CN104377727A - 一种并网逆变器多目标协同优化的不平衡控制方法 - Google Patents

Abstract

一种并网逆变器多目标协同优化的不平衡控制方法，属于并网逆变器的控制方法。该不平衡控制方法：解析负序电流的幅值和相位，调节比例因子k使并网逆变器在多目标之间平滑切换；分别基于网侧和变换器侧的瞬时功率模型，建立以抑制瞬时有功和无功二次功率波动为依据的电流幅值、相位关系，得到负序指令电流生成矩阵T；以平衡三相交流电流、抑制网侧瞬时有功功率二次波动和网侧瞬时无功功率二次波动为控制目标，选择合适的比例因子k，使电网不平衡下三种目标得以协调控制。本发明所述方法原理简单，结构清晰，只需调整参数k便可获得期望的并网逆变器的最优工作状态。

Description

一种并网逆变器多目标协同优化的不平衡控制方法

技术领域

本发明涉及一种并网逆变器的控制方法，特别是一种并网逆变器多目标协同优化的不平衡控制方法。

背景技术

并网逆变器是连接分布式发电单元和电网的桥梁，二者之间相互影响，分布式发电单元注入电网的电流可能存在谐波导致逆变器并网不满足相关标准，而电网也可能提供三相不平衡的电压，影响逆变器的正常运行。

三相不平衡是电网中常见的故障类型，在电网电压出现三相不平衡故障时，为使逆变器仍然能够正常运行，通常采取两种措施：增大直流侧电容和交流侧电感稳定直流侧电压和交流侧电流，或采用不平衡控制策略达到不同的控制目标。采用不平衡控制策略比改变主电路参数更能达到满意的控制效果，现有不平衡控制技术中多以三种独立的控制目标为依据计算指令电流，分别是(1)平衡三相交流输出电流；(2)抑制直流侧电压二次谐波；(3)抑制网侧瞬时无功功率的二次波动。在大功率场合，由于滤波器上的瞬时有功功率不为零，导致网侧和变换器侧的瞬时有功功率不相等，进而使直流侧电压二次波动的抑制程度不同。因此，分别采用基于网侧和变换器侧两种功率模型求取相应的负序指令电流可以实现不同的控制效果。

虽然通过对三种独立的控制目标计算指令电流可以分别达到预期的控制效果，但不能使三者协同控制，平滑地从三种状态之间相互切换转化，这在实际应用中是一个重要的制约因素。

发明内容

本发明的目的是要提供出并网逆变器多目标协同优化的不平衡控制方法，实现直流电压、输出瞬时功率以及三相输出电流的协同控制，使并网逆变器工作在最优状态。

本发明的目的是这样实现的：本发明不平衡控制方法为，解析负序电流的幅值和相位关系，得到基于网侧和变换器侧瞬时功率模型的负序指令电流生成矩阵T_n和T_m，调节比例因子k达到多种目标协同控制和逆变器的最优工作状态，具体实现步骤为：

步骤一：建立LCL滤波的三相并网逆变器的主电路和控制电路；主电路包括分布式发电模块等效的直流电压源u_dc、直流侧电容C、并网逆变器V、输出LCL滤波器；控制电路采用PI电压外环和PR电流内环的双闭环控制策略，对LCL滤波器的谐振现象采取电容电流比例反馈有源阻尼方式进行抑制，选用双二阶广义积分器(SOGI)结合锁频环的方法提取正、负序分量；

步骤二：对三相电网电压、网侧输出电流和滤波电容处电流采样，分别进行Clark变换得到αβ坐标系下的值e_α、e_β、i_2α、i_2β和i_cα、i_cβ，利用双二阶广义积分器SOGI对所需信号提取正负序分量；

步骤三：将直流电压给定信号和反馈信号做差送入PI调节器，PI调节器输出信号通过陷波器得到d轴正序指令电流信号

步骤四：将d轴正序指令电流信号和给定值做反Park变换，得到α、β轴正序指令电流信号

步骤五：将和以矩阵的形式与负序指令电流生成矩阵T_n或T_m相乘再乘以比例因子k，得到α、β轴负序指令电流信号通过调节k，能够同时平滑调节二次瞬时有功功率、二次瞬时无功功率和网侧输出三相电流；

