JP5011717B2 - 交流−交流変換装置 - Google Patents

Description

この発明は、交流を電圧または周波数の異なる他の交流に変換する交流−交流変換装置、または交流電圧または周波数の変動あるいは停電を補償し、安定した電圧を負荷に供給する無停電電源装置の改良に関する。

図１９に一般的な回路構成例を示す。図１９において、１は交流電源、２，３は交流フィルタコンデンサ、４は直流コンデンサ、５〜８はリアクトル、９〜１６は半導体スイッチ、１７は変圧器である。２，５，６，９〜１２および４は順変換器（コンバータ）を構成しており、交流電源１の電力を半導体スイッチ９〜１２の高周波スイッチングにより直流に変換して直流コンデンサ４に伝達する。これは、例えばＲ１−Ｓ１間平均電圧（パルス波形から高周波スイッチング周波数成分を除いたものを言う）がＲ−Ｓ間電圧と振幅，位相のわずかに異なるものとなるようにスイッチングを行ない、その差分を制御することによりリアクトル５，６に流れる電流を制御することで実現できる。

一方、４，１３〜１６，７，８および３は逆変換器（インバータ）を構成しており、４を直流電源として、半導体スイッチ１３〜１６の高周波スイッチングにより交流電圧を発生させ、図示されない負荷に交流電力を供給する。これはＵ１−Ｖ１間平均電圧を、所望のＵ−Ｖ間電圧とほぼ等しくなるようにスイッチングを行ない、波形に含まれる高周波スイッチング周波数成分を３，７，８からなるＬＣフィルタで取り除くことにより実現される。この回路は、交流を電圧または周波数の異なる他の交流に変換する変換装置として、または図示されない蓄電池を直流部に接続することにより、入力停電時にも負荷への電力供給を継続する、いわゆる無停電電源装置として用いられる。

図１９において、９〜１２の高周波スイッチング動作に伴い、Ｐ点またはＮ点の、Ｒ点またはＳ点に対する電位は高周波で変動する。また、１３〜１６の高周波スイッチング動作に伴い、Ｕ点またはＶ点の、Ｐ点またはＮ点に対する電位も高周波で変動する。一般に、交流電源は一端を直接接地されるか、一端または両端をコンデンサを介して接地されることが多い。このため、交流入力に対する高周波電位変動は、大地電位に対する高周波電位変動につながる。

図１９の回路を無停電電源装置として用いる場合、一般に負荷には電子機器が存在するので、高周波電位変動は電子機器の誤動作や、高周波ノイズを除くためのフィルタ回路の焼損等の問題を起こす原因となる。このため、絶縁変圧器１７を設けて電位変動が負荷に伝達されないようにしている。なお、負荷が電動機の場合には、大地電位に対する高周波電位変動は比較的問題になり難いので、絶縁変圧器１７は省略されることが多い。

大地電位に対する高周波電位変動を除去する従来例として、例えば特許文献１に開示するものがあり、これを図２０に示す。
図２０の図１９との相違点は、入力部の交流フィルタコンデンサを２ａ，２ｂに、直流コンデンサを４ａ，４ｂに、出力部の交流フィルタコンデンサを３ａ，３ｂにそれぞれ分割し、各々の接続点を共通接続し、電位を共通にした点にある。これによって、９〜１２の高周波スイッチング動作により、４ａ，４ｂの交流入力に対する電位が高周波で変動することを防止し、１３〜１６の高周波スイッチング動作により、４ａ，４ｂの交流入力に対する電位が高周波で変動することを防止し、結果として交流出力の交流入力に対する電位が高周波で変動することを防止している。これにより、電位変動を除去するための変圧器を省略可能としている。

特開平１１−２３５０５５号公報（第５頁，図１）

上述のように、図１９の方式では変圧器が装置の中で大きな体積，質量を占め、装置の小型化，軽量化，低コスト化の妨げとなる。図２０の装置はこれを解決するものであるが、この場合リアクトルが図１９のものよりも大型化するという問題がある。
これは、以下の原理による。図１９，図２０において、半導体スイッチによるスイッチングを、よく知られた三角波キャリア比較方式ＰＷＭ（パルス幅変調）によるものとして、以下に説明する。

ここで、
１）Ｒ相信号＞キャリアのときには９を、Ｒ相信号＜キャリアのときには１０を、
２）Ｓ相信号＞キャリアのときには１１を、Ｓ相信号＜キャリアのときには１２を、
３）Ｕ相信号＞キャリアのときには１３を、Ｕ相信号＜キャリアのときには１４を、
４）Ｖ相信号＞キャリアのときには１５を、Ｖ相信号＜キャリアのときには１６を、
それぞれオンするものとする。

例として、リアクトル５に印加される電圧を考える。簡単化のため高周波成分のみ扱うものとすると、高周波的にはコンデンサは短絡と見なすことができる。１キャリア周期内におけるリアクトル両端電圧の高周波成分について図１９の場合を図２１（ａ）に、図２０の場合を図２１（ｂ）にそれぞれ示す。以下、「５の両端電圧」は高周波成分のみを示すものとする。

