献３は、電源側の電圧と電力バッファ回路の電圧とで直流リンクの電圧を生成する技術を提案する。これは直流リンクの電圧を昇圧可能とする。しかし、電力バッファ回路の電圧は、そこに採用されるコンデンサの耐圧に鑑みると、電源電圧の波高値の１．２以下に抑制することが望ましい。そして電力バッファ回路の電圧がそのような値に設定される場合には、電力バッファ回路が主として電力を分担することになる。この場合、全波整流回路からインバータへと与えられる電力は補助的となって、直接形電力変換装置の特徴である高効率特性を得ることと、直流リンクの電圧を昇圧することとのトレードオフが発生する。

　そこで本願は、電力バッファ回路が分担する電力を高めることなく、直流リンクの電圧を高める技術を提供することを目的とする。

　この発明にかかる電力変換装置は、第１電源線（ＬＨ）及び第２電源線（ＬＬ）を含むｈと；単相交流電圧（Ｖｉｎ）を入力して前記直流リンクに脈動電力（Ｐｉｎ）を出力するコンバータ（３）と；前記直流リンクから電力を入力し、交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を出力するインバータ（５）と；前記直流リンクから充電電力（Ｐｌ）を入力し、前記直流リンクへと放電電力（Ｐｃ）を出力する電力バッファ回路（４）とを備える。

　そしてその第１の態様では、前記インバータ（５）に入力する入力電力（Ｐｄｃ）は、前記直流リンク（７）から、前記脈動電力と前記放電電力との和から前記充電電力を引いた値（Ｐｉｎ＋Ｐｃ－Ｐｌ）を採り、前記充電電力（Ｐｌ）は、前記脈動電力（Ｐｉｎ）の半分の値（Ｐｉｎ／２）を採り、前記放電電力（Ｐｃ）は、前記脈動電力の交流成分（Ｐｉｎ＾）に前記充電電力を加えた値（Ｐｉｎ＾＋Ｐｌ）を採る。前記コンバータ（３）は、前記単相交流電圧（Ｖｉｎ）を全波整流して得られる整流電圧（Ｖｒｅｃ）を、前記第１電源線（ＬＨ）を前記第２電源線（ＬＬ）よりも高電位として前記直流リンク（７）に印加する。前記電力バッファ回路（４）は、コンデンサ（Ｃ４）と、前記第１電源線と前記第２電源線との間で前記コンデンサに対して前記第１電源線側で直列に接続されたスイッチ（Ｓｃ，Ｄ４２）とを含む放電回路（４ａ）と、前記コンデンサを充電する充電回路（４ｂ）とを含む。前記スイッチが導通するデューティである放電デューティ（ｄｃ）は、前記単相交流電圧の波高値（Ｖｍ）と前記単相交流電圧の位相の余弦値の二乗（cos^２（ωｔ））との積を前記コンデンサの両端電圧（Ｖｃ）で除した値（（Ｖｍ／Ｖｃ）cos^２（ωｔ））を採る。前記コンバータは整流デューティ（ｄｒｅｃ）で導通する。前記整流電圧と前記整流デューティとの積（ｄｒｅｃ・Ｖｒｅｃ）と、前記両端電圧と前記放電デューティとの積（ｄｃ・Ｖｃ）との和たる直流電圧（Ｖｄｃ）は、前記単相交流電圧の周期の１／２を周期として変動する。

　この発明にかかる電力変換装置の第２の態様は、その第１の態様であって、前記整流デューティは、前記位相の正弦値の絶対値（｜sin（ωｔ）｜）と、前記放電デューティ（ｄｃ）を１から差し引いた値（１－ｄｃ）のいずれか小さい方を採る。

　この発明にかかる電力変換装置の第３の態様は、その第１の態様であって、前記整流デューティは、前記放電デューティ（ｄｃ）を１から差し引いた値（１－ｄｃ）を採る。

　この発明にかかる電力変換装置の第４の態様は、その第１～第３の態様のいずれかであって、前記両端電圧（Ｖｃ）の前記波高値（Ｖｍ）に対する比（Ｖｃ／Ｖｍ）は１以上１．２以下である。

　この発明にかかる電力変換装置の第５の態様は、その第１の態様乃至第４の態様のいずれかであって、前記インバータ（５）は前記直流電圧（Ｖｄｃ）の最小値を上限として直流／交流変換を行う。

　この発明にかかる電力変換装置の第６の態様は、その第１の態様乃至第４の態様のいずれかであって、前記直流電圧は、前記単相交流の前記周期の１／４を基本周期として変動する。

　この発明にかかる電力変換装置の第７の態様は、その第１の態様乃至第４の態様のいずれかであって、前記直流電圧は、前記単相交流の前記周期を４等分する区間のうち、隣接しない一対の区間において変動し、他の一対の区間において一定である。

　直流電圧（Ｖｄｃ）が、放電デューティ（ｄｃ）の変動する周期で変動する。これにより、放電デューティ（ｄｃ）に影響を与える、波高値／両端電圧（Ｖｍ／Ｖｃ）を大きくして（つまり両端電圧（Ｖｃ）を小さくして）、直流電圧（Ｖｄｃ）が高められる。換言すれば所望の直流電圧（Ｖｄｃ）を得るために要求される両端電圧（Ｖｃ）を低下させることになり、ひいてはコンデンサ（Ｃ４）に要求される耐圧が低減される。

　この発明の目的、特徴、局面、および利点は、以下の詳細な説明と添付図面とによって、より明白となる。

本実施の形態にかかる直接形電力変換装置の構成を示すブロック図。本実施の形態にかかる直接形電力変換装置での電力収支を示すブロック図。図１に示された回路の等価回路を示す回路図。デューティの基本設定を採用した場合の、直接形電力変換装置の動作を示すグラフ。デューティの基本設定を採用した場合の、電圧比に対する電圧利用率を示すグラフ。特許文献３に示された技術を用いた場合の、直接形電力変換装置の動作を示すグラフ。デューティの第１修正を採用した場合の、直接形電力変換装置の動作を示すグラフ。デューティの第１修正を採用した場合及びデューティの第２修正を採用した場合の、整流デューティと放電デューティと零デューティとを示すグラフ。近似の妥当性を示すグラフ。近似の妥当性を示すグラフ。デューティの第２修正を採用した場合の電圧利用率の位相依存性を示すグラフ。デューティの第１修正を採用した場合の電圧利用率の位相依存性を示すグラフ。デューティの基本設定を採用した場合の電圧利用率の位相依存性を示すグラフ。電圧利用率Ｒの電圧比αに対する依存性を示すグラフ。デューティの基本設定を用いた場合の諸デューティの位相依存性を示すグラフ。デューティの第１修正を用いた場合及び第２修正を用いた場合を示す諸デューティの位相依存性を示すグラフ。デューティの第１修正を採用した場合の、直接形電力変換装置の動作を示すグラフ。デューティの基本設定を採用した場合の、直接形電力変換装置の動作を示すグラフ。二種の電力の割合を示すグラフ。等価回路のスイッチの動作と、インバータのスイッチング素子の動作とを示すグラフ。第１の変形を示す回路図。第２の変形にかかる直接形電力変換装置の動作を示すグラフ。第３の変形にかかる直接形電力変換装置の動作を示すグラフ。

　Ａ．直接形電力変換装置の構成．
　図１は、本実施の形態で示される制御方法が適用される直接形電力変換装置の構成を示すブロック図である。当該直接形電力変換装置は、コンバータ３と、電力バッファ回路４と、インバータ５と、直流リンク７とを備えている。

　コンバータ３は例えばフィルタ２を介して単相交流電源１と接続されている。フィルタ２はリアクトルＬ２とコンデンサＣ２とを備えている。リアクトルＬ２は単相交流電源１の２つの出力端のうちの一つとコンバータ３との間に設けられている。コンデンサＣ２は単相交流電源１の２つの出力端の間に設けられている。フィルタ２は電流の高周波成分を除去する。フィルタ２は省略しても良い。簡単のため、以下ではフィルタ２の機能を無視して説明する。

　直流リンク７は直流電源線ＬＨ，ＬＬを有する。

　コンバータ３は例えばダイオードブリッジを採用し、ダイオードＤ３１～Ｄ３４を備えている。ダイオードＤ３１～Ｄ３４はブリッジ回路を構成し、単相交流電源１から入力される入力電圧である単相交流電圧Ｖｉｎを単相全波整流して整流電圧Ｖｒｅｃに変換し、これを直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に出力する。直流電源線ＬＨには直流電源線ＬＬよりも高い電位が印加される。コンバータ３には単相交流電源１から入力電流Ｉｉｎが流れ込む。

