CN102229339B - 微功耗列车牵引交流传动系统 - Google Patents

Abstract

微功耗列车牵引交流传动系统以整流升压器、微分逆变器取代传统列车牵引交流传动系统中的四象限三电平脉冲整流器、三相三电平牵引逆变器，该系统最突出的特点是：只要把输入功率中极小部份进行功率变换，就可以得到全部输出功率，即输入功率中极大部份既不必进行实际的功率变换，也不必通过磁芯变压器或电感传递，直接到达输出端，成为输出功率，变换效率接近100％；同时免除PWM变换，不产生EMI干扰，制动回馈采用与主回路完全相同的独立电能传递通道，克服了因通道复用产生的所有缺陷，输出电压完全正弦波，对牵引电动机无损害。

Description

微功耗列车牵引交流传动系统

技术领域

本发明涉及一种微功耗列车牵引交流传动系统。 

背景技术

传统列车牵引交流传动系统包括牵引变压器、四象限脉冲整流器、中间直流环节、牵引逆变器、交流电动机等，从传统列车牵引交流传动系统运行图，可以看到，功率因数只55％左右，时速200公里时才达到80％，此时效率才接近90％，存在以下三个严重问题： 

1.牵引变流器(四象限脉冲整流器、牵引逆变器)均采用PWM控制技术，产生强烈EMI干扰： 

1)对牵引电动机绝缘性能有影响：交流牵引电动机运行于逆变器供电环境下，介电强度远高于正弦电压供电系统，绝缘系统不仅承受运行电压，而且还承受逆变器换向时产和的尖峰电压，其实际承受电压应为运行电压和逆变器换向尖峰电压叠加值。换向关峰电压数值较高时，将导至线圈绝缘层发生局部放电，所产生的能量及生成物将逐渐腐蚀绝缘层。PWM电压波形中含有谐波分量，产生的附加损耗转化为热能又加速了电机动机绝缘结构的热老化，甚至产生电晕； 

2)对效率及功率因数的影响：由于采用逆变供电，电源中存在大量高次谐和波，普通电动机在启动时才考虑的集肤效应问题，在民步牵引电动机正常运行时就已经出现，集肤效应使电动机转子电组增加，、漏电抗减少，相应增大了电流睥幅值，致使牵引电动机定子绕组电流增大，增加了电动机损耗和温升，降低了电动机的效率和功率因数； 

3)对轴承的的影响：电压型逆变器供电时，由于正弦波电源供电和制造中电动机内部结构误差引起磁场的不对称，致使牵引电动机地同时产生轴电压和轴承电压，将有电流流过轴承，产生轴承电流，对轴承滚道产生电腐蚀，损伤轴承。 

4)输出电压中包含一定的谐波分量，除对牵引电动机产生会加的铜损和铁损外，还会产生附加损耗、附加脉动转矩、寄生振荡转矩、电磁噪声等。 

5)列车运行的全过程中，逆变器的输出电压均含有大量的高次谐波，电压谐波引起电流谐波和谐波磁通，产生附加的铜损和铁损，揩波电流和揩波磁通互相作用产生附加的脉动转矩和振荡转矩；高次谐波还会引起电磁噪声，特别是附加谐波转矩，不仅影响电机的稳定运行，对乘车环境和乘车舒适性也会赞成严重影响。 

2.列车牵引、制动回馈两种电能传递共用同一通道，牵引和回馈部得不到最佳设计： 

1)四象限脉冲整流器除完成本职工作(整流和PFC校正)外，还兼职制动回馈时的逆变任务，牵引逆变器除完成本职工作(二电平或三电平逆变)外，还兼职制动回馈时的整流任务；整流器碰巧具备反向逆变功能，逆变器碰巧具备反向整流功能，这只是电路拓朴自然天成的巧合而非最佳设计。 

2)三电平四象脉冲整流器要兼顾制动回馈时的逆变，三电平三相牵引逆变器要兼顾制动回馈时的整流，其结果是顾此失彼，在这种通道复用模式中，控制电路过于复杂，给系统稳定运行带来安全隐患。 

3)列车运行过程中，制动回馈在节能中占举足轻重的地位。对电能传递的正向通道进行了最佳设计：脉冲整流、PFC校正、三电平三相逆变等等，但对电能传递的反向通道只能顺其自然，由于电路拓朴的限制，不是不愿意、而是不可能进行最佳设计。 