図１９において、最初１０，１２がオンしているものとする。９がオンすると、Ｒ１−Ｓ１間電圧は０Ｖ→Ｅとなり、この変化分Ｅが５，６の直列回路に印加される。電圧が１／２ずつ分担されるため、５の両端電圧はＥ／２である。次に、１１がオンすると、Ｒ１−Ｓ１間電圧はＥ→０Ｖとなり、１２がオンすると０Ｖ→Ｅとなる。上記と同じく５の両端電圧はＲ１−Ｓ１間電圧の１／２となるので、１キャリア周期内における波形は図２１（ａ）に示すように振幅Ｅ／２、周期Ｔ／２の方形波となる。
図２０において、最初１０がオンしているものとする。９がオンすると、Ｒ１−Ｍ間電圧は−Ｅ／２→Ｅ／２となり、その変化分Ｅが５に印加される。１０がオンすると、Ｒ１−Ｍ間電圧はＥ／２→−Ｅ／２となり、最初の状態を基準とすると５の印加電圧は０Ｖとなる。１キャリア周期内における波形は図２１（ｂ）に示すように振幅Ｅ、周期Ｔの方形波となる。

以上のように、図２０の装置における５の両端電圧の電圧時間積は、図１９の装置に対して電圧２倍×時間２倍＝４倍となる。これは、５に限らずすべてのリアクトルにおいて同様である。リアクトルのリプル電流は電圧時間積に比例し、インダクタンスに反比例するため、図２０の装置においてリプル電流を図１９のものと同じにするためには、リアクトルのインダクタンスをそれぞれ４倍にする必要がある。つまり、図２０の装置においては変圧器を省略した結果、リアクトルが大幅に大型化するため小型，軽量化が困難である。なお、特許文献１の従来例にはハーフブリッジ回路が示されているが、この場合同じ交流電圧を出力するのに２倍の直流電圧を必要とするので、リアクトルの値はさらに２倍が必要となる。

したがって、この発明の課題は、リアクトルを大型化することなく変圧器を省略可能にし小型，軽量化を図ること、さらには、電位変動を許容しない負荷が接続される場合にも適用できるようにすることにある。

このような課題を解決するため、請求項１の発明では、半導体スイッチ、交流リアクトルおよび交流入力フィルタコンデンサからなり、交流電源に接続されて前記半導体スイッチの高周波スイッチング動作により交流−直流変換を行なう順変換器と、半導体スイッチ、交流リアクトルおよび交流出力フィルタコンデンサからなり、半導体スイッチの高周波スイッチング動作により直流−交流変換を行なう逆変換器とから構成され、その直流部分を共通接続してなる交流−交流変換装置において、
交流入力フィルタコンデンサが接続された交流入力端と前記交流出力フィルタコンデンサが接続された交流出力端との間の少なくとも一端間に前記半導体スイッチのスイッチング周波数に対しては前記交流リアクトルよりもインピーダンスが十分小さく、かつ装置の入力周波数または出力周波数に対しては前記交流フィルタコンデンサよりもインピーダンスが大きい値で、かつ前記逆変換器の出力の基本波周波数から３倍調波までの周波数成分の電圧印加に対し、通過する電流が装置の負荷電流よりも十分小さくなる値のカップリングコンデンサを接続し、さらに前記交流入力フィルタコンデンサと前記交流出力フィルタコンデンサ容量は、前記逆変換器出力の基本波周波数から３倍調波までの周波数成分の電流に対し、前記各交流フィルタコンデンサの電圧変動が前記交流入力電圧又は前記交流出力電圧に対して十分小さくなる容量とすることを特徴とする。

上記請求項１の発明においては、前記コンデンサを短絡するスイッチを設け、前記コンデンサを短絡して損失を低減させることができる（請求項２の発明）。この請求項２の発明においては、交流入力電圧の周波数が許容値内か否かを判定する周波数判定手段と、入力と出力とを同期させる同期手段と、前記スイッチをオンオフさせる制御手段とを設け、前記周波数が許容値内のときは入力と出力の同期運転を行なうとともに前記スイッチをオンし、前記周波数が許容値外のときは前記スイッチをオフし、所定周波数の電圧を出力することができる（請求項３の発明）。

また、請求項４の発明では、半導体スイッチ，リアクトルおよび交流フィルタコンデンサからなり、三相交流電源に接続されて前記半導体スイッチの高周波スイッチング動作により三相交流−直流変換を行なう順変換器と、半導体スイッチ，リアクトルおよび交流フィルタコンデンサからなり半導体スイッチの高周波スイッチング動作により直流−三相交流変換を行なう逆変換器とから構成され、その直流部分を共通接続してなる交流−交流変換装置において、
前記順変換器および逆変換器の各フィルタコンデンサの接続をスター結線とし、その中性点どうしを前記フィルタコンデンサよりもキャパシタンスの小さなカップリングコンデンサを介して接続するとともに、カップリングコンデンサの両端に零相変圧器の巻線の１つを接続し、交流入力線または交流出力線もしくは前記直流部分に、前記零相変圧器の他の巻線をそれぞれ直列に挿入したことを特徴とする。
上記請求項４の発明においては、リアクトルおよびコンデンサからなり、前記順変換器の交流電圧の中性点電位と前記逆変換器の交流電圧の中性点電位との電位差を検出する電位差検出回路を設け、この電位差検出回路に前記零相変圧器の巻線の１つを接続し、交流入力線または交流出力線もしくは前記直流部分に、前記零相変圧器の他の巻線をそれぞれ直列に挿入することができる（請求項５の発明）。