　電力バッファ回路４は放電回路４ａ及び充電回路４ｂを有し、直流リンク７との間で電力を授受する。放電回路４ａはコンデンサＣ４を含み、充電回路４ｂは整流電圧Ｖｒｅｃを昇圧してコンデンサＣ４を充電する。

　放電回路４ａはダイオードＤ４２と逆並列接続されたトランジスタ（ここでは絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ：以下「ＩＧＢＴ」と略記）Ｓｃを更に含んでいる。トランジスタＳｃはコンデンサＣ４に対して直流電源線ＬＨ側で、直流電源線ＬＨ，ＬＬの間で直列に接続されている。ここで逆並列接続とは、順方向が相互に逆となって並列に接続されていることを指す。具体的にはトランジスタＳｃの順方向は直流電源線ＬＬから直流電源線ＬＨへと向かう方向であり、ダイオードＤ４２の順方向は直流電源線ＬＨから直流電源線ＬＬへと向かう方向である。トランジスタＳｃとダイオードＤ４２とはまとめて一つのスイッチ素子（スイッチＳｃ）として見ることができる。スイッチＳｃの導通によってコンデンサＣ４が放電して直流リンク７へと電力を授与する。

　充電回路４ｂは、例えばダイオードＤ４０と、リアクトルＬ４と、トランジスタ（ここではＩＧＢＴ）Ｓｌとを含んでいる。ダイオードＤ４０は、カソードと、アノードとを備え、当該カソードはスイッチＳｃとコンデンサＣ４との間に接続される。かかる構成はいわゆる昇圧チョッパとして知られている。

　リアクトルＬ４は直流電源線ＬＨとダイオードＤ４０のアノードとの間に接続される。トランジスタＳｌは直流電源線ＬＬとダイオードＤ４０のアノードとの間に接続される。トランジスタＳｌにはダイオードＤ４１が逆並列接続されており、両者をまとめて一つのスイッチ素子（スイッチＳｌ）として見ることができる。具体的にはトランジスタＳｌの順方向は直流電源線ＬＨから直流電源線ＬＬへと向かう方向であり、ダイオードＤ４１の順方向は直流電源線ＬＬから直流電源線ＬＨへと向かう方向である。

　コンデンサＣ４は充電回路４ｂにより充電され、コンデンサＣ４には整流電圧Ｖｒｅｃよりも高い両端電圧Ｖｃが発生する。具体的には直流電源線ＬＨからスイッチＳｌを経由して直流電源線ＬＬへと電流を流すことによってリアクトルＬ４にエネルギーを蓄積し、その後にスイッチＳｌをオフすることによって当該エネルギーがダイオードＤ４０を経由してコンデンサＣ４に蓄積される。

　両端電圧Ｖｃは整流電圧Ｖｒｅｃより高いので、基本的にはダイオードＤ４２には電流が流れない。従ってスイッチＳｃの導通／非導通は専らトランジスタＳｃのそれに依存する。ここで、ダイオードＤ４２は両端電圧Ｖｃが整流電圧Ｖｒｅｃより低い場合の逆耐圧を確保するとともに、インバータ５が異常停止したときに誘導性負荷６から直流リンク７へ還流する電流を逆導通させるように作用する。

　直流電源線ＬＨの方が直流電源線ＬＬよりも電位が高いので、基本的にはダイオードＤ４１には電流が流れない。従ってスイッチＳｌの導通／非導通は専らトランジスタＳｌのそれに依存する。ここで、ダイオードＤ４１は逆耐圧や逆導通をもたらすためのダイオードであり、ＩＧＢＴで実現されるトランジスタＳｌに内蔵されるダイオードとして例示したが、ダイオードＤ４１それ自体は回路動作には関与しない。

　インバータ５は直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧を交流電圧に変換して出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに出力する。インバータ５は６つのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎを含む。スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐはそれぞれ出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと直流電源線ＬＨとの間に接続され、スイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎはそれぞれ出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと直流電源線ＬＬとの間に接続される。インバータ５はいわゆる電圧形インバータを構成し、６つのダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎを含む。

　ダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎはいずれもそのカソードを直流電源線ＬＨ側に、そのアノードを直流電源線ＬＬ側に向けて配置される。ダイオードＤｕｐは、出力端Ｐｕと直流電源線ＬＨとの間で、スイッチング素子Ｓｕｐと並列に接続される。同様にして、ダイオードＤｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎは、それぞれスイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎと並列に接続される。出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗからは、それぞれ交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが出力され、これらは三相交流電流を構成する。例えばスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，ＳｗｎにはＩＧＢＴが採用される。

　誘導性負荷６は例えば回転機であり、誘導性負荷であることを示す等価回路で図示されている。具体的には、リアクトルＬｕと抵抗Ｒｕとが相互に直列に接続され、この直列接続体の一端が出力端Ｐｕに接続される。リアクトルＬｖ，Ｌｗと抵抗Ｒｖ，Ｒｗについても同様である。またこれらの直列接続体の他端同士が相互に接続される。

　誘導性負荷６を同期機として制御系を例示すると、速度検出部９は、誘導性負荷６に流れる交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出し、これらから回転角速度ωｍならびにｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄを制御部１０に与える。

　制御部１０では、回転角速度ωｍならびにｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄの他、後述する波高値Ｖｍ，Ｉｍ、電源角速度ω、回転角速度の指令値ωｍ＊を入力し、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊（後に図２０を用いて説明する）に基づいて、図示しない演算処理（例えば特許文献１を参照）によって、インバータ５のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの動作をそれぞれ制御する信号ＳＳｕｐ，ＳＳｖｐ，ＳＳｗｐ，ＳＳｕｎ，ＳＳｖｎ，ＳＳｗｎが得られる。

　制御部１０では、スイッチＳｃ，Ｓｌの動作をそれぞれ制御する信号ＳＳｃ，ＳＳｌも生成され、これらはデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚ，ｄｌに基づいて生成される（例えば特許文献１参照）。

　Ｂ．制御方法．
　(b-1)電力低減の基本的な考え方．
　コンバータ３に入力する瞬時入力電力Ｐｉｎは、入力力率を１として、次式（１）で表される。ここで単相交流電圧Ｖｉｎの波高値Ｖｍ及び電源角速度ω、交流の入力電流Ｉｉｎの波高値Ｉｍ、時間ｔを導入した。電源角速度ωと時間ｔとの積ωｔは単相交流電圧Ｖｉｎの位相を表すことになる。交流波形は、当該交流波形の位相ωｔの正弦値と波高値との積として把握した。

　瞬時入力電力Ｐｉｎは、式（１）の右辺の第２項で示される交流成分（－１／２）・Ｖｍ・Ｉｍ・cos（２ωｔ）を有する（以下、「交流成分Ｐｉｎ＾」とも称す）。よって以下では瞬時入力電力Ｐｉｎを脈動電力Ｐｉｎと称することもある。

　図１に示された電力変換装置は、下記のように見ることができる。

　直流リンク７は直流電源線ＬＨ，ＬＬを含む；
　コンバータ３は単相交流電圧Ｖｉｎを入力し、脈動電力Ｐｉｎを出力する；
　電力バッファ回路４は、充電電力Ｐｌを直流リンク７から入力し、放電電力Ｐｃを直流リンク７へ出力する；
　インバータ５は直流リンク７から、脈動電力Ｐｉｎと放電電力Ｐｃとの和から充電電力Ｐｌを引いた入力電力Ｐｄｃ（＝Ｐｉｎ＋Ｐｃ－Ｐｌ）を入力し、交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを出力する。

　図２は図１に示された直接電力変換装置での電力の収支を模式的に示すブロック図である。電力バッファ回路４でバッファリングされる電力（以下、「バッファリング電力Ｐｂｕｆ」と称す）は放電電力Ｐｃから充電電力Ｐｌを差し引いた電力差（Ｐｃ－Ｐｌ）と等しい。コンバータ３からインバータ５へと向かう電力ＰｒｅｃはＰｉｎ－Ｐｌに等しい。よってＰｄｃ＝Ｐｒｅｃ＋Ｐｃが成立する。