4)由于反向通道设计不可能达到最佳，制动回馈时功率因数、回馈效率等等，完全顾及不上，因此，通道复用模式只能是得不偿失，不能有效利用资源，反而浪费资源。 

3.输出电压波形不是正弦波： 

1)传统列车牵引交流传动系统输出波形过于原始、初级、幼稚，其鲁棒性太差，这也是无奈之举。以现有电力电子技术而论，并无更好的方法由直流逆变出正正规规的正弦波电压，只好采用多电平逆变， 别无选择。就其复杂程度而言，多电平逆变只能用到三电平，因为整机器件、控制策略、成本、体积、重量、功耗等等，都逞几何级数(2^N次方)增加，五电平牵引逆变器在实际应用中几乎是无法实现的。 

2)交流电动机要正常运行，输入电压波形最起码也应该是正正规规的正弦波，但实际上却是三电平逆变器输出的包络为宝塔状的高频方波电压，经电容、电感滤波，本质仍然还是宝塔状方波电压，其正弦硬度太低。 

3)用包络为宝塔状的高频方波电压来欺骗牵引交流电动机，这是电源界的悲哀。 

发明内容

图2是微功耗列车牵引交流传动系统的原理框图，本系统以整流升压器、微分逆变器取代传统列车牵引交流传动系统中的四象限三电平脉冲整流器、三相三电平牵引逆变器，同时取消了中间直流环节，本系统最突出的特点是：只要把输入功率中极小部份进行传统功率变换，就可以得到全部输出功率，即输入功率中极大部份既不必进行实际的功率变换，也不必通过磁芯变压器或电感传递功率，直接到达输出端，变换效率接近100％， 

微功耗列车牵引交流传动系统免除PWM变换技术，不产生EMI干扰，克服了因高次谐波对牵引电动机产生的所有缺陷；同时对制动回馈采用与主回路完全相同的独立电能传递通道，克服了因通道复用产生的所有缺陷。 

列车牵引交流传动系统由正、反两个方向电能传递通道组成，正向电能传递通道的联接顺序是：拖动变压器付边、整流升压器、微分逆变器、电动机，反向电能传递通道的联接顺序是：电动机，整流升压器、微分逆变器、拖动变压器付边。 

整流升压器由场效应管Q1、电感L1、二极管D2、D2及其他器件组成，二极管D2的阴极和电容C3的正极相联，场效应管Q1的漏极接二极管的阳极，其源极接地，电感L1的一端接二极管D2的阳极，另一端接电容C3的负极和电容C4的正极，电容C4的负极接地，二极管D1的阳极接二极管D2的阴极，其阴极通过电阻R2接地，电容C5与电阻R2并联，输入电压接在输入端点Vd和地之间，输出电压从二极管D1的阴极和地之间输出。 

微分逆变器由电压切割电路和4阶电容网络组成，电压切割电路由场效应管Q9、Q12组成，它们的源极接在一起，通过电阻R1接地，电容C8和电阻R1并联，场效应管Q9的漏极接电容网络的正极，场效应管Q12的漏极接电容网络的负极； 

4阶电容网络由正、负双臂组成，电容网络的正臂由电容C1、C3、C5、C7和场效应管Q3、Q6、Q8、Q11组成，电容C1的正极接场效应管Q3的源极，场效应管Q3的漏极接二极管D1的阴极，电容C3的正极接场效应管Q6的源极，场效应管Q6的漏极接二极管D1的阳极和电容C1的负极，电容C5的正极接场效应管Q8的源极，场效应管Q8的漏极接二极管D3的阳极和电容C3的负极，电容C7的正极接场效应管Q11的源极，场效应管Q11的漏极接二极管D5的阳极和电容C5的负极，电容C7的负极接地，二极管D1、D3、D5的阴极同时接电容网络的正极，即场效应管Q9的漏极；电容网络的负臂由电容C2、C4、C6、C9和场效应管Q1、Q5、Q7、Q10组成，电容C2的负极接场效应管Q1的源极，场效应管Q1的漏极接二极管D2的阳极，电容C4的负极接场效应管Q6的源极，场效应管Q5的漏极接二极管D2的阴极和电容C2的正极，电容C6的负极接场效应管Q7的源极，场效应管Q7的漏极接二极管D4的阴极和电容C4的正极，电容C9的负极接场效应管Q10的源极，场效应管Q10的漏极接二极管D3的阴极和电容C6的正极，电容C9的正极接地，二极管D2、D4、D6的阳极同时接电容网络的负极，即场效应管Q12的漏极；输入正直流电压V4的负极接地其正极接场效应管Q4的漏极，场效应管Q4的源极接场效应管Q9的漏极，输入负直流电压V6的正极接地，其负极接场效应管Q2的漏极，场效应管Q2的源极接场效应管Q12的漏极；栅极驱动信号V1、V2是市电同步方波信号，正臂驱动信号V13、V10、V8、V5和负臂驱动信号V11、V9、V7、V3也是市电同步方波信号，但脉宽以每2ms递减，延时以每1ms递增，场效应管Q9、Q12的驱动信号V12是幅值310V的正弦波信号。 