步骤六：将与相加得到α、β坐标系下指令电流信号与反馈信号i_2α、i_2β做差送入PR调节器；

步骤七：PR调节器的输出与电网电压前馈信号e_α、e_β相加并与阻尼项R·i_cα、R·i_cβ做差，得到并网逆变器的调制信号u_α和u_β，为SVPWM模块产生脉冲驱动。

所述步骤三中，陷波器是以ω_c为带宽，ω_n为中心频率，ω_n＝2ω₀，ω₀为电网基波角频率，陷波器的传递函数实现如下

$G_{\mathrm{nf}}\left(s\right)=\frac{s^2+{{\mathrm{\ω}}_n}^2}{s^2+{\mathrm{\ω}}_{c}s+{{\mathrm{\ω}}_n}^2}$

所述步骤五中，负序指令电流生成矩阵T_n或T_m，分别为基于网侧瞬时功率模型和基于变换器侧瞬时功率模型的负序指令电流生成矩阵；

基于网侧瞬时功率的负序指令电流生成矩阵为

$T_n=\frac{k}{E^{+}}\left[\begin{array}{cc}{e}_{\mathrm{\α}}^{-}& e_{\mathrm{\β}}^{-}\\ e_{\mathrm{\β}}^{-}& -e_{\mathrm{\α}}^{-}\end{array}\right]$

基于变换器侧瞬时功率的负序指令电流生成矩阵为

$T_m=\frac{k}{U^{+2}}\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{\α}}^{-}& u_{\mathrm{\β}}^{-}\\ u_{\mathrm{\β}}^{-}& -u_{\mathrm{\α}}^{-}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{dp}}^{+}& u_{\mathrm{qp}}^{+}\\ -u_{\mathrm{qp}}^{+}& u_{\mathrm{dp}}^{+}\end{array}\right]$

其中e_α ^-、e_β ^-分别为αβ坐标系下电网电压负序分量，u_α ^-、u_β ^-分别表示αβ坐标系下变换器输出电压负序分量，k为调节因子。

所述的阻尼项中阻尼系数R取4，阻尼方法为电容电流比例反馈的有源阻尼。

本发明的有益效果是负序指令电流的生成部分结构清晰，原理简单。通过调节比例因子k，在k＝0时能够实现三相输出电流平衡，k＝-1时能够抑制直流侧电压二次波动，k＝1时能够消除二次瞬时无功功率。也就是在[-1,1]范围内合理调节k可以实现并网逆变器各个控制目标的协同优化。

附图说明

图1为本发明一种并网逆变器多目标协同优化的不平衡控制方法流程图。

图2为本发明一种LCL滤波的三相并网逆变器主电路的拓扑结构图。

图3为本发明一种基于网侧瞬时功率的多目标协同优化不平衡控制结构框图。

图4为本发明一种基于变换器侧瞬时功率的多目标协同优化不平衡控制结构框图。

图5为本发明一种采用网侧瞬时功率模型的多目标协同优化实验波形图(k＝0→-0.5→-1)。

图6为本发明一种采用网侧瞬时功率模型的多目标协同优化实验波形图(k＝0→0.5→1)。

图7为本发明一种采用变换器侧瞬时功率模型的多目标协同优化实验波形图(k＝0→-0.5→-1)。

图8为本发明一种采用变换器侧瞬时功率模型的多目标协同优化实验波形图(k＝0→0.5→1)。

具体实施方式

实施例1：

本实施方式所述的电网不平衡时负序电流幅值相位解析的并网逆变器多目标协同优化方法，是基于网侧瞬时功率模型的，包括如下步骤:

步骤一：建立LCL滤波的三相并网逆变器的主电路和控制电路。主电路包括分布式发电模块等效的直流电源u_dc、直流侧电容C、并网逆变器V、输出LCL滤波器。控制电路采用PI电压外环和PR电流内环的双闭环控制控制策略，对LCL滤波器的谐振现象采取电容电流比例反馈有源阻尼方式进行抑制，选用双二阶广义积分器(SOGI)结合锁频环的方法提取正、负序分量。

步骤二：对三相电网电压、网侧输出电流和滤波电容处电流采样，分别进行Clark变换得到αβ坐标系下的值e_α、e_β、i_2α、i_2β和i_cα、i_cβ，对e_α、e_β正负序分离，利用SOGI求得αβ坐标系下正负序电网电压分量e_α ⁺、e_β ⁺、e_α ^-、e_β ^-，对e_α ⁺、e_β ⁺进行Park变换，得到e_d ⁺、e_q ⁺并锁相。