請求項４または５の発明においては、下記（１）式に基づき算出される周波数ｆ_HIGHが補償対象周波数の近傍となるように、前記カップリングコンデンサのキャパシタンスＣｃｕｐおよび前記零相変圧器の励磁インダクタンスＬｍを選定することができる（請求項６の発明）。
ｆ_HIGH＝１／２π√（Ｌｍ×Ｃｃｕｐ）…（１）
上記請求項６の発明においては、下記（２）式に基づき算出される周波数ｆ_LOWが前記三相交流電源および三相交流出力電圧の各周波数より高周波側となるように、前記交流フィルタコンデンサＣｆ，前記カップリングコンデンサのキャパシタンスＣｃｕｐおよび前記零相変圧器の励磁インダクタンスＬｍを選定することができる（請求項７の発明）。
ｆ_LOW＝１／２π√｛Ｌｍ×（２Ｃｆ＋Ｃｃｕｐ）｝…（２）

請求項１〜３の発明によれば、交流入力端と交流出力端との間の少なくとも一端間にコンデンサを設け、そのコンデンサのスイッチング周波数に対するインピーダンスが、リアクトルのスイッチング周波数に対するインピーダンスよりも充分小さくなるよう、コンデンサのキャパシタンスを選定するようにし、さらに上記コンデンサを、図２０の従来例と異なり回路の直流部に直接接続しない構成としたので、出力電圧の電位変動を、リアクトルに印加される電圧時間積を大きくすることなく防止し、リアクトルを大型化することなく変圧器を省略可能とする利点がもたらされる。

また、請求項４，５の発明によれば、最小限の部品を追加するだけで、電位変動を許容しない負荷が接続される場合にも適用することができる。
さらに、請求項６，７の発明によれば、最小限の部品を追加するだけで、電位変動を許容しない負荷が接続される場合にも適用することができるだけでなく、台形波変調によって発生する入出力電圧の３倍調波の出力電位変動を精度良く抑制することができる。

図１はこの発明の実施の形態を示す構成図である。
これは、図１９に示すものに対し、変圧器１７を省略するとともに、端子Ｓ−Ｖ間にコンデンサ１８を設けた点が特徴である。そのキャパシタンスは２，３と同等または１／１０程度とする。この値のキャパシタンスは、スイッチング周波数においてリアクトルよりも充分小さい値のインピーダンスを示すため、Ｒ−Ｓ間，Ｕ−Ｖ間と同様にＳ−Ｖ間も高周波的に短絡と見なせる。これにより、出力端の高周波電位変動が防止される。

一方、装置の入力または出力周波数に対しては、１８のキャパシタンスは充分大きなインピーダンスを示す。１８を介して装置内部を循環する電流は、高周波成分はリアクトルのインピーダンスによって、低周波成分は１８のインピーダンスによってそれぞれ制限されるため、その大きさは問題にならない程度である。なお、装置によっては接地コンデンサ１００を設けることがあり、結果的に接地回路を通じてＶとＳとの接続がなされることがあるが、一般に接地コンデンサは漏洩電流の制約から１０００ｐＦ以下であるのに対し、数ｋＶＡクラスの装置を例にとると１８は数μＦ以上である。１８の電流は１００の電流よりはるかに大きくなるが、接地回路を介さないので漏洩電流とはならず、問題は生じない。

リアクトル５の両端電圧を、図２１（ｃ）に示す。図１の半導体スイッチの動作は、基本的に図１９と同じであるが、最初１０，１２，１４，１６がオンした状態から９がオンすると、Ｒ１点電位がＰ電位、Ｓ１，Ｕ１，Ｖ１の各電位はＮ電位である。ここで、Ｒ，Ｓ，Ｕ，Ｖ全ての点どうしが高周波的に短絡と見なせるため、等価的に５と、６，７，８の並列回路との直列回路が形成され、これにＥが印加される。５〜８のインダクタンスが等しいとすると、このとき５の両端電圧は３Ｅ／４となる。次に１３がオンすると、等価回路は５と７の並列回路と、６と８の並列回路との直列回路となり、５の両端電圧はＥ／２となる。さらに１５がオンすると、等価回路は５，７，８の並列回路と６との直列回路となり、５の両端電圧はＥ／４となる。

以降の動作も同様であり、５の両端電圧はＥ／４ステップの階段状波形となり、平均的には振幅Ｅ／２の方形波と等価と見なせる。また、波形は異なるものの、Ｔ内で２パルスが印加されるためパルス周期はＴ／２となるので、リプル電流は図２１（ａ）の波形が印加された場合とほぼ同じとなる。したがって、図１９の回路のリアクトルと同じ値のものを用いることができる。
図１の回路は図２０の回路と異なり、直流部分の電位が高周波的に変動するが、その影響は入力側，出力側とも現れないため、問題はない。

図２はこの発明の別の実施の形態を示す構成図である。これは、３相回路への適用例で、１０１は３相交流電源、１０２〜１０７は交流フィルタコンデンサ、１０８は直流コンデンサ、１０９〜１１４はリアクトル、１１５〜１２６は半導体スイッチ、１２７はカップリングコンデンサ（単に、コンデンサともいう）である。入力，出力の各相間は交流フィルタコンデンサで接続されているので、入出力の任意の一端どうしをコンデンサ１２７により接続することで、出力電位安定化の目的は達せられる。