附图说明

图1是微功耗列车牵引交流传动系统的原理框图； 

图2是三相不控整流电路； 

图3是三相不控整流电路纯电阻负载时的电流、电压仿真波形； 

图4是三相不控整流电路容性负载时的电流、电压仿真波形； 

图5是三相整流升压器实际电路； 

图6是三相整流升压器实际电路的输入电压、电流仿真波形； 

图7是直流逆变器的原理电路； 

图8是直流逆变器的原理电路输出电压的仿真波形； 

图9是微分逆变器实际电路； 

图10是微分逆变器中正弦波切割宝塔波过程的仿真波形； 

图11是微分逆变器中宝塔波的仿真波形； 

图12是微分逆变器中宝塔波被切割后实际输出电压仿真波形； 

图13是8阶宝塔波的仿真波形； 

图14是16阶宝塔波的仿真波形； 

图15是微功耗列车牵引交流传动系统的实际电路； 

图16是宝塔波(16阶)产生电路中场效应管栅极驱动信号电路； 

图17是宝塔波(16阶)产生电路中场效应管栅极驱动信号的仿真波形。 

图2是三相不控整流电路，三相电压V1、V2、V3接成星形，负载电阻R1上输出直流电压Vd。图2中间是三相整流电路不接滤波电容时的输入电流、电压仿真波形，图3是整流电压Vd的仿真波形和三相输入电流的仿真波形，由于负载是纯电阻，三相输入电流波形和电压波形完全同相。当接上滤波电容C1以后，三相输入电流、电压波形如图4，电流波形变成尖峰脉冲，完全不是正弦波，说明容性电路功率因数低。 

图5是整流升压器实际电路，主电路由Q1、L1、D1、D2、C3、C4等组成，三相不控整流的输出电压Vd与电容C4并联，Q1的栅极接控制芯片UC1825的驱动信号OUT_B脚，当Q1饱和导通时，整流电压Vd通过Q1对电感L1放电，L1中电流线性增加并贮能，当Q1关断时，L1中电流不能中断，通过D2对电容C3充电，C3上的电压Vc与C4上的电压Vd串联，串联电压由电阻R1、R4分压、检测、反馈，用以控制、保持电压Vc、Vd之和的稳定，此电压通过二极管D1输出Vo。 

整流升压器实际上是一个电压补偿电路^[9]，补偿电压是C3上的电压Vc，补偿的对象是C4上的不控整流电压Vd，Vd本来是整流后的波动电压，经过升压器补偿成直线电压，如此补偿的结果，使得与输入三相电压所有幅值相对应的所有时刻，都可以对输出电容C5充电，亦即与输入三相电压所有幅值相对应的所有时刻，都有电流流出。这样补偿的意义在于，输入电流与输入电压完全同步，整流稳压器实际上自动对输入三相电压进行了功率因数校正。 

图6上图是输入电压的仿真波形，下图是输入电流的仿真波形，可以看出，输入电流、输入电压完全同步，与图3中间不控整流时，接纯电阻负载的仿真波形完全一样，对照两种仿真波形可以得出结论，整流升压器进行功率校正的效果与不控整流接纯电阻负载时相同，功率因数为1，而总谐波畸变THD为零。 

传统功率因数校正，必须把输入功率全部变换成方波电压，并且全部输入功率必须通过电感传递才能到达输出端，功率变换和电感传递功率，都是有功率损耗的。整流升压器完全不同，只是在整流输出电压Vd上叠加一个补偿电压Vc，假设直流输出电压Vo为1，整流电压Vd在0到Pi区间为Sinx，则补偿电压为(1-Sinx)，可见补偿电压Vc只占输出电压的极小部份，只有这极小部份的输入功率才需要电感L1传递而到达输出端，绝 大部份输入功率，即整个整流后的波动电压Vd不必进行任何功率变换，也不必通过电感L1传递，直接到达输出端，这一绝大部份输入功率的变换效率可视为100％，因此，整流升压器整机功率损耗只有极小部份补偿电压Vc上的功率损耗，因此折算整机效率接近100％。 