步骤三：将直流电压给定信号和反馈信号做差，送入PI调节器，PI调节器输出信号通过陷波器得到d轴正序指令电流信号

步骤四：将和给定值做反Park变换，得到α、β轴正序指令电流信号

步骤五：将和以矩阵的形式与负序指令电流生成矩阵T_n相乘再乘以比例因子k，得到α、β轴负序指令电流信号通过调节k，能够同时平滑调节网侧二次瞬时有功、二次瞬时无功功率和交流侧输出三相电流。

电网不平衡时，定义φ₊、φ_-为正负序电网电压分量的相位初始值，θ₊、θ_-为正负序网侧电流分量的相位初始值，E⁺、E^-、I₂ ⁺、I₂ ^-为正负序电网电压矢量和网侧电流矢量的幅值。

根据瞬时功率理论，平均有功、无功功率p₀、q₀，二次瞬时有功、无功功率p₂、q₂可以表示为

$\left\{\begin{array}{c}{p}_0=1.5(e_{\mathrm{\α}}^{+}{i}_{\mathrm{\α}}^{+}+e_{\mathrm{\α}}^{-}{i}_{\mathrm{\α}}^{-}+e_{\mathrm{\β}}^{+}{i}_{\mathrm{\β}}^{+}+e_{\mathrm{\β}}^{-}{i}_{\mathrm{\β}}^{-})=1.5E^{+}{I}_2^{+}\cos ({\mathrm{\θ}}_{+}-{\mathrm{\φ}}_{+})+1.5E^{-}{I}_2^{-}\cos ({\mathrm{\θ}}_{-}-{\mathrm{\φ}}_{-})\\ p_2=1.5(e_{\mathrm{\α}}^{+}{i}_{\mathrm{\α}}^{-}+e_{\mathrm{\α}}^{-}{i}_{\mathrm{\α}}^{+}+e_{\mathrm{\β}}^{+}{i}_{\mathrm{\β}}^{-}+e_{\mathrm{\β}}^{-}{i}_{\mathrm{\β}}^{+})=1.5E^{+}{I}_2^{-}\cos (2{\mathrm{\ω}}_{0}t+{\mathrm{\φ}}_{+}+{\mathrm{\θ}}_{-})+1.5E^{-}{I}_2^{+}\cos (2{\mathrm{\ω}}_{0}t+{\mathrm{\φ}}_{-}+{\mathrm{\θ}}_{+})\\ q_0=1.5(e_{\mathrm{\β}}^{+}{i}_{\mathrm{\α}}^{+}+e_{\mathrm{\β}}^{-}{i}_{\mathrm{\α}}^{-}-e_{\mathrm{\α}}^{+}{i}_{\mathrm{\β}}^{+}-e_{\mathrm{\α}}^{-}{i}_{\mathrm{\β}}^{-})=1.5E^{+}{I}_2^{+}\sin ({\mathrm{\θ}}_{+}-{\mathrm{\φ}}_{+})+1.5E^{-}{I}_2^{-}\sin ({\mathrm{\θ}}_{-}-{\mathrm{\φ}}_{-})\\ q_2=1.5(e_{\mathrm{\β}}^{+}{i}_{\mathrm{\α}}^{-}+e_{\mathrm{\β}}^{-}{i}_{\mathrm{\α}}^{+}-e_{\mathrm{\α}}^{+}{i}_{\mathrm{\β}}^{-}-e_{\mathrm{\α}}^{-}{i}_{\mathrm{\β}}^{+})=1.5E^{+}{I}_2^{-}\sin (2{\mathrm{\ω}}_{0}t+{\mathrm{\φ}}_{+}+{\mathrm{\θ}}_{-})-1.5E^{-}{I}_2^{+}\sin (2{\mathrm{\ω}}_{0}t+{\mathrm{\φ}}_{-}+{\mathrm{\θ}}_{+})\end{array}\right.$

为了消除网侧二次瞬时有功功率，需保证以下等式成立

$\left\{\begin{array}{c}{E}^{+}{I}_2^{-}=E^{-}{I}_2^{+}\\ {\mathrm{\φ}}_{+}+{\mathrm{\θ}}_{-}={\mathrm{\φ}}_{-}+{\mathrm{\θ}}_{+}\±\mathrm{\π}\end{array}\right.$