図３はこの発明のさらに別の実施の形態を示す構成図で、図２に対しコンデンサ１２８および１２９を付加した点が特徴である。図２ではＵ−Ｖ間，Ｖ−Ｗおよび間Ｗ−Ｕ間の構成が非対称であるため、条件によっては電圧不平衡などの不具合が生じる可能性があるが、図３ではコンデンサ１２８および１２９を接続してその防止を図るようにしている。
図４に図３の変形例を示す。これは、入出力のフィルタコンデンサ１０２〜１０７をΔ（デルタ・三角）結線からＹ（スター・星形）結線に変更し、その中性点どうしをコンデンサ１２７を介して接続したものである。中性点は各相よりも低周波的な電位変動が小さいので、入出力の干渉を小さく抑えることができる。

ところで、図２〜４の回路では、各出力端に低周波の電位変動を生じる場合がある。これについて、以下に説明する。
図５は順変換器または逆変換器の波形制御方法を説明する波形図である。図５（ａ）は図４に示すＰ点，Ｎ点の中間電位（以下、仮想直流中性点電位ともいう）に対するＵ１，Ｖ１，Ｗ１またはＲ１，Ｓ１，Ｔ１の平均電圧を各々正弦波となるように制御する場合の例である。この場合、各点の電圧は最大±Ｅ／２のピーク値を持ち得るが、線間電圧に相当する各点間の平均電圧は三相波形の性質上√３Ｅ／２が上限である。以下、この方法を正弦波変調方式という。

別の制御方法として、図５（ａ）の波形に同（ｂ）に示すような、周波数３倍、振幅１０％〜１５％程度の零相電圧を各々加算する方法がある。加算後の波形は、図５（ｃ）のように台形波状のものとなる。図５（ａ）の波形に比べピーク値が抑制される分、基本波を大きくすることができるので、各点間の平均電圧はＥまで上げることができる。ここで、各点に同じ値の零相電圧が加算されているため、各点間の電圧波形に零相電圧の影響は現われず、正弦波のままである。この方法を台形波変調方式という。

台形波変調方式は正弦波変調方式に比べ、同一の直流電圧に対して、各点間の電圧、すなわち線間電圧を大きくすることができるので、同一の交流線間電圧に対しては直流電圧を下げることができ、これによって使用する部品に耐圧の低いものを用いることができ、また回路損失を低減できるという長所がある。このため、三相変換器においては台形波変調方式を用いるのが一般的である。

一方、台形波変調方式を用いると、装置の直流電圧に対して各入出力の交流電位が零相成分を持つことになる。順変換器と逆変換器とで同位相，同振幅の零相電圧を加算している場合、これらは相殺されて出力には零相成分の電位変動は現われないが、例えば図６（ａ），（ｂ）のように入出力に６０°の位相差があると、入出力の零相電圧には１８０°の位相差が生じる。例えば、図６のタイミングｔにおいて、上記仮想直流中性点電位に対し、直流入力の中性点（図４のｎ１参照）の電位はＶ１だけ低く、交流出力の中性点（図４のｎ２参照）の電位はＶ２だけ高くなる。この条件では、ｎ２はｎ１に対し振幅Ｖ１＋Ｖ２、入出力周波数の３倍の周波数で電位変動を生じる。交流電源が中性点接地の場合、ｎ１はほぼ接地電位に等しいのでｎ２は対地電位変動を生じることになる。

上記電位変動は出力線間電圧より値が小さく、上述の高周波電位変動よりはるかに周波数が低いので、ほとんど問題にならないが、特定の条件、例えば負荷がキャパシタンスの大きな接地コンデンサを備えていて漏洩電流が許容値ぎりぎりの場合、本回路の動作によって漏洩電流が許容値を超えてしまう場合がある。これを回避するために正弦波変調方式を用いると、直流電圧が高くなることにより回路全体の再設計が必要となる。なお、コモンモードリアクトルにより電位変動の影響を補償するものがあるが、対象となる周波数が低いため、必要なインダクタンス値が大きくなり、実用的でない。

図７は図４で電位変動を許容しない負荷に適用可能な例その１を示す回路図である。
図７において、１９は各交流出力に零相電圧を加算する、いわゆる零相変圧器であり、その入力はコンデンサ１２７に接続されている。ここで、コンデンサ１２７の両端電圧はコンデンサ１０２〜１０４の並列回路と、コンデンサ１２７と、コンデンサ１０５〜１０７の並列回路との直列回路における分圧比によって決まり、コンデンサ１２７のキャパシタンスをコンデンサ１０２〜１０７に対して十分小さい値とすれば、入出力中性点の差電圧の殆どがコンデンサ１２７の両端に掛かる。例えば、コンデンサ１２７のキャパシタンスをコンデンサ１０２〜１０７の１／１０とすれば、差電圧の９４％が印加される。これを零相変圧器１９により逆極性で加算することにより、電位変動を補償することが可能となる。零相変圧器１９の変圧比は１：１または上記の分圧比等による電圧低下を補償する値、例えば０．９４：１とする。
零相変圧器は、下記の理由により従来の変圧器と比べ極めて小型にできる。
ａ）電力の伝達がほとんどないので、一次巻線に流れるのは励磁電流のみである。
ｂ）印加電圧が零相成分であり、線間電圧に比べてきわめて小さい（１０〜１５％程度）。
ｃ）印加電圧の周波数が、交流入出力周波数の３倍である。