图7是直流逆变器的原理电路，V1、V3是正负对称直流电压，分别加在Q1、Q2的漏极，栅极和地之间同时接幅值为318V的正弦波电压V2，R1、C1接在共同源极。 

V2的正半周，Q1导通，直流电压V1加在负载电阻R1上，由于源极电压跟踪栅极电位，所以在电阻R1上产生幅值约为308V(V2幅值减去一个栅源电压Vgs)的正半周馒头波电压，V2的负半周，Q2导通，直流电压V3加在负载电阻R1上，由于源极电压跟踪栅极电位，所以在电阻R1上产生幅值约为308V(V2幅值减去一个栅源电压Vgs)的负半周馒头波电压，一个周期结束，在负载电阻R1上得到一个周期的正弦波输出电压Vsin。图4右边是输出电压Vsin的仿真波形，可以看到，输出电压的频率、相位、幅值只和栅极所加控制信号有关，Q1、Q2组成的电路，正是电压切割电路^[7][8]，Q1、Q2栅极控制信号像一把刀，从漏极电压切下来一块，这一块的形状与栅极所加信号波形完全相同。 

图7电路有两个缺陷： 

1)外加电压经切割后剩下来的面积太大，若外加电压为1，则由栅极信号电压切下来的正弦波为Y＝Sinx，剩下来的面积就是S＝(1-Sinx)，占输入电压的36％， 

2)切下正弦波后所剩部份(1-Sinx)全部在Q1、Q2的漏源极发热浪费掉。 

图9是4阶微分逆变器实际电路，上下两部份电路完全对称。对于下部份电路说来，从0ms开始，的MOS管Q4开通(V2高电平)，电源正电压V4通过Q3、Q6、Q8、Q11的体内二极管对电容C1、C3、C5、C7充电，都充至四分之一电源电压；10ms后，Q4关断，MOS管Q9开通，电容C7、C5、C3、C1分别通过Q11和D6、Q8和D3、Q6和D1、Q3依次对负载R1放电，放电时间依次递减，递减时间按正弦规律变化，在负载电阻R1上产生正的宝塔波电压。 

对于上部份电路说来，从10ms，的MOS管Q2开通(V1低电平)，电源负电压V6通过Q1、Q5、Q7、Q10的体内二极管对电容C2、C4、C6、C9充电，都充至四分之一电源电压；10ms后，Q1关断，MOS管Q12开通，电容C9、C6、C4、C2分别通过Q10和D6、Q7和D4、Q5和D2、Q1依次对负载R1放电，放电时间依次递减，递减时间按正弦规律变化，在负载电阻R1上产生负的宝塔波电压。上部份电路开关的动作时间全部滞后下部份电路10ms，则加在Q9、Q12漏极是对称的宝塔波电压，图11是宝塔波的仿真波形。 

MOS管Q8、Q12组成了图7所示的电压切割电路，加在Q9、Q12漏极的正负对称宝塔波电压，由加在栅极的正弦波V12切割，切下一个正弦馒头波以后，剩下来的是8个小直角三角形，其总面积比S＝(1-Sinx)要小得多。 

上述微分逆变过程分两步，第一步由C1-C7、C9组成的电容网络产生如图11所示的宝塔波电压，第二步以Q9、Q12栅极正弦波电压V12为刀，从宝塔波电压内部切割宝塔波，恰好使得宝塔波内部的直角和正弦波相切，于是，把宝塔波在外部的直角全部切下来，剩下的部份形成了完整的正弦波电压。 

由电容网络产生的宝塔波电压，实际上是四个微分电压的叠加，设正弦波幅值为1，把正弦波在Y轴上分成N等分，以每一等分的下底作长方形，这些长方形叠加后形成了宝塔波电压，由于正弦波电压完全由微分电压叠加而成，故称微分逆变器，由几个微分叠加，就称几阶微分逆变，这里的逆变器由四个微分叠加而成，故称四阶微分逆变器，微分逆变的阶数，也是电容网络中电容器的个数。图10的仿真波形是正弦电压波从其内部切割宝塔电压波的全过程，图12是经过正弦波切割后的输出电压Vsin。 