那么 $\left\{\begin{array}{c}{p}_0=1.5I_{2\mathrm{dp}}^{+}\frac{(E^{+2}-E^{-2})}{E^{+}}\\ q_0=-1.5I_{2\mathrm{qp}}^{+}\frac{(E^{+2}+E^{-2})}{E^{+}}\end{array}\right.$

式中I_2dp ⁺、I_2qp ⁺为正序旋转坐标系下网侧正序电流d、q轴分量。

在负序旋转坐标系下，网侧负序电流d、q轴分量可表示为

$\left[\begin{array}{c}{I}_{2\mathrm{dn}}^{-}\\ I_{2\mathrm{qn}}^{-}\end{array}\right]=I_2^{-}\left[\begin{array}{c}\cos ({\mathrm{\φ}}_{-}-{\mathrm{\θ}}_{-})\\ \sin ({\mathrm{\φ}}_{-}-{\mathrm{\θ}}_{-})\end{array}\right]=-\frac{E^{-}}{E^{+}}\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& -1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_{2\mathrm{dp}}^{+}\\ I_{2\mathrm{qp}}^{+}\end{array}\right]$

那么在αβ坐标系下，负序指令电流值为

$\left[\begin{array}{c}{I_{2\mathrm{\α}}^{-}}^{*}\\ {I_{2\mathrm{\β}}^{-}}^{*}\end{array}\right]=-\frac{E^{-}}{E^{+}}{T}_{2r/2s}(-{\mathrm{\ω}}_{0}t-{\mathrm{\φ}}_{-})\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& -1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I_{2\mathrm{dp}}^{+}}^{*}\\ {I_{2\mathrm{qp}}^{+}}^{*}\end{array}\right]=-\frac{1}{E^{+}}\left[\begin{array}{cc}{e}_{\mathrm{\α}}^{-}& e_{\mathrm{\β}}^{-}\\ e_{\mathrm{\β}}^{-}& -e_{\mathrm{\α}}^{-}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I_{2\mathrm{dp}}^{+}}^{*}\\ {I_{2\mathrm{qp}}^{+}}^{*}\end{array}\right]$

同理为了消除二次瞬时无功功率，需保证以下等式成立

$\left\{\begin{array}{c}{E}^{+}{I}_2^{-}=E^{-}{I}_2^{+}\\ {\mathrm{\φ}}_{+}+{\mathrm{\θ}}_{-}={\mathrm{\φ}}_{-}+{\mathrm{\θ}}_{+}\end{array}\right.$

其负序指令电流可表示为

$\left[\begin{array}{c}{I_{2\mathrm{\α}}^{-}}^{*}\\ {I_{2\mathrm{\β}}^{-}}^{*}\end{array}\right]=\frac{1}{E^{+}}\left[\begin{array}{cc}{e}_{\mathrm{\α}}^{-}& e_{\mathrm{\β}}^{-}\\ e_{\mathrm{\β}}^{-}& -e_{\mathrm{\α}}^{-}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I_{2\mathrm{dp}}^{+}}^{*}\\ {I_{2\mathrm{qp}}^{+}}^{*}\end{array}\right]$

由此可以得到基于网侧瞬时功率模型的负序指令电流生成矩阵

$T_n=\frac{k}{E^{+}}\left[\begin{array}{cc}{e}_{\mathrm{\α}}^{-}& e_{\mathrm{\β}}^{-}\\ e_{\mathrm{\β}}^{-}& -e_{\mathrm{\α}}^{-}\end{array}\right]$

通过调节比例因子k，可以在k＝-1时，消除网侧二次瞬时有功功率，k＝1时，消除二次瞬时无功功率，k＝0时，实现交流侧输出三相平衡电流。

步骤六：将i_2α ^+*、i_2β ^+*与i_2α ^-*、i_2β ^-*相加得到α、β坐标系下指令电流信号i_2α ^*、i_2β ^*，与反馈信号i_2α、i_2β做差送入PR调节器。

步骤七：PR调节器的输出与电网电压前馈信号e_α、e_β相加与阻尼项R·i_cα、R·i_cβ做差，得到并网逆变器的调制信号u_α和u_β，为SVPWM模块产生脉冲驱动。

