CN105827133A - 基于电容电压预测的分布式逆变器谐振抑制方法及系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种基于电容电压预测的分布式逆变器谐振抑制方法及系统，属于逆变器控制技术领域。本发明首先通过采集的网侧电压和计算所得网侧滤波电感中寄生电阻的压降估算含有谐振信号成分的电容相电压瞬时值，然后采用预估电容电压为反馈变量的有源阻尼控制方法进行谐振抑制。为了进一步加强谐振抑制效果，本发明还融合了并网点电压比例控制谐振抑制方法，通过仿真及试验验证了所提算法的有效性。由于网侧电压的采集在逆变器原电路中已经具备，不需要增加额外成本，只需要在原来控制算法中加入该谐振抑制算法即可。

Description

基于电容电压预测的分布式逆变器谐振抑制方法及系统

技术领域

本发明涉及一种基于电容电压预测的分布式逆变器谐振抑制方法及系统，属于逆变器控制技术领域。

背景技术

对于分布式发电系统多并网逆变器集群，其模型及其等效模型电路如图1所示，包括多个并联的逆变器，考虑到分布式光伏集群系统中的逆变器通常来自同一厂家，因此其逆变器LCL滤波器参数、控制环参数、数字延时、PWM时基等参数完全一致，由此通过简化与合并，可进一步得到分布式集群系统第n台逆变器等效模型电路图如图2所示。从图2可得出n台逆变器并联时，每台逆变器的谐振频率表达式如下：

${\mathrm{\ω}}_{res}=\sqrt{\frac{1}{L_{1}C}(1+\frac{L_1}{L_2+{\mathrm{nL}}_g})}---1)$

由上式可知，逆变器并联台数增多时，逆变器集群谐振频率呈现减小趋势，而LCL滤波器对高频衰减幅度较大，低频衰减特性减弱，因此会导致在低频时发生谐振。针对分布式光伏发电系统中逆变器间的谐振抑制，目前逆变器的谐振抑制方法大多数采用电容电流反馈抑制方法，在电容电流反馈的有源阻尼控制方法中，电容电流需要电流传感器采样或者估算得到，但是估算电容电流事实上比较困难，只能通过电流传感器采样得到，对于逆变器来说需要增加硬件成本、且整改周期可能较长。

发明内容

本发明的目的是提供一种基于电容电压预测的分布式逆变器谐振抑制方法及系统，以解决目前谐波抑制过程中需增加相应的传感器导致成本增加的问题。

本发明为解决上述技术问题而提供一种基于电容电压预测的分布式逆变器谐振抑制方法，该方法包括以下步骤：

1)采集网侧电压，并通过寄生电阻的取值及采集网侧电流计算网侧滤波电感中寄生电阻的压降，根据上述信息估算含有谐振信号成分的电容电压瞬时值；

2)将估算出的电容电压作为反馈变量构造陷波器D(s)，使得D(s)在谐振频率点处产生一个负的谐振峰，以抵消光伏逆变器中由LCL滤波器所产生的正的谐振峰，以实现对LCL滤波器谐振的抑制。

该方法还包括对并网点电压产生谐振的抑制，通过引入并网点电压的负反馈，实时调整桥臂侧输出电压，即当并网点的电压大于正常值时，减小桥臂侧输出电压，当并网点的电压小于正常值时，增大桥臂侧的输出电压。

所述步骤1)中根据电网电压和网侧电流估算电容电压Vc的过程如下：

A.将采样得到的电网侧电压瞬时值u_ab、u_bc、u_ca转化为相电压瞬时值u_a、u_b、u_c；

B.根据电感中寄生电阻的压降Ri_a、Ri_b、Ri_c估算出含有谐振信号成分的电容相电压瞬时值u_{a_cf}、u_{b_cf}、u_{c_cf}

u_{a_cf}＝u_a+Ri_a

u_{b_cf}＝u_b+Ri_b

u_{c_cf}＝u_c+Ri_c

其中R为网侧电感寄生电阻，R＝ωL₂，L₂为网侧电感值。

所构造的陷波器D(s)为：

$D\left(s\right)=\frac{1}{1-H\left(s\right)E\left(s\right)}$

$E\left(s\right)=\frac{1}{L_{1}C(s^2+{\mathrm{\ω}}_{res}^2)}$

$H\left(s\right)=\frac{V_{damp}\left(s\right)}{V_c\left(s\right)}=k_d\frac{T_{d}s+1}{{\mathrm{\αT}}_{d}s+1}$

其中V_c(s)为电容电压，V_damp(s)为补偿的阻尼电压分量，E(s)为V(s)到电容电压Vc(s)的传递函数，H(s)为电容电压V_c(s)到补偿的阻尼电压分量V_damp(s)的传递函数，L₁为桥臂侧电感，ω_res为LCL滤波器产生的谐振频率，k_d为电容电压的调制系数，α＜1，Td为超前校正环节时间常数。