图13是8阶微分直流逆变器所产生的宝塔波，图14是16阶微分直流逆变器所产生的宝塔波，可以看到，8阶微分的宝塔波电压已经非常接近正弦波电压，而16阶宝塔波与正弦波几乎没有区别，阶数N越大，宝塔波越趋近正弦波，当N取一定值以后，电压切割电路已成多余。 

具体实施方式

图15是微功耗列车牵引交流传动系统的实际电路，有两路独立的能量传递通道，一路是正向能量传递通道，从牵引变压器、单相整流升压器、三相微功耗微分逆变器，到三相牵引电动机；另一路是制动反馈能量传递通道，从三相牵引电动机、三相整流升压器、单相微分逆变器，到牵引变压器。由于微分逆变器电源输入是正负对称的，所以，单相和三相整流升压器都采用倍压整流，输出幅值相同的正负对称电压，而进行升压和功率校正的器件如MOS功率管、二极管等也是极性对称的，同时，在两个电能传递通道的功率变换过程中，所有电源都共地。 

由牵引变压器次级来的单相交流电压V3经过单相整流升压器进行整流、升压、调压、功率校正后，电压正极由电阻R4输出到Q7、Q5、Q18、Q6、Q19、Q7的漏极，电压负极由电阻R5输出到Q13、Q9、Q14、Q10、Q15、Q11的漏极。在整流器和逆变器之间，省去了传统交流传动系统中的“直流中间环节”，因为在这儿不产生任何谐波，更不会产生二次谐波，支撑电容就是单相整流升压器中的C8、C9和三相整流升压器中的C7、C10。 

图16是16阶微分逆变器驱动信号的实际电路，电路由4片16个LM339比较器组成，参考电压V2是直流电压，阻值相同的16个电阻串联后与V2并联，16个比较器的反相端顺序、依次接在串联电阻上，第1个比较器接1个电阻，第2个比较器接2个电阻，余类推如图8。另有交流参考电压V1，全波整流后直接接到每一个比较器的同相输入端，同时设交、直流参考电压V1、V2的幅值都是16V。 

前10ms，当交流参考电压V1的幅值小于1V时，没有一个比较器的同相端电压大于反相端电压，所有比较器都输出低电平，当V1的幅值大于等于1V时，第1个比较器的同相端电压大于其反相端电压，输出高电平，当V1的幅值大于等于2V时，第2个比较器的同相端电压大于其反相端电压，输出高电平，其余类推。当最后一个，即第16个比较器输出高电平以后，交流参考电压V1将到达极值，随着时间的推移，V1将下降。当交流参考电压V1的幅值下降到小于16V时，第16个比较器的同相端电压小于其反相端电压，其输出端电压产生负跳变，电压由高变低，产生了第1个、也是持续时间最短的脉冲信号，当交流参考电压V1的幅值下降到小于15V时，第15个比较器的同相端电压小于其反相端电压，其输出端电压产生负跳变，电压由高变低，产生了第2个脉冲信号，其余类推。当交流参考电压V1的幅值下降到小于1V时，第1个比较器的同相端电压小于其反相端电压，其输出端电压产生负跳变，电压由高变低，产生了第16个、也是最后1个、同时是持续时间最长的脉冲信号，当第二个10ms到来的时候，重复上述工作过程。所产生的16个持续时间由短到长的脉冲驱动信号，也就是形成宝塔电压的各个微分电压，请参考图17右边的仿真波形。 

显然，交流参考电压V1的频率决定了所产生的脉冲信号的持续时间，即决定了微分逆变器输出交流电压的频率，而参考电压V1、V2的幅值决定了所产生的脉冲信号的高度，即决定了微分逆变器输出交流电压的幅值，V1的频率和V1、V2幅值是可以任意调节的，所以，微分逆变器输出交流电压的频率和幅值也是可以任意调节的，即达到了牵引交流电动机变频、变幅调速的目的。 

三相微分逆变器，输出三相交流电压Va、Vb、Vc，由电阻R9、R10、R11输出，和牵引交流电动机直接相连。输出交流电压的频率，由MOS功率管栅极驱动信号决定，累积成宝塔电压的最下面微分的长度，也决定了输出交流电压的频率，调节此微分长度可以进行变频；输出电压幅度的调节，有两种方法，一种方法是改变微分逆变器中微分电压的高度，另一种方法是调节整流升压器中控制芯片的检测电路，都可以调节输出交流电压的幅值。 