　非特許文献２や特許文献１で示された技術では、上述の交流成分Ｐｉｎ＾を打ち消すべく、単相交流電圧Ｖｉｎの四半周期（（１／４）周期）毎に交互に異なる制御を行っていた（以下、このような制御を便宜的に「四半周期制御」とも称す）。具体的にはＰｌ＝Ｐｉｎ＾，Ｐｃ＝０とする制御と、Ｐｌ＝０，Ｐｃ＝－Ｐｉｎ＾とする制御とを、単相交流電圧Ｖｉｎの四半周期毎に交互に行っていた。これにより、全期間においてＰｄｃ＝Ｐｉｎ＋Ｐｃ－Ｐｌ＝Ｐｉｎ－Ｐｉｎ＾＝（１／２）・Ｖｍ・Ｉｍが成立し、電力の脈動が回避されていた。しかしながら、このような技術では、上述のように、電圧利用率の最大値は１／√２に留まる。

　他方、特許文献２で示された技術では、電圧利用率を高めることができても、直流リンクの電圧やこれに流れる電流が、単相交流電圧Ｖｉｎの四半周期で歪む傾向が増大する。

　そこで、単相交流電圧Ｖｉｎの四半周期毎にＰｌ＝０とＰｃ＝０とを交互に設定するという前提を取り払った制御を考察する。

　(b-2)充電電力Ｐｌと放電電力Ｐｃの具体的な例．
　本節以降では、上述の充電電力Ｐｌ及び放電電力Ｐｃの一例として、これらをそれぞれ式（２）（３）で定める。

　つまり、充電電力Ｐｌは脈動電力Ｐｉｎの半分の電力であり、放電電力Ｐｃは充電電力Ｐｌから交流成分Ｐｉｎ＾を差し引いた電力である。

　充電電力Ｐｌは、脈動電力Ｐｉｎから直流リンク７を介して電力バッファ回路４に分配率１／２で分配された電力（１／２）・Ｐｉｎであると見ることができる。

　式（２），（３）と、Ｐｂｕｆ＝Ｐｃ－Ｐｌであることから、バッファリング電力Ｐｂｕｆは式（４）でも表される。

　このような充電電力Ｐｌ及び放電電力Ｐｃが、上記の四半周期制御におけるそれらと異なることは明白である。

　Ｐｃ＞Ｐｌ（すなわちＰｂｕｆ＞０）となる期間（以下「放電主体期間」とも称す）では充電よりも放電が主体であって、Ｐｃ＜Ｐｌ（すなわちＰｂｕｆ＜０）となる期間（以下「充電主体期間」とも称す）では放電よりも充電が主体である。式（２），（３）から理解されるように、（ｎ＋１／４）π≦ωｔ≦（ｎ＋３／４）πの期間が充電主体期間であり、（ｎ＋３／４）π≦ωｔ≦（ｎ＋５／４）πの期間が放電主体期間である（ｎは整数：以下同様）。

　このように充電電力Ｐｌおよび放電電力Ｐｃを定めることにより、電圧利用率を１まで設定可能なことを以下に説明する。

　(b-3)電流の分配．
　本節では、コンバータ３が出力する電流ｉｒｅｃのうち、コンバータ３からインバータ５へと流れる電流ｉｒｅｃ１を、電流ｉｒｅｃの半分に設定する技術を説明する。

　コンバータ３の出力側には、式（５）で示される整流電圧Ｖｒｅｃが印加される。

　Ｐｒｅｃ＝Ｐｉｎ－Ｐｌであるので、下式（６）が成立する。

　よって電流ｉｒｅｃ１は下式（７）で表される。

　式（１）においては、入力電流ＩｉｎがＩｍ・sin（ωｔ）で表されること、即ち正弦波状の波形を呈することを前提としているので、電流ｉｌは下式（８）を満足する。図２から分かるように、コンバータ３が出力する電流ｉｒｅｃは、電流ｉｒｅｃ１と電流ｉｌとの和と等しいからである。

　コンデンサＣ４からインバータ５に流れる放電電流ｉｃを導入すると、電力バッファ回路４から出力される放電電力Ｐｃは積Ｖｃ・ｉｃで表される。よって放電電力Ｐｃが式（３）を満足するためには、放電電流ｉｃは下式（９）を満足すればよい。

　図３は、図１に示された回路の等価回路を示す。当該等価回路は、例えば特許文献１で紹介されている。当該等価回路において電流ｉｒｅｃ１は、スイッチＳｒｅｃが導通するときにこれを経由する電流ｉｒｅｃ１として等価的に表されている。同様に、放電電流ｉｃは、スイッチＳｃが導通するときにこれを経由する電流ｉｃとして等価的に表されている。

　インバータ５において出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗが直流電源線ＬＨ，ＬＬのいずれか一方に共通して接続されるときにインバータ５を介して誘導性負荷６に流れる電流は、スイッチＳｚが導通するときにこれを経由して流れる零相電流ｉｚとして等価的に表されている。

　図３では、充電回路４ｂを構成するリアクトルＬ４とダイオードＤ４０とスイッチＳｌとが示され、リアクトルＬ４を流れる電流ｉｌが付記されている。

　このようにして得られた等価回路においては、スイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚが導通するそれぞれのデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚとインバータ５に入力される直流電流Ｉｄｃとを導入して、次式（１０）が成立する。

　電流ｉｒｅｃ１，ｉｃ，ｉｚはそれぞれ直流電流Ｉｄｃにデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚを乗算したものであるので、これらはスイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚのスイッチング周期における平均値である。

　直流電流ＩｄｃはスイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚをそれぞれ導通する電流ｉｒｅｃ１，ｉｃ，ｉｚの総和であるので、次式が成立する。ここで０≦ｄｒｅｃ≦１，０≦ｄｃ≦１，０≦ｄｚ≦１である。

　よってデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚは、各電流ｉｒｅｃ１，ｉｃ，ｉｚに対する直流電流Ｉｄｃの電流分配率と見ることができる。デューティｄｒｅｃはコンバータ３が直流リンク７と接続されて電流をインバータ５に流し得る期間を設定するデューティであるので、これ以降では整流デューティｄｒｅｃと称することがある。デューティｄｃは、コンデンサＣ４が放電するデューティであるので、これ以降では放電デューティｄｃと称することがある。デューティｄｚはインバータ５においてその出力する電圧によらずに必ず零相電流ｉｚが流れるデューティであるので、これ以降では零デューティｄｚと称することがある。

　式（７），（９），（１０）から、整流デューティｄｒｅｃ、放電デューティｄｃはそれぞれ次式（１２），（１３）で設定される。

　つまり電力収支の要請から式（７），（９），（１２），（１３）が採用され、更に入力電流Ｉｉｎを正弦波状にして、上記の諸式の前提となる式（１）を満足させる要請から式（８）が採用される。

　コンバータ３がダイオードブリッジを採用する場合、コンバータ３が能動的に式（１２）で示される整流デューティｄｒｅｃでスイッチングすることはできない。よって式（１１），（１２），（１３）で決定される零デューティｄｚと、放電デューティｄｃとに従って、それぞれインバータ５と、スイッチＳｃがスイッチングすることによって、式（７）で示される電流ｉｒｅｃ１が得られる。

　インバータ５は零相電流ｉｚが流れる期間においては、直流リンク７における直流電圧を利用することができない。よって、直流リンク７においてインバータ５への電力供給に利用される直流電圧が電力変換において意味を持つ。換言すれば瞬時的な直流電圧であってインバータ５が電力変換に用いないものは、電圧利用率を考察するに際しても意味を有しない。よって電力変換において意味をもつ直流電圧Ｖｄｃは下記のように表現できる。

　他方、直流電圧Ｖｄｃは、インバータ５が出力できる電圧の最大値の、スイッチＳｃ，Ｓｌやインバータ５のスイッチングを制御する周期についての平均として、直流リンク７に印加される電圧と見ることもできる。インバータ５は零デューティｄｚという比率で直流リンク７の電圧に寄与し得るものの、零デューティｄｚに対応する期間においてはインバータ５は直流リンク７の直流電源線ＬＬ，ＬＨのいずれか一方と絶縁されているからである。

　直流電圧Ｖｄｃは、図３において、インバータ５及びその負荷を表す電流源Ｉｄｃ（これは直流電流Ｉｄｃを流す）の両端に生じる電圧として付記した。

　直流リンク７からインバータ５に入力する入力電力Ｐｄｃは直流電圧Ｖｄｃと直流電流Ｉｄｃとの積となる。そしてインバータ５は直流リンク７から、脈動電力Ｐｉｎと放電電力Ｐｃとの和から充電電力Ｐｌを引いた入力電力Ｐｄｃ（＝Ｐｉｎ＋Ｐｃ－Ｐｌ）を得るのであるから、下式（１５）が成立する。