なお、コモンモードトランスにより電位変動の影響を補償するものとして、例えば特開平１１−３４６４７８号公報に示すものがあるが、このような方式を図４の回路に適用した場合に比べて下記１）〜４）の利点がある。
１）負荷の接地回路を介していないので、負荷とは独立に対処できる。負荷が不特定多数の場合、この条件は不可欠である。
２）高周波電位変動をコンデンサ１２７により除去しているため、零相変圧器１９に高周波電圧成分は掛からない。また、高周波成分を伝達する性能も不要なため、零相変圧器１９を安価にできる。

３）零相変圧器１９は接地回路に直接接続されていないので、励磁電流が大地に流れることによる漏洩電流の増加がない。
４）零相変圧器１９の一次巻線に直列にコンデンサ１０２〜１０７が存在するため、直流偏磁の危険が無い。このため、零相変圧器１９に対する変換器の偏磁防止制御は不要である。
なお、図７の回路では交流出力側に零相変圧器を置いたが、交流入力側に置いても同等の効果を得ることができる。

図８は図４で電位変動を許容しない負荷に適用可能な例その２を示す回路図である。
図７との相違は、零相変圧器１９を交流フィルタコンデンサ１０５〜１０７の内側に配置した点にある。この場合、零相変圧器１９の作用によりコンデンサ１２７の両端の電圧、すなわち零相変圧器１９の入力電圧が減少するため、コンデンサ１２７の両端の電圧は原理的に０Ｖにならない。例えば、変圧比が１：１の場合、コンデンサ１２７の両端の電圧は零相変圧器１９を設けない場合の約１／２に減少するに留まる。電圧の減少の割合は変圧比を上げれば、或る程度増やすことができる。零相変圧器１９は印加電圧が低くなるので、耐圧を下げることができる。また、図７と同様、交流入力側に置くことができる。

図９は図４で電位変動を許容しない負荷に適用可能な例その３を示す回路図である。
図示のように、零相変圧器２０を直流部分に配置した点が特徴である。順変換器−逆変換器間の直流電流は、交流入出力電流より実効値が小さいため巻線の電流定格を小さくでき、また巻線数を減らすことができる。零相変圧器２０を挿入することで、回路図上はコンデンサ１０８ａが追加となるが、大容量の装置などで順変換器と逆変換器が個別に構成されている場合には、それぞれに直流コンデンサが元々存在するため、直流コンデンサの追加は不要である。

図１０は図４で電位変動を許容しない負荷に適用可能な例その４を示す回路図である。
図１０において、１３１〜１３６はリアクトル、１３７〜１４３はコンデンサで、これらは図７のリアクトル１０９〜１１４，コンデンサ１０２〜１０７および１２７と同じように接続され、定数を適宜に選定することにより、コンデンサ１４３の両端に図７のコンデンサ１２７と等しい電圧を得ることが可能となる。すなわち、零相電圧検出回路として機能することになる。コンデンサ１２７の電圧を補償に利用しないので、零相変圧器１９を図８と同じ位置に配置しても１００％零相変圧を補償することができる。また、コンデンサ１０２〜１０４，１０５〜１０７がスター結線である必要もなくなるので、部品選定の都合に合わせてデルタ結線に変更することができる。このとき、コンデンサ１２７は入出力の１相間〜３相間に挿入される。

図１０の回路では図７，図８の回路に比べて部品点数が増加することになるが、零相電圧検出回路に流れる電流は零相変圧器１９の励磁電流相当であり、装置全体の容量に比べ回路の容量は小さい一方、ＡＣフィルタ構成の自由度が上がるため、条件によっては図７の回路より小形化が可能である。
なお、零相変圧器１９の位置は図７と同じ位置、または交流入力側に配置することも可能であり、あるいは図９のように直流部に配置しても同様の効果を得ることができる。

図１１に図４の変形例を示す。これは、図４で中性点どうしをコンデンサを介さずに直接接続したものである。フィルタコンデンサに、図４のコンデンサ１２７の機能を兼ねさせている。入出力間のインピーダンスが小さくなり、低周波的な干渉電流（入出力間の回り込み電流）が大きくなるため、これが許容できる場合に適用する。
図１２に図１１の変形例を示す。フィルタコンデンサをＹ結線にすると、各相間の配線が長くなるため、特に大型の装置では配線インダクタンスにより、線間電圧のリプル・ノイズの除去効果が弱くなる。フィルタコンデンサをΔ結線したままで図４と同様の効果を出すために、図示のようにＹ結線の入出力接続回路を別途設ける。このとき、Ｙ結線側のコンデンサ１０２Ａ〜１０７Ａのキャパシタンスは、Δ結線側の１／１０程度とする。大きいと、図１１と同様の問題が生じるためである。