图5和图6为基于网侧瞬时功率模型的多目标协同优化实验波形图。从图5中可以看出，当k从0变化到-1时，三相输出电流的不平衡度增大，网侧二次瞬时有功功率波动减小，对应直流侧电压二次波动也减小，二次瞬时无功功率波动变大。从图6中可以看出，当k从0变化到1时，三相输出电流的不平衡度增大，网侧二次瞬时有功功率波动变大，对应直流侧电压二次波动也变大，二次瞬时无功功率波动基本消除。

实施例2：

本实施方式所述的电网不平衡时负序电流幅值相位解析的并网逆变器多目标协同优化方法，是基于变换器侧瞬时功率模型的，本实施例2的步骤五与所述的实施例1的步骤五不同，其余步骤相同。本实施例2的步骤五如下：

步骤五：

将i_2d ^+*和i_2q ^+*以矩阵的形式与负序指令电流生成矩阵T_m相乘再乘以比例因子k，得到α、β轴负序指令电流信号i_2α ^-*、i_2β ^-*。通过调节k，能够同时平滑调节变换器侧二次瞬时有功、二次瞬时无功功率和交流侧输出三相电流。

定义u_α ⁺、u_α ^-、u_β ⁺、u_β ^-为αβ坐标系下逆变器输出电压正负序分量，I₁ ⁺、I₁ ^-以及γ₊、γ_-为变换器侧正负序输出电流的幅值和初始相位，u_dp ⁺、u_qp ⁺为正序旋转坐标系下逆变器输出电压的d、q轴正序分量。LCL滤波器中的滤波电容支路在低频段可等效为开路，因此认为

$\left[\begin{array}{c}{I}_1^{+}\∠{\mathrm{\γ}}_{+}\\ I_1^{-}\∠{\mathrm{\γ}}_{-}\end{array}\right]\≈\left[\begin{array}{c}{I}_2^{+}\∠{\mathrm{\θ}}_{+}\\ I_2^{-}\∠{\mathrm{\θ}}_{-}\end{array}\right]$

在负序旋转坐标系下，网侧负序电流d、q轴分量可表示为

那么在αβ坐标系下，网侧负序指令电流值为

$\left[\begin{array}{c}{I_{2\mathrm{\α}}^{-}}^{*}\\ {I_{2\mathrm{\β}}^{-}}^{*}\end{array}\right]=T_{2r/2s}(-{\mathrm{\ω}}_{0}t-{\mathrm{\φ}}_{-})\left[\begin{array}{c}{I_{2\mathrm{dn}}^{-}}^{*}\\ {I_{2\mathrm{qn}}^{-}}^{*}\end{array}\right]=-\frac{1}{U^{+2}}\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{\α}}^{-}& u_{\mathrm{\β}}^{-}\\ u_{\mathrm{\β}}^{-}& -u_{\mathrm{\α}}^{-}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{dp}}^{+}& u_{\mathrm{qp}}^{+}\\ -u_{\mathrm{qp}}^{+}& u_{\mathrm{dp}}^{+}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I_{2\mathrm{dp}}^{-}}^{*}\\ {I_{2\mathrm{qp}}^{-}}^{*}\end{array}\right]$

同理为了消除二次瞬时无功功率，其负序指令电流为

$\left[\begin{array}{c}{I_{2\mathrm{\α}}^{-}}^{*}\\ {I_{2\mathrm{\β}}^{-}}^{*}\end{array}\right]=\frac{1}{U^{+2}}\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{\α}}^{-}& u_{\mathrm{\β}}^{-}\\ u_{\mathrm{\β}}^{-}& -u_{\mathrm{\α}}^{-}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{dp}}^{+}& u_{\mathrm{qp}}^{+}\\ -u_{\mathrm{qp}}^{+}& u_{\mathrm{dp}}^{+}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I_{2\mathrm{dp}}^{-}}^{*}\\ {I_{2\mathrm{qp}}^{-}}^{*}\end{array}\right]$

由此可以得到基于变换器侧瞬时功率模型的负序指令电流生成矩阵

$T_m=\frac{k}{U^{+2}}\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{\α}}^{-}& u_{\mathrm{\β}}^{-}\\ u_{\mathrm{\β}}^{-}& -u_{\mathrm{\α}}^{-}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{dp}}^{+}& u_{\mathrm{qp}}^{+}\\ -u_{\mathrm{qp}}^{+}& u_{\mathrm{dp}}^{+}\end{array}\right]$