　式（１２），（１３）は下式（１６），（１７）のように表現できる。

　式（１６），（１７）を用いて式（１４）の右辺を計算すると、下式（１８）が得られ、式（１４）の左辺と一致する。

　換言すれば、直流電圧Ｖｄｃを一つ定めれば整流デューティｄｒｅｃ及び放電デューティｄｃは、それぞれ式（１６），（１７）で定められる、といえる。

　式（１６），（１７）の関数の形から、また整流デューティｄｒｅｃ及び放電デューティｄｃの最大値が１であることから、Ｖｄｃ≦Ｖｍ，Ｖｄｃ≦Ｖｃであれば、直流電圧Ｖｄｃを一定値に制御できることがわかる。この際、整流デューティｄｒｅｃは、波高値Ｖｍを測定し、直流電圧Ｖｄｃの指令値を一つ指定すれば決定される。

　電圧利用率は、波高値Ｖｍに対する直流電圧Ｖｄｃの比Ｒ（＝Ｖｄｃ／Ｖｍ）として表すことができる。式（１０），（１１），（１４）から、零デューティｄｚを小さくするほどインバータ５が零相電流を流す期間を短くし、以て直流リンク電圧に引加された電圧を利用する期間が長くなることが判る。これは電圧利用率Ｒを高めることになる。

　入力電流ＩｉｎがＩｍ・sin（ωｔ）で表されること、即ち正弦波状の波形を呈することを前提としているので、電流ｉｌは直流電流Ｉｄｃに依存して下式（１９）を満足する。ここで式（７），（１５）を考慮した。

　つまり、式（８）と同様に、入力電流Ｉｉｎの絶対値の半分が電流ｉｌとして流れる。従って入力電流Ｉｉｎが正弦波状の波形を呈するように整流デューティｄｒｅｃと放電デューティｄｃとが定められていることがわかる。

　図４は位相ωｔの全区間においてｄｚ≧０を維持しつつ、上述のように式（１６），（１７）でそれぞれ整流デューティｄｒｅｃ、放電デューティｄｃを設定した場合（後述する「デューティの基本設定」に相当：例えば特許文献４参照）における、Ｖｃ＝１．５Ｖｍとした場合の直接形電力変換装置の動作を示すグラフである。

　図４において、第１段目にはデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚを、第２段目には直流電圧Ｖｄｃならびにその第１成分ｄｒｅｃ・Ｖｒｅｃ及び第２成分ｄｃ・Ｖｃと直流電流Ｉｄｃを、第３段目にはコンバータ３から出力される電流ｉｒｅｃ（これは入力電流Ｉｉｎの絶対値に等しい）と電流ｉｒｅｃ１，ｉｌ，ｉｃを、第４段目には電力Ｐｉｎ，Ｐｃ，Ｐｂｕｆ，Ｐｒｅｃを、それぞれ示す。いずれのグラフも横軸には「度」を単位とする位相ωｔを採用している。

　直流電圧Ｖｄｃの第１成分ｄｒｅｃ・Ｖｒｅｃは式（１４）の第１項に現れる電圧であり、直流電圧Ｖｄｃに対するコンバータ３の寄与分を示す。直流電圧Ｖｄｃの第２成分ｄｃ・Ｖｃは式（１４）の第２項に現れる電圧であり、直流電圧Ｖｄｃに対するコンデンサＣ４の寄与分を示す。

　ここで、電圧については波高値Ｖｍで正規化し、直流電流Ｉｄｃは入力電流Ｉｉｎの波高値Ｉｍを√２として換算した。

　零デューティｄｚの下限は零であるので、直流電圧Ｖｄｃを最大とするときのデューティｄｒｅｃ，ｄｃは、零デューティｄｚが零のときに得られる。

　零デューティｄｚが零であれば、式（１１），（１６），（１７）から、式（２０）が得られる。ここでｘ＝｜sin（ωｔ）｜を導入した。

　式（２０）を変形して式（２１）が得られる。

　直流電圧Ｖｄｃの最大値を与える位相ωｔは式（２１）の右辺の分母の最小値を与える。そのような位相ωｔは、当該分母の微分を示す式（２２）の値が零となるときの位相ωｔとして求められる。

　このときｘ＝Ｖｃ／（２・Ｖｍ）となる。例えば上述の例で言えば、Ｖｃ＝１．５Ｖｍであるので、一定となる直流電圧Ｖｄｃの最大値は約０．９６Ｖｍであることがわかる。式（１５）から直流電流Ｉｄｃは波高値Ｉｍの０．９６／√２倍となることがわかる。

　このように分配率１／２を採用すると、各デューティを式（１１），（１２），（１３）に従って固定し、直流電圧Ｖｄｃを一定にすることができる。しかも零デューティｄｚを小さくすることにより、かかる技術では式（２１）においてｘ＝Ｖｃ／（２・Ｖｍ）として、電圧利用率Ｒがα／（１＋α・α／４）（α＝Ｖｃ／Ｖｍ：以下「電圧比α」と称す）になることがわかる。

　当該電圧利用率Ｒ＝α／（１＋α・α／４）が非特許文献２や特許文献１で紹介された電圧利用率（１／√２）よりも大きいために電圧比αが満足すべき条件は、２√２－２＜α＜２√２＋２である。両端電圧Ｖｃは波高値Ｖｍよりも高く充電され、電圧比αは１より大である。そして直流電圧Ｖｄｃを一定にするためにはｘ＝｜sin（ωｔ）｜＝α／２からＶｃ／Ｖｍ≦２となる。よって、当該条件は満足され、非特許文献２や特許文献１で紹介された電圧利用率（１／√２）よりも大きな電圧利用率Ｒが得られる。

　電圧利用率Ｒを電圧比αで微分した値が零となるとき、つまりα＝２の時に電圧利用率Ｒは最大値１を採ることが判る。つまり両端電圧Ｖｃを波高値Ｖｍの二倍に設定することにより、電圧利用率Ｒとして最大値１が得られる。

　しかしながら、両端電圧Ｖｃを高めるには、コンデンサＣ４の耐圧を高めることが要求される。例えば、２００Ｖ系に使用される４００Ｖ耐圧の電解コンデンサを用いた場合、ディレーティングを０．９として、電源電圧の実効値が２３０Ｖならばα＝４００／（２３０×√２）×０．９＝１．１１となる。ディレーティングを０．９５とすればα＝１．１７である。更に、電源電圧が１０％上昇することも考慮するとなれば、４５０Ｖ耐圧の電解コンデンサを用いてα＝１．１３～１．１９（ディレーティングは０．９～０．９５）である。

　図５は電圧比αに対する電圧利用率Ｒを示すグラフである。上述のように電圧利用率Ｒを高めるためには両端電圧Ｖｃを高めなければならないことが示されている。例えばα＝１．１７ではＲ＝０．８７程度に留まる。

　図６は特許文献３に示された技術を用いた場合の、直接形電力変換装置の動作を示すグラフであり、諸量は図４と同様にして示した。ここでα＝１．１７とした。特許文献３に示された技術では、α＝１．１７程度であっても、電圧利用率Ｒを１とし（即ちＶｄｃ＝Ｖｍ）、直流電流Ｉｄｃは入力電流Ｉｉｎの波高値Ｉｍの１／√２にまで高まる。

　特許文献３に示された技術では直流電圧Ｖｄｃが波高値Ｖｍまで高まるものの、図４のグラフと比較して電流ｉｌが大きく、電流ｉｒｅｃ１が小さい。よって充電電力Ｐｌが大きく（グラフでは電力（－Ｐｌ）を示している）、電力Ｐｒｅｃが小さいことがわかる。これは、上述の通り、効率を高める観点からは不利である。

　(b-4)デューティの修正．
　そこで整流デューティｄｒｅｃ、放電デューティｄｃを修正し、充電電力Ｐｌを高めること無く、低い電圧比αで電圧利用率Ｒを高めることにする。但し当該修正により、前節とは異なり、電流ｉｒｅｃ１は電流ｉｒｅｃの半分とはならない。

　まず整流デューティｄｒｅｃ、放電デューティｄｃは、それぞれ式（１６），（１７）において直流電圧Ｖｄｃとして波高値Ｖｍを用いて求められる値を採用することにする。これは、指令値Ｖｄｃ＊として波高値Ｖｍを用いたことに相当する。

　整流デューティｄｒｅｃは、零デューティｄｚと、放電デューティｄｃとに従って受動的に決定される。よって整流デューティｄｒｅｃと、放電デューティｄｃとの和が１を越えてしまうことは式（１１）に反することになる（ｄｚ≧０なので）。