図１３はこの発明の他の実施の形態を示す構成図で、図１に示すものに対しスイッチ２００を付加した点が特徴である。２００をオンした際には１１と１３、１２と１４がそれぞれ同一の動作を行ない、結果としてＳ１−Ｎ間電位、Ｖ１−Ｎ間電位は等しくなる。このためＳ−Ｖ間を短絡してもＳ１−Ｖ１間で短絡電流は流れない。この共通電位に対し、入出力の各々の線間電圧を制御することで、図１と同等の動作が可能である。

この回路の目的は、損失の低減にある。つまり、図１の回路の入出力間の電流経路は、例えばＲ→５→９→１３→７→Ｕ→Ｖ→８→１６→１２→Ｓであり、リアクトル４個と半導体スイッチ４個を通過する。（１８のインピーダンスは基本波成分に対しては大きいので、電流経路とはならない）。これに対し、図１３の回路では、例えばＲ→５→９→１３→７→Ｕ→Ｖ→２００→Ｓとできるので、損失を大幅に低減できる。

図１３の回路の適用は、入出力の周波数が等しくかつ出力が同期しているときが最も有効である。例えばＲ−Ｓ間電圧が正のピーク付近のときはＵ−Ｖ間電圧もピーク付近となるので、Ｓ１＝Ｖ１電位をＮ点とほぼ等しくすることでＲ１−Ｓ１間平均電圧，Ｕ１−Ｖ１間平均電圧は最大Ｐ−Ｎ間電圧Ｅまで出力可能である。一方、入出力が非同期の場合、例えばＲ−Ｓ間電圧が正のピーク付近のときにＵ−Ｖ間電圧が負のピーク付近となる場合が存在する。このときに電圧制御を行なうには、Ｓ１＝Ｖ１電位をＰ−Ｎ間の中間電位とし、Ｒ１はＰ点電位付近、Ｕ１はＮ点電位付近とする。この場合、線間電圧はＥ／２までしか出せないため、同じ交流電圧に対応するためにはＥの値を２倍とする必要があり、実用性が低下する。
そこで、スイッチ２００を設けることにより、上述の電位共通化が有効である条件においてはスイッチ２００をオンして損失を低減し、それ以外ではスイッチ２００をオフして図１と同様に動作させることにより、条件の許す範囲で極力損失を低減する運用が可能となる。なお、この回路は３相以上の回路にも適用可能である。

図１４はこの発明のさらに他の実施の形態を示す構成図で、図１３の回路にスイッチ制御回路２０３を付加し、スイッチ２００のオン，オフおよび運転状態の切り換えを自動化したものである。なお、２０１は周波数判定回路、２０２は同期回路、２０４はパルス制御回路をそれぞれ示す。この回路は、例えば電源１がエンジン発電機等の周波数の不安定な電源であっても、負荷には安定した周波数および電圧を供給するような場合に用いられる。まず、２０１により電源１の周波数が許容範囲内かどうかを判定する。許容範囲内のときは２０３で２００をオンすると同時に、２０２で入力電圧と同期した出力電圧指令を発生させ、出力電圧の実際値（検出値）をこの指令値に一致させるよう、２０４にて各半導体スイッチの制御を行なう。これにより、図１３と同様に損失が低減される。

一方、電源１の周波数が許容範囲を逸脱した場合には２００をオフし、２０２は予め定められた周波数の出力電圧指令を発生させる。２００には、要求される応答速度に応じてリレー等の機械式スイッチまたは半導体スイッチを用いるものとし、２００をオンする際には、１８の電圧を検出器を設けて検出するかまたは演算で推定し、電圧が０Ｖとなるよう予め制御した後に２００をオンすることで、入力または出力への擾乱や、１８の短絡による電流が２００に流れることによる損傷を防止する。なお、図１３と同様に、この回路も３相以上の回路に適用可能である。

ところで、図７〜１０の実施例では、カップリングコンデンサ１２７のキャパシタンスと零相変圧器１９の巻数比については言及したが、交流フィルタコンデンサ１０２〜１０７，カップリングコンデンサ１２７，零相変圧器１９の励磁インダクタンスが周波数特性を持つため、これらの定数選定によって抑制効果が異なる。
このことについて、以下に説明する。

図１５は図７の等価回路図、図１６は電位変動抑制のための周波数特性図、図１７はカップリングコンデンサ電圧と負荷の仮想中性点電位を示す波形図、図１８は図１７の各波形に対応する周波数特性図である。
ここで、例として零相変圧器１９の励磁インダクタンスＬｍは励磁電流が定格の５％程度となる値を選定し、かつカップリングコンデンサ１２７のキャパシタンスＣｃｕｐは交流フィルタコンデンサ１０２〜１０７の２０〜３０％を選定した。

図１７の例１に示す波形が上記条件におけるカップリングコンデンサ電圧（トランス一次電圧）Ｖｃｕｐと負荷の仮想中性点電位（補償対象電圧）Ｖｉｎを示す波形であるが、ＶｉｎとＶｃｕｐとは逆位相となっており、過補償となっている。この理由は、図１６の周波数特性から明らかである。図１６の波形（３）が、上記条件におけるＶｃｕｐ／Ｖｉｎの周波数特性である。また、ゲイン特性Ｇ３は次式（３）のように示される。これは、図１５において、Ｖｉｎに対するＶｃｕｐの特性を数式化したものである。
Ｇ３＝ｓ²ＬｍＣｆ／｛１＋ｓ²（ＬｍＣｆ＋ＬｆＣｆ＋ＬｍＣｃｕｐ）
＋ｓ⁴ＬｍＬｆＣｆＣｃｕｐ｝…（３） ｓ：ラプラス演算子