回馈制动过程中，三相交流电压从发电机直接引到三相整流升压器的整流桥，此电压经三相整流升压器进行整流、升压、调压、功率校正后，电压正极从电阻R2接到Q20、Q8的漏极，电压负极从电阻R7接到Q16、Q12的漏极，进入单相微分逆变器。单相微分逆变器输出的交流电压Vsin由电阻R12引出，直接并网回馈。 

微功耗列车牵引交流传动系统输出交流电压的频率和幅值，由微分逆变器各MOS功率管栅极驱动信号决定， 驱动信号决定了累加成宝塔电压的微分的宽度和高度，微分的宽度决定了输出交流电压的频率，微分高度决定了输出交流电压的幅值。 

Claims (3)

1.一种列车牵引交流传动系统，其特征是：列车牵引交流传动系统由正、反两个方向电能传递通道组成，正向电能传递通道的联接顺序是：拖动变压器付边、整流升压器、微分逆变器、电动机，反向电能传递通道的联接顺序是：电动机，整流升压器、微分逆变器、拖动变压器付边。

2.如权利要求1所述的列车牵引交流传动系统，其特征是：整流升压器由场效应管Q1、电感L1、二极管D1、D2及其他器件组成，二极管D2的阴极和电容C3的正极相联，场效应管Q1的漏极接二极管D2的阳极，其源极接地，电感L1的一端接二极管D2的阳极，另一端接电容C3的负极和电容C4的正极，即输入端点Vd，电容C4的负极接地，二极管D1的阳极接二极管D2的阴极，其阴极通过电阻R2接地，电容C5与电阻R2并联，输入电压接在输入端点Vd和地之间，输出电压从二极管D1的阴极和地之间输出。

3.如权利要求1所述的列车牵引交流传动系统，其特征是：微分逆变器由电压切割电路和4阶电容网络组成，

1)电压切割电路由场效应管Q9、Q12组成，它们的源极接在一起，通过电阻R1接地，电容C8和电阻R1并联，场效应管Q9的漏极接电容网络的正极，场效应管Q12的漏极接电容网络的负极；

2)4阶电容网络由正、负双臂组成，

3)电容网络的正臂由电容C1、C3、C5、C7和场效应管Q3、Q6、Q8、Q11组成，电容C1的正极接场效应管Q3的源极，场效应管Q3的漏极接二极管D1的阴极，电容C3的正极接场效应管Q6的源极，场效应管Q6的漏极接二极管D1的阳极和电容C1的负极，电容C5的正极接场效应管Q8的源极，场效应管Q8的漏极接二极管D3的阳极和电容C3的负极，电容C7的正极接场效应管Q11的源极，场效应管Q11的漏极接二极管D5的阳极和电容C5的负极，电容C7的负极接地，二极管D1、D3、D5的阴极同时接电容网络的正极，即场效应管Q9的漏极；

4)电容网络的负臂由电容C2、C4、C6、C9和场效应管Q1、Q5、Q7、Q10组成，电容C2的负极接场效应管Q1的源极，场效应管Q1的漏极接二极管D2的阳极，电容C4的负极接场效应管Q6的源极，场效应管Q5的漏极接二极管D2的阴极和电容C2的正极，电容C6的负极接场效应管Q7的源极，场效应管Q7的漏极接二极管D4的阴极和电容C4的正极，电容C9的负极接场效应管Q10的源极，场效应管Q10的漏极接二极管D3的阴极和电容C6的正极，电容C9的正极接地，二极管D2、D4、D6的阳极同时接电容网络的负极，即场效应管Q12的漏极；

5)输入正直流电压V4的负极接地其正极接场效应管Q4的漏极，场效应管Q4的源极接场效应管Q9的漏极，输入负直流电压V6的正极接地，其负极接场效应管Q2的漏极，场效应管Q2的源极接场效应管Q12的漏极；

6)栅极驱动信号V1、V2是市电同步方波信号，正臂驱动信号V13、V10、V8、V5和负臂驱动信号V11、V9、V7、V3也是市电同步方波信号，但脉宽以每2ms递减，延时以每1ms递增，场效应管Q9、Q12的驱动信号V12是幅值310V的正弦波信号。

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