　そこで整流デューティｄｒｅｃと、放電デューティｄｃとの和が１を越えてしまう場合には、零デューティｄｚを０として整流デューティｄｒｅｃを決定する。

　つまり、整流デューティｄｒｅｃは、式（１６）においてＶｄｃ＝Ｖｍとして得られる値（以下「第１修正値」と称す）と、１から放電デューティｄｃ（これは式（１７）においてＶｄｃ＝Ｖｍとして得られる値である）を差し引いた値（以下「第２修正値」と称す）との、いずれか小さい方に設定する。かかる設定を、以下では「デューティの第１修正」と称す。デューティの第１修正では、整流デューティｄｒｅｃが第２修正値に設定されるとき、零デューティｄｚは０となる。

　零デューティｄｚの最小値を零以上に維持しつつ、式（１６），（１７）により整流デューティｄｒｅｃ、放電デューティｄｃを設定することを、以下では「デューティの基本設定」と称す。

　整流デューティの第１修正を採用すれば、デューティの基本設定を採用した場合と比較して、上述の第１成分ｄｒｅｃ・Ｖｒｅｃが低下する。よって式（１８）は成立しなくなる。得られる直流電圧Ｖｄｃは指令値Ｖｄｃ＊＝Ｖｍ以下になる。

　具体的には、後述するように、直流電圧Ｖｄｃは指令値Ｖｄｃ＊＝Ｖｍ以下で脈動する。直流電流Ｉｄｃは、直流電圧Ｖｄｃに反比例するので（式（１５）参照）、直流電圧Ｖｄｃの脈動とは逆相で脈動する。

　しかしながら、電圧比αが同じであれば、脈動して得られる直流電圧Ｖｄｃの最小値は非特許文献２や特許文献１を用いて得られる直流電圧Ｖｄｃよりも高くなり、電圧利用率Ｒが高まる。

　図７はデューティの第１修正を採用した場合の、直接形電力変換装置の動作を示すグラフであり、諸量は図４と同様にして示した。ここでα＝１．１７とした。

　このように整流デューティの第１修正を採用することにより、α＝１．１７であっても、平均的にはＶｄｃ＝０．９５Ｖｍが得られ、電圧利用率Ｒ＝０．９５となることがわかる。これはデューティの基本設定を用いた場合ではα＝１．１７の場合にはＲ＝０．８７しか得られなかったことに鑑みれば、大きく改善されたことを示している。

　式（１６），（１７）から、（Ｖｄｃ＝Ｖｍに設定しても）整流デューティｄｒｅｃ及び放電デューティｄｃは、位相０～９０度において位相４５度を軸として対称に折り返した値を採用し、位相９０～１８０度において位相１３５度を軸として対称に折り返した値を採用し、位相１８０～２７０度において位相２２５度を軸として対称に折り返した値を採用し、位相２７０～３６０度において位相３１５度を軸として対称に折り返した値が採用されることがわかる。

　以下、このように電圧利用率Ｒが改善される理由を順を追って説明する。

　まず、簡単のために、整流デューティｄｒｅｃは、常に第２修正値に設定する場合について説明する。かかる設定を、以下では「デューティの第２修正」と称す。デューティの第２修正で得られる結果は、デューティの第１修正で得られる結果と、特に電圧比α（≧１）が小さい場合にはほとんど同じであることを説明する。

　図７の零デューティｄｚは位相が０，１８０，３６０度近傍でのみ正となり、それ以外では零となる。そして零デューティｄｚが正となる期間においては第１修正値は小さく、第２修正値を採用した場合との相違は小さい。

　図８はデューティの第１修正を採用した場合及びデューティの第２修正を採用した場合の、整流デューティｄｒｅｃと放電デューティｄｃと零デューティｄｚとを示すグラフである。図７と同様にα＝１．１７とした。デューティの第１修正で設定された整流デューティｄｒｅｃを波形ｄｒｅｃ１で、デューティの第２修正で設定された整流デューティｄｒｅｃを波形ｄｒｅｃ２でそれぞれ示した。

　ここでは零デューティｄｚは、整流デューティｄｒｅｃに常に第１修正値を設定した場合において、式（１１）で計算される値である。

　零デューティｄｚが正となる期間においては、整流電圧Ｖｒｅｃも小さいので、第１成分ｄｒｅｃ・Ｖｒｅｃについては整流デューティの第１修正で得られる第１成分ｄｒｅｃ・Ｖｒｅｃと、整流デューティの第２修正で得られる第１成分ｄｒｅｃ・Ｖｒｅｃとの相違は小さい。よって式（１４）で求められる直流電圧Ｖｄｃの相違も小さくなる。

　図７を得る際に用いた諸量で、整流デューティｄｒｅｃを整流デューティの第２修正で設定しても、図７の中段で示された波形の相違が視認されない。

　次に、式（１４）で求められる直流電圧Ｖｄｃについて説明する。整流デューティｄｒｅｃの第２修正値が（１－ｄｃ）であることに着目すると、式（１４）から直流電圧Ｖｄｃは下式（２３）で計算される。

　式（２３）の関数形から直流電圧Ｖｄｃの平均値は、式（２３）において位相ωｔに値π／４を代入して求められる。例えば電圧比αとして１．１７を採用すれば、Ｖｄｃ≒０．９５２Ｖｍとなる。よって平均的な電圧利用率Ｒは０．９５２となり、図５で示されたＲ＝０．８７よりも高いことがわかる。

　このように、電圧利用率Ｒを高めることができたのは、直流電圧Ｖｄｃの脈動を許したためであると考えられる。そこで、この脈動の振る舞いについて検討する。直流電圧Ｖｄｃの脈動成分ΔＶは、下式（２４）で示される。

　上述のように、コンデンサＣ４の耐圧に鑑みて、電圧比αは小さい方が望ましいので、電圧比αを１と近似する。これにより式（２４）は下式（２５）で近似される。

　更に、下式（２６）の近似式を導入する。

　よって式（２５），（２６）から、脈動成分ΔＶは、下式（２７）で近似される。

　このようにして、直流電圧Ｖｄｃは単相交流電圧Ｖｉｎの周波数（以下「電源周波数」と称す）の４倍の周波数で脈動することがわかる。

　図９と図１０とは式（２５）から式（２７）への近似の妥当性を示すグラフである。図９及び図１０において波形Ｇ１は関数（１／２）（１－cos（２ωｔ））を示す。図９において波形Ｇ２は関数（｜sin（ωｔ）｜－１）を、波形Ｇ３は関数（１／２）（１－cos（２ωｔ））・（｜sin（ωｔ）｜－１）を、それぞれ示す。図１０において波形Ｇ４は関数（－１）・（１＋cos（２ωｔ））／２を、波形Ｇ５は関数（１／２）（１－cos（２ωｔ））・（－１）・（１＋cos（２ωｔ））／２を、それぞれ示す。

　式（２５）に対応する波形Ｇ３と、式（２７）に対応する波形Ｇ５とは非常に似ており、式（２６）の近似を導入したことが妥当であることがわかる。

　式（２７）から、脈動成分ΔＶは、単相交流電圧Ｖｉｎの四半周期で脈動することがわかる。そしてその最大値は０であり、０以下の値をとる。換言すれば、直流電圧Ｖｄｃが、上記の四半周期で脈動し、かつその最大値を波高値Ｖｍとなることで、電圧利用率Ｒが改善されるといえる。

　電圧比αが大きいと、式（２５）の近似は適当とは言えなくなる。以下、電圧比αが直流電圧Ｖｄｃに与える影響を、デューティの第１修正及び第２修正による影響も含めて説明する。

　図１１及び図１２は、いずれも電圧利用率Ｒの位相依存性を示すグラフであり、電圧比αを異ならせた複数の波形を示している。図１１はデューティの第２修正を採用した場合を、図１２はデューティの第１修正を採用した場合を、それぞれ示している。

　上述のように波高値Ｖｍに対する直流電圧Ｖｄｃの比が電圧利用率Ｒであるので、電圧利用率Ｒの脈動は直流電圧Ｖｄｃのそれに比例する。

　図１２の波形は、図１１の波形をＲ≧１においてＲ＝１へとクランプした波形となっている。図１１の波形でＲ≧１となる位相領域は、デューティの第１修正において、整流デューティｄｒｅｃが第１修正値を採る場合、すなわちｄｚ≧０の場合に相当するからである。

　図１１及び図１２を比較することにより、電圧比αが１～１．２ではデューティの第１修正及び第２修正のいずれを採用しても大差なく、かつその波形は上記の四半周期で脈動する正弦波状であることがわかる。