また、上記（３）式から算出される各極大点の周波数および０ｄＢクロス点の周波数は、下式の通りである。
低周波域の極大点周波数 ｆ₁＝１／２π√｛Ｌｍ×（Ｃｆ＋Ｃｃｕｐ）｝…（４）
高周波域の極大点周波数 ｆ₂＝１／２π√｛（Ｌｍ＋Ｌｆ）×Ｃｆ｝…（５）
高周波側のゼロクロス周波数ｆ_HIGH＝１／２π√（Ｌｍ×Ｃｃｕｐ）…（１）
低周波側のゼロクロス周波数ｆ_LOW＝１／２π√｛Ｌｍ×（２Ｃｆ＋Ｃｃｕｐ）｝…（２）

補償対象となる入出力電圧の３倍調波成分の１５０Ｈｚ，１８０Ｈｚはｆ_HIGHとｆ₂の間に存在するため、ゲイン特性Ｇ３が“１以上となる。このため、変換器の発生する電位変動以上のカップリングコンデンサ電圧変動が発生し、結果として過補償状態となってしまう。
以上のように、カップリングコンデンサのキャパシタンスと零相変圧器の励磁インダクタンスを、周波数特性を考慮せずに個別に選定すると補償対象周波数によっては過補償，発振のような不測の事態となるおそれがある。

そこで、下記条件１，２をみたすようにＬｍおよびＣｃｕｐを選定する、と言うのが新たな発明の要点である。
条件１：０ｄＢクロス点（＝ゲイン１）の周波数が１５０Ｈｚ，１８０Ｈｚ近傍に存在すること。すなわち、次の関係が成立するようにする。
ｆ_HIGH＝１／２π√（Ｌｍ×Ｃｃｕｐ）≒３ｆｓ
（ｆｓ：基本周波数５０Ｈｚ，６０Ｈｚ）

条件２：基本波成分が重畳する可能性もあるため、５０Ｈｚ，６０Ｈｚ成分が低周波側０ｄＢクロス点よりＤＣ（直流）側に存在すること。すなわち、次の関係が成立するようにする。
ｆ_LOW＝１／２π√｛Ｌｍ×（２Ｃｆ＋Ｃｃｕｐ）｝＞ｆｓ

図１７の例２は、励磁インダクタンスＬｍの調整により、ｆ_HIGH＝１／２π√（Ｌｍ×Ｃｃｕｐ）を１６５Ｈｚ（１５０Ｈｚと１８０Ｈｚの中間点）に設定した例で、Ｌｍ＝５．２ｍＨ、Ｃｃｕｐ＝１８０μＦに選定している。図１７の例２に示すように、負荷の仮想中性点電位波形には、変動が殆ど無くなっていることが確認できる。これは、図１８の周波数特性から分かるように、入出力電圧の３倍の周波数（１５０Ｈｚ，１８０Ｈｚ）が０ｄＢ近傍にあるため、変換器の発生する電位変動を殆ど１：１でカップリングコンデンサが再現し、発生源の電位変動を精度良く抑制できるためである。

図１７の例３は、カップリングコンデンサＣｃｕｐおよび励磁インダクタンスＬｍの調整により、ｆ_HIGH＝１／２π√（Ｌｍ×Ｃｃｕｐ）を１６５Ｈｚ（１５０Ｈｚと１８０Ｈｚの中間点）に設定するとともに、ｆ_LOW＝１／２π√｛Ｌｍ×（２Ｃｆ＋Ｃｃｕｐ）｝を６０Ｈｚ以上に選定した例で、Ｌｍ＝２．２ｍＨ、Ｃｃｕｐ＝４２０μＦに選定している。この例も負荷の仮想中性点電位波形には、変動が殆ど無くなっていることが確認できる。また、ｆ_LOW＝１／２π√｛Ｌｍ×（２Ｃｆ＋Ｃｃｕｐ）｝＞ｆｓの条件を満たしており、基本周波数ｆｓの近傍の変動に対する負荷端の電位変動が少なくて済むことになる。

この発明の実施の形態を示す回路図 この発明の別の実施の形態を示す回路図 この発明のさらに別の実施の形態を示す回路図 図３の変形例を示す回路図 図４における順変換器，逆変換器の制御方法を説明する波形図 図４における電位変動を説明する波形図 図４で電位変動を許容しない負荷に適用可能な例その１を示す回路図 図４で電位変動を許容しない負荷に適用可能な例その２を示す回路図 図４で電位変動を許容しない負荷に適用可能な例その３を示す回路図 図４で電位変動を許容しない負荷に適用可能な例その４を示す回路図 図４の変形例を示す回路図 図１１の変形例を示す回路図 この発明の他の実施の形態を示す回路図 この発明のさらに他の実施の形態を示す回路図 図７の等価回路図 図１５における電位変動抑制のための周波数特性図 図１５のカップリングコンデンサ電圧と負荷の仮想中性点電位を示す波形図 図１７の各波形に対応する周波数特性図 一般的な交流−交流変換回路を示す回路図 交流−交流変換回路の従来例を示す回路図 図１９，図２０および図１のリアクトル電圧を説明する波形図