通过调节比例因子k，可以在k＝-1时，抑制直流电压二次波动，k＝1时，抑制二次瞬时无功功率，k＝0时，实现交流侧输出三相平衡电流。

图7和图8为基于变换器侧瞬时功率模型的多目标协同优化实验波形图。从图7中可以看出，当k从0变化到-1时，三相输出电流的不平衡度增大，直流电压二次波动基本消除，对应变换器侧二次瞬时有功功率波动也减小，而二次瞬时无功功率波动变大。从图8中可以看出，当k从0变化到1时，三相输出电流的不平衡度增大，直流电压二次波动变大，对应变换器侧二次瞬时有功功率波动也变大，而瞬时二次无功功率波动基本消除。

Claims (4)

1.一种并网逆变器多目标协同优化的不平衡控制方法，其特征在于：解析负序电流的幅值和相位关系，得到基于网侧和变换器侧瞬时功率模型的负序指令电流生成矩阵T_n和T_m，调节比例因子k达到多种目标协同控制和逆变器的最优工作状态，具体实现步骤为：

步骤一：建立LCL滤波的三相并网逆变器的主电路和控制电路，主电路包括分布式发电模块等效的直流电源u_dc、直流侧电容C、并网逆变器V、输出LCL滤波器，控制电路采用PI电压外环和PR电流内环的双闭环控制策略；

步骤二：对三相电网电压、三相网侧电流和滤波电容处电流采样，分别进行Clark变换得到αβ坐标系下的值e_α、e_β、i_2α、i_2β和i_cα、i_cβ，利用双二阶广义积分器SOGI对所需信号提取正负序分量；

步骤三：将直流电压给定信号和反馈信号做差，送入PI调节器，PI调节器输出信号经过陷波器得到d轴正序指令电流信号

步骤四：将d轴正序指令电流信号和给定值做反Park变换，得到α、β轴正序指令电流信号

步骤五：将和以矩阵的形式与负序指令电流生成矩阵T_n或T_m相乘再乘以比例因子k，得到α、β轴负序指令电流信号通过调节k，能够同时平滑调节二次瞬时有功功率、二次瞬时无功功率和网侧输出三相电流；

步骤六：将与相加得到α、β坐标系下指令电流信号与反馈信号i_2α、i_2β做差送入PR调节器；

步骤七：PR调节器的输出与电网电压前馈信号e_α、e_β相加并与阻尼项R·i_cα、R·i_cβ做差，得到并网逆变器的调制信号u_α和u_β，为SVPWM模块产生脉冲驱动。

2.根据权利要求1所述一种并网逆变器多目标协同优化的不平衡控制方法，其特征在于：所述陷波器的传递函数为

$G_{\mathrm{nf}}\left(s\right)=\frac{s^2+{{\mathrm{\ω}}_n}^2}{s^2+{\mathrm{\ω}}_{c}s+{{\mathrm{\ω}}_n}^2}$

其中ω_c为带宽，ω_n为中心频率，ω_n＝2ω₀，ω₀为电网基波角频率。

3.根据权利要求1所述一种并网逆变器多目标协同优化的不平衡控制方法，其特征在于：基于网侧瞬时功率模型的负序指令电流生成矩阵T_n为

$T_n=\frac{k}{E^{+}}\left[\begin{array}{cc}{e}_{\mathrm{\α}}^{-}& e_{\mathrm{\β}}^{-}\\ e_{\mathrm{\β}}^{-}& -e_{\mathrm{\α}}^{-}\end{array}\right]$

基于变换器侧瞬时功率模型的负序指令电流生成矩阵T_m为

$T_m=\frac{k}{U^{+2}}\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{\α}}^{-}& u_{\mathrm{\β}}^{-}\\ u_{\mathrm{\β}}^{-}& -u_{\mathrm{\α}}^{-}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{dp}}^{+}& u_{\mathrm{qp}}^{+}\\ {-u}_{\mathrm{qp}}^{+}& u_{\mathrm{dp}}^{+}\end{array}\right]$

其中分别为αβ坐标系下电网电压负序分量，分别表示αβ坐标系下逆变器输出电压负序分量，k为调节因子。

4.根据权利要求1所述一种并网逆变器多目标协同优化的不平衡控制方法，其特征在于：阻尼项中阻尼系数R取4，阻尼方法为电容电流比例反馈的有源阻尼。