　逆に、電圧比αが１．５程度となると、直流電圧Ｖｄｃの波形は正弦波状から大きく歪む。

　参考までに、デューティの基本設定を採用した場合の電圧利用率Ｒの位相依存性を示すグラフを、図１３に示す。このような場合には直流電圧Ｖｄｃは一定となる。図１３におけるα＝１．５の場合が、図４の諸量のグラフに対応する。図４において直流電圧Ｖｄｃは一定値を採っており、これが図１３においても現れている。

　図１３において現れる、電圧利用率Ｒの電圧比αに対する依存性は、図５において既に示された。

　(b-5)結果の比較．
　図１４は電圧利用率Ｒの電圧比αに対する依存性を示すグラフである。波形Ｇ７は図５において示されたグラフと同じ内容を示す。

　波形Ｇ６は、デューティの第１修正を採用した場合の、電圧利用率Ｒの平均値を示す。電圧比αとして１．１７を採用して式（２３）から求められた直流電圧Ｖｄｃの平均値０．９５２Ｖｍからは、電圧利用率Ｒの平均値が値０．９５２を採ることがわかる。これは波形Ｇ６がα＝１．１７において示す電圧利用率Ｒとほぼ一致している。電圧比αが１近傍では上述のように、デューティの第１修正及び第２修正のいずれを採用しても大差ないことがわかる。波形Ｇ７と比較して波形Ｇ６の方が（同じ電圧比αにおいて）大きな電圧利用率Ｒを示すことから、デューティの第１修正を採用する方が、デューティの基本設定を採用するよりも電圧利用率Ｒを高めることがわかる。コンデンサＣ４の耐圧の観点から望ましい電圧比α＝１～１．２程度では電圧利用率Ｒは０．０３～０．０４程度改善されている。

　これはデューティの第１修正や第２修正を採用する場合には、第２修正値を決定する関係上、放電デューティｄｃとして式（１７）においてＶｄｃ＝Ｖｍと設定しているのに対し、デューティの基本設定を採用する場合には放電デューティｄｃが式（１７）のように直流電圧Ｖｄｃに比例し、以て電圧比（１／α）に比例するからである。

　このようにデューティの基本設定を採用する場合には、電圧比αが小さいほど放電デューティｄｃが大きくなり、電圧利用率Ｒの低下が顕著となる。これに対してデューティの第１修正を採用する場合（及び電圧比αが小さい領域でデューティの第２修正を採用する場合）には、ほぼ位相π／２毎に直流電圧Ｖｄｃが波高値Ｖｍを採るので、結果的に直流電圧Ｖｄｃの平均値が大きくなる。よって、波形Ｇ６，Ｇ７の差は電圧比αが小さいほど顕著となる。

　図１５及び図１６はいずれも諸デューティの位相依存性を示すグラフであり、電圧比α＝１に設定している。図１５はデューティの基本設定を用いた場合を示し、図１６はデューティの第１修正を用いた場合及び第２修正を用いた場合を示す。

　既に図８において、図１６と同じ諸量を示している。図８は電圧比α＝１．１７の場合を示し、波形ｄｒｅｃ１，ｄｒｅｃ２で相違があった。しかし図１６では電圧比α＝１の場合を示しており、これらの波形の相違は視認できない。よって図１６において零デューティｄｚを式（１１）に従って表示すると、その値はほとんど全ての位相において零以下となっている。

　図１５と図１６の比較からも明確なように、デューティの基本設定を採用する場合には、電圧比αが小さいと放電デューティｄｃが大きい。これは上述のように、電圧利用率Ｒの低下を招来することとなる。

　図１４に戻り、波形Ｇ８はデューティの第１修正において、直流電圧Ｖｄｃの最小値を用いて求めた電圧利用率Ｒの電圧比αに対する依存性を示す。つまり脈動する直流電圧Ｖｄｃの平均値ではなく、その最小値ですら、デューティの第１修正を採用する方が、デューティの基本設定を採用するよりも電圧利用率Ｒが高まることがわかる。

　直流電圧Ｖｄｃの最小値を用いて電圧利用率Ｒを求めることには次の意義がある。即ち、インバータ５の変調率を、インバータ５が出力する電圧の振幅の指令値Ｖ＊を導入して、Ｖ＊／Ｖｄｃとする。これにより、直流電圧Ｖｄｃの脈流を補償した変調率の制御が可能となる。

　指令値Ｖ＊が直流電圧Ｖｄｃの最小値に至る場合には、変調率を振幅変調する。これにより直流電圧Ｖｄｃの最小値を用いた電圧利用率Ｒが、インバータ５が利用する直流電圧Ｖｄｃの電圧利用率Ｒに当てはまる。換言すれば、インバータ５は直流電圧Ｖｄｃの最小値を上限として直流／交流変換を行うことができる。

　図１７、図１８は、図６と同様に、直接形電力変換装置の動作を示すグラフであり、諸量は図４と同様にして示した。これら図６、図１７、図１８において電圧比αは共通した値１．１７を採用する。図６は特許文献３に示された技術が採用された場合を示すのに対し、図１７はデューティの第１修正を採用した場合を示す。特許文献３に示された技術よりもデューティの第１修正を採用した方が、直流電圧Ｖｄｃがその脈動する分で低下するものの、電流ｉｌは小さく、効率は高いことが見て取れる。

　図１８は、デューティの基本設定を用いて直流電圧Ｖｄｃを一定とした場合を示し、図５を用いて示したように（また図１４の波形Ｇ７で示されるように）α＝１．１７であればＲ＝０．８７程度に留まる。

　図１９は、（コンバータ３からインバータ５へと向かう）電力Ｐｒｅｃと、（電力バッファ回路４へ入力する）充電電力Ｐｌとの割合を示すグラフである。ここで式（１）の左辺第１項で示される入力電力Ｐｄｃ（＝（１／２）・Ｖｍ・Ｉｍ）は、図４に倣ってＶｍ＝１，Ｉｍ＝√２を用いて、√２／２（≒０．７）とした。

　デューティの基本設定を採用した場合には、式（１９）で示されたようにｉｒｅｃ１＝ｉｌであるので、Ｐｒｅｃ＝Ｐｌ≒０．３５で一致する。この値は電圧比αには依存しない。これらの電力Ｐｒｅｃ，Ｐｌを波形Ｇ１０で示した。

　図１８と図１７とを比較してわかるように、電圧比αが同じなら、デューティの第１修正を採用した場合には、デューティの基本設定を採用した場合よりも電流ｉｒｅｃ１が大きくなり、電流ｉｌは小さくなる。しかしながら、デューティの第１修正を採用した場合の電力Ｐｒｅｃ（波形Ｇ１１で示す）や充電電力Ｐｌ（波形Ｇ１２で示す）の、値０．３５からの乖離は、電圧比αが小さいほど顕著となるものの、１０％程度以下に留まる。

　これらに対し、特許文献３に示された技術では、図６を用いて説明したように、電流ｉｌが増大し、電流ｉｒｅｃ１が減少し、その傾向は特に電圧比αが小さい領域で顕著となる。上述の通り、コンデンサＣ４のディレーティングを考慮すれば電圧比αは１．２以下に抑制したいところ、そのような領域では電力Ｐｒｅｃ１（波形Ｇ１３で示す）は充電電力Ｐｌ（波形Ｇ１４で示す）よりも大差で小さい。よって、特許文献３に示された技術では、デューティの基本設定を採用した場合と比較して効率が低下する。これに対して、波形Ｇ１０，Ｇ１１の比較及び波形Ｇ１０，Ｇ１２同士の比較からも、デューティの第１修正を採用することで、効率は低減するどころか、若干の改善すら見られる。

　以上のように、デューティの第１修正を採用することにより、効率を低下させること無く電圧利用率Ｒが高められる。これは換言すれば、電力バッファ回路４が分担する電力を高めずに、直流電圧Ｖｄｃが高められる、といえる。

　このような利点を得られたことの一つの理由としては、上述のように放電デューティｄｃを式（１７）においてＶｄｃ＝Ｖｍとおいて求めたことが挙げられる。即ち、放電デューティｄｃが、波高値Ｖｍと、位相ωｔの余弦値cos（ωｔ）の二乗cos^２（ωｔ）との積をコンデンサＣ４の両端電圧Ｖｃで除した値（Ｖｍ／Ｖｃ）cos^２（ωｔ）とされることが、上記利点を得られたことの一つの理由である。

　また、他の理由としては、直流電圧Ｖｄｃが上記の四半周期、つまり単相交流電圧Ｖｉｎの周期の１／４を基本周期として脈動することが挙げられる。直流電圧Ｖｄｃが、放電デューティｄｃの変動する周期の半分を基本周期として変動することになる。これにより、放電デューティｄｃに影響を与える、両端電圧Ｖｃに対する波高値Ｖｍの比（電圧比αの逆数）を大きくして（つまり両端電圧Ｖｃを小さくして）、直流電圧Ｖｄｃが高められる。これは所望の直流電圧Ｖｄｃを得るために要求される両端電圧Ｖｃを低下させることになり、ひいてはコンデンサＣ４に要求される耐圧低減される。