１…交流電源、２，３，１０２〜１０７，１０２Ａ〜１０７Ａ，１３７〜１４２…交流フィルタコンデンサ、４，１０８，１０８ａ…直流コンデンサ、５〜８，１０９〜１１４，１３１〜１３６…リアクトル、９〜１６，１１５〜１２６…半導体スイッチ、１７…変圧器、１８，１２７，１２８，１２９，１４３…コンデンサ、１９，２０…零相変圧器、１００…接地コンデンサ、２００…スイッチ、２０１…周波数判定回路、２０２…同期回路、２０３…スイッチ制御回路、２０４…パルス制御回路。

Claims (7)

1. 半導体スイッチ、交流リアクトルおよび交流入力フィルタコンデンサからなり、交流電源に接続されて前記半導体スイッチの高周波スイッチング動作により交流−直流変換を行なう順変換器と、半導体スイッチ、交流リアクトルおよび交流出力フィルタコンデンサからなり、半導体スイッチの高周波スイッチング動作により直流−交流変換を行なう逆変換器とから構成され、その直流部分を共通接続してなる交流−交流変換装置において、
   交流入力フィルタコンデンサが接続された交流入力端と前記交流出力フィルタコンデンサが接続された交流出力端との間の少なくとも一端間に前記半導体スイッチのスイッチング周波数に対しては前記交流リアクトルよりもインピーダンスが十分小さく、かつ装置の入力周波数または出力周波数に対しては前記交流フィルタコンデンサよりもインピーダンスが大きい値で、かつ前記逆変換器の出力の基本波周波数から３倍調波までの周波数成分の電圧印加に対し、通過する電流が装置の負荷電流よりも十分小さくなる値のカップリングコンデンサを接続し、さらに前記交流入力フィルタコンデンサと前記交流出力フィルタコンデンサ容量は、前記逆変換器出力の基本波周波数から３倍調波までの周波数成分の電流に対し、前記各交流フィルタコンデンサの電圧変動が前記交流入力電圧又は前記交流出力電圧に対して十分小さくなる容量とすることを特徴とする交流−交流変換装置。
   
2. 前記コンデンサを短絡するスイッチを設け、前記コンデンサを短絡して損失を低減させることを特徴とする請求項１に記載の交流−交流変換装置。
3. 交流入力電圧の周波数が許容値内か否かを判定する周波数判定手段と、入力と出力とを同期させる同期手段と、前記スイッチをオンオフさせる制御手段とを設け、前記周波数が許容値内のときは入力と出力の同期運転を行なうとともに前記スイッチをオンし、前記周波数が許容値外のときは前記スイッチをオフし、所定周波数の電圧を出力することを特徴
   とする請求項２に記載の交流−交流変換装置。
4. 半導体スイッチ，リアクトルおよび交流フィルタコンデンサからなり、三相交流電源に接続されて前記半導体スイッチの高周波スイッチング動作により三相交流−直流変換を行なう順変換器と、半導体スイッチ，リアクトルおよび交流フィルタコンデンサからなり半導体スイッチの高周波スイッチング動作により直流−三相交流変換を行なう逆変換器とから構成され、その直流部分を共通接続してなる交流−交流変換装置において、
   前記順変換器および逆変換器の各フィルタコンデンサの接続をスター結線とし、その中性点どうしを前記フィルタコンデンサよりもキャパシタンスの小さなカップリングコンデンサを介して接続するとともに、カップリングコンデンサの両端に零相変圧器の巻線の１つを接続し、交流入力線または交流出力線もしくは前記直流部分に、前記零相変圧器の他の巻線をそれぞれ直列に挿入したことを特徴とする交流−交流変換装置。
5. リアクトルおよびコンデンサからなり、前記順変換器の交流電圧の中性点電位と前記逆変換器の交流電圧の中性点電位との電位差を検出する電位差検出回路を設け、この電位差検出回路に前記零相変圧器の巻線の１つを接続し、交流入力線または交流出力線もしくは前記直流部分に、前記零相変圧器の他の巻線をそれぞれ直列に挿入したことを特徴とする請求項４に記載の交流−交流変換装置。
6. 下記（１）式に基づき算出される周波数ｆ_HIGHが補償対象周波数の近傍となるように、前記カップリングコンデンサのキャパシタンスＣｃｕｐおよび前記零相変圧器の励磁インダクタンスＬｍを選定することを特徴とする請求項４または５に記載の交流−交流変換装置。
   ｆ_HIGH＝１／２π√（Ｌｍ×Ｃｃｕｐ）…（１）
7. 下記（２）式に基づき算出される周波数ｆ_LOWが前記三相交流電源および三相交流出力電圧の各周波数より高周波側となるように、前記交流フィルタコンデンサＣｆ，前記カップリングコンデンサのキャパシタンスＣｃｕｐおよび前記零相変圧器の励磁インダクタンスＬｍを選定することを特徴とする請求項６に記載の交流−交流変換装置。
   ｆ_LOW＝１／２π√｛Ｌｍ×（２Ｃｆ＋Ｃｃｕｐ）｝…（２）

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