　このような直流電圧Ｖｄｃの脈動は、整流デューティｄｒｅｃをデューティの第１の設定、あるいはデューティの第２の設定で設定することによって実現可能である。整流デューティｄｒｅｃの第１修正値は位相ωｔの正弦値sin（ωｔ）の絶対値｜sin（ωｔ）｜であり、第２修正値は放電デューティｄｃを１から差し引いた値（１－ｄｃ）である。

　デューティの基本設定では、零デューティｄｚの最小値を零以上に維持する必要上、零デューティｄｚを小さくしにくい。そこで、デューティの第１の設定、あるいはデューティの第２の設定を用いることにより、零デューティｄｚの最小値を零以上に維持しつつ、零デューティｄｚを小さくすることが容易となる。

　上述のように電圧比αが１以上１．２以下であれば、デューティの第１の設定を用いた結果と、デューティの第２の設定を用いた結果とは大差なく、かつ直流電圧Ｖｄｃの脈動はほぼ正弦波状となる。デューティの第２の設定を用いれば、第１修正値と第２修正値との大小比較を行う必要が無く、制御が簡易となる点で有利である。

　なお、後述する第２の変形及び第３の変形で説明するように、直流電圧Ｖｄｃが単相交流電圧Ｖｉｎの周期の１／２を周期として脈動しても上記の利点が得られる。換言すれば直流電圧Ｖｄｃが、放電デューティｄｃの変動する周期で変動してもよい。

　(b-6)デューティの修正に伴う指令値の修正．
　上述のように放電デューティｄｃ、整流デューティｄｒｅｃを修正することにより、インバータ５の動作も修正されることになる。一般に、整流デューティｄｒｅｃ、放電デューティｄｃ、零デューティに基づいてインバータ５を制御する手法については、例えば非特許文献２，４や特許文献１において、インバータ用キャリアとそれに対する指令値とを用いた技術が公知である。

　よって以下ではデューティの修正に伴って、上記指令値がどのように修正されるかについて述べるに留め、詳細なインバータ５の制御についての詳細な説明は省略する。

　図２０は図３に示された等価回路のスイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚの動作と、インバータ５のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの動作とを示すグラフである。インバータ５のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎは、基本的にはスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの動作と相補的であるので、ここでは省略する。

　以下、簡単のため、電力バッファ回路４を制御するためのキャリアと、インバータ５を制御するためのキャリアとをキャリアＣで兼用する場合について説明する。このような手法は非特許文献２や特許文献１でも採用されている。

　キャリアＣの一周期の期間ｔｓを導入し、整流デューティｄｒｅｃの第１修正値ｄｒｅｃ１、第２修正値ｄｒｅｃ２を導入する。

　図２０には、整流デューティの第１修正が採用される場合において整流デューティｄｒｅｃが第２修正値ｄｒｅｃ２を採る場合が示されている。つまり、ｄｒｅｃ１＋ｄｃ＝｜sin（ωｔ）｜＋（１／α）cos^２（ωｔ）＞１の場合である。

　期間ｔｃは、キャリアＣが値（１－ｄｃ）以上となる期間であり、スイッチＳｃが導通する期間（図中「on」で示す：他も同様）である。期間ｔｃは放電デューティｄｃと期間ｔｓとの積ｄｃ・ｔｓと等しい。

　期間ｔｒｅｃは、キャリアＣが第１修正値ｄｒｅｃ１以下となる期間であり、第１修正値ｄｒｅｃ１と期間ｔｓとの積ｄｒｅｃ１・ｔｓと等しい。但し、ｄｒｅｃ１＋ｄｃ＞１の場合を示しているので、期間ｔｒｅｃはスイッチＳｒｅｃが導通する期間ではない。これは電圧比αが１以上であるので、スイッチＳｃが導通してコンデンサＣ４の両端電圧Ｖｃが直流リンク７に印加されているときには、コンバータ３から直流リンク７には電流が流れず、スイッチＳｒｅｃが導通しないからである。これはまた、仮想的な零デューティｄｚ１＝１－ｄｒｅｃ１－ｄｃが負となることとも対応する。

　参考までに、図２０では、期間ｔｒｅｃでスイッチＳｒｅｃが導通したと仮定した場合に、スイッチＳｒｅｃが導通する期間を破線で延ばして示している。但し実際にはスイッチＳｒｅｃはスイッチＳｃと相補的に導通し、スイッチＳｚは期間ｔｓにおいて常に非導通（図中「off」で示す：他も同様）となる。

　デューティの第１の設定を用いた場合、実際にスイッチＳｒｅｃが導通する期間は、キャリアＣが第２修正値ｄｒｅｃ２以下となる期間である。第２修正値ｄｒｅｃ２は値（１－ｄｃ）と等しい。これはまた、第１修正値ｄｒｅｃ１と仮想的な零デューティｄｚ１との和（ｄｒｅｃ１＋ｄｚ１）とも等しい。

　以上のようにして、キャリアＣと値（１－ｄｃ）との比較によって、スイッチＳｃの動作を制御する信号ＳＳｃが得られる。

　信号ＳＳｌについては電流ｉｌが定まれば公知の手法（例えば特許文献１）で得られるので、ここではその説明を省略する。当該電流ｉｌは式（１９）の最初の等号からみた右辺の計算（Ｉｍ・｜sin（ωｔ）｜－ｄｒｅｃ・Ｖｄｃ）で求められる。この際、ｄｒｅｃ＝１－ｄｃ、Ｉｄｃ＝Ｐｄｃ／Ｖｄｃ＝Ｖｍ・Ｉｍ／（２・Ｖｄｃ）を採用すればよい。このような計算において、直流電圧Ｖｄｃを簡易に求める観点でも、式（２７）の近似式は有用である。

　上述のように整流デューティｄｒｅｃとしてその第２修正値ｄｒｅｃ２を用いるのであるから、インバータ５が出力すべき三相電圧の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を得るための、キャリアＣに対する指令値は、ｄｒｅｃ２＋ｄｃ・Ｖｗ＊，ｄｒｅｃ２＋ｄｃ・Ｖｖ＊，ｄｒｅｃ２＋ｄｃ・Ｖｕ＊，ｄｒｅｃ２・（１－Ｖｕ＊），ｄｒｅｃ２・（１－Ｖｖ＊），ｄｒｅｃ２・（１－Ｖｗ＊）となる。

　スイッチング素子ＳｕｐはキャリアＣが指令値ｄｒｅｃ２＋ｄｃ・Ｖｕ＊以上であるか、指令値ｄｒｅｃ２・（１－Ｖｕ＊）以下である場合に導通する。スイッチング素子ＳｖｐはキャリアＣが指令値ｄｒｅｃ２＋ｄｃ・Ｖｖ＊以上であるか、指令値ｄｒｅｃ２・（１－Ｖｖ＊）以下である場合に導通する。スイッチング素子Ｓｗｐは期間ｔｓにおいて常に非導通となる。

　図２０では電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６も付記されている。電圧ベクトルＶ０はスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの全てが非導通であり（従ってスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの全てが導通し）、電圧ベクトルＶ４はスイッチング素子Ｓｕｐが導通してスイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｗｐが非導通であり（従ってスイッチング素子Ｓｕｎが非導通であってスイッチング素子Ｓｖｎ，Ｓｗｎが導通し）、電圧ベクトルＶ６はスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐが導通してスイッチング素子Ｓｗｐが非導通である（従ってスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎが非導通であってスイッチング素子Ｓｗｎが導通する）状態を示す。

　このようなｄｚ１＜０となる場合の指令値の修正は、ｄｒｅｃ２＝ｄｒｅｃ１＋ｄｚ１であることに鑑みれば、例えば特許文献２でも紹介されているので、詳細な説明は省略する。また当該修正に伴う信号ＳＳｕｐ，ＳＳｖｐ，ＳＳｗｐ，ＳＳｕｎ，ＳＳｖｎ，ＳＳｗｎの生成についても、例えば特許文献２でも紹介されているので、詳細な説明は省略する。

　Ｃ．変形．
　(c-1)第１の変形：
　上記で示されたいずれの技術を採用する場合であっても、フィルタ２をコンバータ３と電力バッファ回路４との間に設けることもできる。

　図２１は当該変形として、フィルタ２をコンバータ３と電力バッファ回路４との間に設けた場合の、それらの近傍のみを示す回路図である。

　このような構成を採用する場合、直流電源線ＬＨにおいて、フィルタ２と放電回路４ａとの間に、ダイオードＤ０を設けることが望ましい。ダイオードＤ０のアノードはフィルタ２側に、カソードは放電回路４ａ側に、それぞれ配置される。

　コンデンサＣ２の両端電圧が、スイッチＳｃのスイッチングによってコンデンサＣ４の両端電圧Ｖｃの影響を受けることを、ダイオードＤ０が防止する。

　(c-2)第２の変形及び第３の変形：
　デューティの基本設定と、デューティの第１修正とを混在させてもよい。具体的には単相交流電圧Ｖｉｎの周期の１／４毎に、デューティの基本設定と、デューティの第１修正とを交互に採用することができる。これにより直流電圧Ｖｄｃは、上記周期を４等分する区間のうち、隣接しない一対の区間において変動し、他の一対の区間において一定となる。

　図２２は位相ωｔが１８０度の整数倍を中心とした１／４周期においてデューティの基本設定を採用し、それ以外の１／４周期においてデューティの第１修正を採用（以下「第２の変形」と称す）した場合の直接型電力変換装置の動作を示すグラフである。図２３は位相ωｔが１８０度の整数倍を中心とした１／４周期においてデューティの第１修正を採用し、それ以外の１／４周期においてデューティの基本設定を採用（以下「第３の変形」と称す）した場合の直接型電力変換装置の動作を示すグラフである。これらはいずれも電圧比αに値１．１７を採用したため、図１７に示されたグラフと図１８に示されたグラフとが１／４周期毎に交互に採用された波形を呈している。これらのいずれにおいても電圧利用率Ｒは０．９１３であり、これはデューティの第１修正を採用した場合の電圧利用率Ｒの値０．９５と、デューティの基本設定を採用した場合の電圧利用率Ｒの値０．８７との間の値となる。

　第２の変形及び第３の変形のいずれも、直流電圧Ｖｄｃが単相交流電圧Ｖｉｎの周期の１／２を基本周期として変動すると見ることもできるし、直流電流Ｉｄｃが上記周期の１／２を基本周期として変動すると見ることもできる。デューティの第１修正を採用した場合の直流電圧Ｖｄｃは、上記周期の１／４を基本周期として変動するのであるから、その基本周期の２倍である１／２周期で変動すると見ることもできる。

　式（１５）で示される様に、また図２２及び図２３のいずれにおいても波形で示されるように、入力電力Ｐｄｃは一定値を採る場合が想定されている。このような場合、直流電圧Ｖｄｃを上記周期の１／Ｎを基本周期として変動させる場合、制御部１０には電源周波数のＮ倍以上の電流制御帯域が要求される。よってデューティの第１設定を採用する場合と比較して、第２の変形及び第３の変形には、制御部１０に要求される電流制御帯域を緩和する利点がある。

　特許文献４で示される様に、電力バッファ回路４の電力容量を低減するには、バッファリング電力Ｐｂｕｆは交流成分Ｐｉｎ＾よりも小さくする制御が望まれる。換言すれば交流成分Ｐｉｎ＾がバッファリング電力Ｐｂｕｆに対して大きい制御が望まれる。この場合、直流電流Ｉｄｃは、整流電圧Ｖｒｅｃが大きい期間において大きく、整流電圧Ｖｒｅｃが小さい期間において小さいことが望まれる。よって第２の変形のように、位相ωｔが１８０度の整数倍を中心とした１／４周期においてデューティの基本設定を採用し、それ以外の１／４周期においてデューティの第１修正を採用することが望ましい。

　このような直流電流Ｉｄｃの振る舞いは、空気調和機の圧縮機を駆動するモータ（例えば磁石埋め込み型モータ）のように、トルク負荷が比較的に小さい誘導性負荷６を採用した場合に好適である。これは回転数を高めるためにトルク電流が必要な領域において、インバータ５が出力可能な電圧を高めることにより、いわゆる弱め磁束領域で要求される電流位相の進相が抑制されるからである。これはデューティの基本設定を採用する場合や、第３の変形と比較して、回転速度の上限を高める観点で望ましい。

　この発明は詳細に説明されたが、上記した説明は、すべての局面において、例示であって、この発明がそれに限定されるものではない。例示されていない無数の変形例が、この発明の範囲から外れることなく想定され得るものと解される。

Claims

　第１電源線（ＬＨ）及び第２電源線（ＬＬ）を含む直流リンク（７）と；
　単相交流電圧（Ｖｉｎ）を入力して前記直流リンクに脈動電力（Ｐｉｎ）を出力するコンバータ（３）と；
　前記直流リンクから電力を入力し、交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を出力するインバータ（５）と；
　前記直流リンクから充電電力（Ｐｌ）を入力し、前記直流リンクへと放電電力（Ｐｃ）を出力する電力バッファ回路（４）と
を備え、
　前記インバータ（５）に入力する入力電力（Ｐｄｃ）は、前記直流リンク（７）から、前記脈動電力と前記放電電力との和から前記充電電力を引いた値（Ｐｉｎ＋Ｐｃ－Ｐｌ）を採り、
　前記充電電力（Ｐｌ）は、前記脈動電力（Ｐｉｎ）の半分の値（Ｐｉｎ／２）を採り、
　前記放電電力（Ｐｃ）は、前記脈動電力の交流成分（Ｐｉｎ＾）に前記充電電力を加えた値（Ｐｉｎ＾＋Ｐｌ）を採り、
　前記コンバータ（３）は、前記単相交流電圧（Ｖｉｎ）を全波整流して得られる整流電圧（Ｖｒｅｃ）を、前記第１電源線（ＬＨ）を前記第２電源線（ＬＬ）よりも高電位として前記直流リンク（７）に印加し、
　前記電力バッファ回路（４）は、
　コンデンサ（Ｃ４）と、前記第１電源線と前記第２電源線との間で前記コンデンサに対して前記第１電源線側で直列に接続されたスイッチ（Ｓｃ，Ｄ４２）とを含む放電回路（４ａ）と、
　前記コンデンサを充電する充電回路（４ｂ）と
を含み、
　前記スイッチが導通するデューティである放電デューティ（ｄｃ）は、前記単相交流電圧の波高値（Ｖｍ）と前記単相交流電圧の位相の余弦値の二乗（cos^２（ωｔ））との積を前記コンデンサの両端電圧（Ｖｃ）で除した値（（Ｖｍ／Ｖｃ）cos^２（ωｔ））を採り、
　前記コンバータは整流デューティ（ｄｒｅｃ）で導通し、
　前記整流電圧と前記整流デューティとの積（ｄｒｅｃ・Ｖｒｅｃ）と、前記両端電圧と前記放電デューティとの積（ｄｃ・Ｖｃ）との和たる直流電圧（Ｖｄｃ）は、前記単相交流電圧の周期の１／２を周期として変動する、電力変換装置。
　前記整流デューティは、前記位相の正弦値の絶対値（｜sin（ωｔ）｜）と、前記放電デューティ（ｄｃ）を１から差し引いた値（１－ｄｃ）のいずれか小さい方を採る、請求項１記載の電力変換装置。
　前記整流デューティは、前記放電デューティ（ｄｃ）を１から差し引いた値（１－ｄｃ）を採る、請求項１記載の電力変換装置。
　前記両端電圧（Ｖｃ）の前記波高値（Ｖｍ）に対する比（Ｖｃ／Ｖｍ）は１以上１．２以下である、請求項１～３のいずれか一つに記載の電力変換装置。
　前記インバータ（５）は前記直流電圧（Ｖｄｃ）の最小値を上限として直流／交流変換を行う、請求項１～３のいずれか一つに記載の電力変換装置。
　前記インバータ（５）は前記直流電圧（Ｖｄｃ）の最小値を上限として直流／交流変換を行う、請求項４記載の電力変換装置。
　前記直流電圧は、前記単相交流の前記周期の１／４を基本周期として変動する、請求項１～３のいずれか一つに記載の電力変換装置。
　前記直流電圧は、前記単相交流の前記周期の１／４を基本周期として変動する、請求項４記載の電力変換装置。
　前記直流電圧は、前記単相交流の前記周期を４等分する区間のうち、隣接しない一対の区間において変動し、他の一対の区間において一定である、請求項１～３のいずれか一つに記載の電力変換装置。
　前記直流電圧は、前記単相交流の前記周期を４等分する区間のうち、隣接しない一対の区間において変動し、他の一対の区間において一定である、請求項４記載の電力変換装置。