引入并网点电压负反馈的调制电压表达式为：

v_con＝v+v_damp+k_u(u_ref-u_s)

其中v为原有调制电压，为电流环PI调节器的输出；v_damp为滤波电容电压的反馈分量；k_u(u_ref-u_s)为并网点电压的比例控制分量，k_u为电压比例控制系数，u_ref为并网点电压指令值，u_s为并网点电压反馈值。

本发明还提供了一种基于电容电压预测的分布式逆变器谐振抑制系统，该系统包括电容电压估算模块和有源阻尼控制模块，所述的电容电压估算模块用于根据网侧电压和网侧滤波电感中寄生电阻估算含有谐振信号成分的电容电压瞬时值；所述的有源阻尼控制模块用于以估算出的电容电压为反馈变量构建陷波器，使陷波器在谐振频率点处产生一个负的谐振峰，以实现对LCL滤波器谐振的抑制。

所述的谐振抑制系统还包括并网点电压谐振抑制模块，该并网点电压谐振抑制模块用于通过引入并网点电压的负反馈，实时调整桥臂侧输出电压，即当并网点的电压大于正常值时，减小桥臂侧输出电压，当并网点的电压小于正常值时，增大桥臂侧的输出电压。

所述电容电压估算模块估算电容电压的过程如下：

A.将采样得到的电网侧电压瞬时值u_ab、u_bc、u_ca转化为相电压瞬时值u_a、u_b、u_c；

B.根据电感中寄生电阻的压降Ri_a、Ri_b、Ri_c估算出含有谐振信号成分的电容相电压瞬时值u_{a_cf}、u_{b_cf}、u_{c_cf}

u_{a_cf}＝u_a+Ri_a

u_{b_cf}＝u_b+Ri_b

u_{c_cf}＝u_c+Ri_c

其中R为网侧电感寄生电阻，R＝ωL2，L2为网侧电感值。

所述有源阻尼控制模块构造的陷波器D(s)为：

$D\left(s\right)=\frac{1}{1-H\left(s\right)E\left(s\right)}$

$E\left(s\right)=\frac{1}{L_{1}C(s^2+{\mathrm{\ω}}_{res}^2)}$

$H\left(s\right)=\frac{V_{damp}\left(s\right)}{V_c\left(s\right)}=k_d\frac{T_{d}s+1}{{\mathrm{\αT}}_{d}s+1}$

其中V_c(s)为电容电压，V_damp(s)为补偿的阻尼电压分量，E(s)为V(s)到电容电压Vc(s)的传递函数，H(s)为电容电压V_c(s)到补偿的阻尼电压分量V_damp(s)的传递函数，L₁为桥臂侧电感，ω_res为LCL滤波器产生的谐振频率，k_d为电容电压的调制系数，α＜1，Td为超前校正环节时间常数。

所述的并网点电压谐振抑制模块引入并网点电压负反馈的调制电压表达式为：

v_con＝v+v_damp+k_u(u_ref-u_s)

其中v为原有调制电压，为电流环PI调节器的输出；v_damp为滤波电容电压的反馈分量；k_u(u_ref-u_s)为并网点电压的比例控制分量，k_u为电压比例控制系数，u_ref为并网点电压指令值，u_s为并网点电压反馈值。

本发明的有益效果是:本发明首先通过采集的网侧电压和计算所得网侧滤波电感中寄生电阻的压降估算含有谐振信号成分的电容相电压瞬时值，然后采用预估电容电压为反馈变量的有源阻尼控制方法进行谐振抑制。为了进一步加强谐振抑制效果，本发明还融合了并网点电压比例控制谐振抑制方法，通过仿真及试验验证了所提算法的有效性。由于网侧电压的采集在逆变器原电路中已经具备，不需要增加额外成本，只需要在原来控制算法中加入该谐振抑制算法即可。

附图说明

图1是分布式光伏集群运行系统及其等效模型电路图；

图2是分布式集群系统第n台逆变器等效模型电路图；

图3是光伏逆变器中采用LCL滤波器的电路示意图；

图4是LCL滤波器的伯德图；

图5是超前校正环节的伯德图；

图6是估算电容电压反馈有源阻尼控制框图；

图7是估算电容电压反馈有源阻尼控制等效框图；

图8是G(s)、D(s)、D(s)G(s)、H(s)伯德图；

图9是单相等效电路图；

图10-a是不加谐振抑制算法的仿真波形图；

图10-b是加谐振抑制算法的仿真波形图；

图11-a是不加谐振抑制算法时逆变器启动实验结果；

图11-b是加谐振抑制算法时逆变器启动实验结果。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式做进一步的说明。

基于电容电压预测的分布式逆变器谐振抑制方法的实施例

本发明通过已采集的网侧电压和计算所得网侧滤波电感中寄生电阻的压降估算含有谐振成分的电容电压瞬时值，将估算出的电容电压作为反馈变量采用有源阻尼的控制方式对逆变器进行谐振抑制。

下面以典型的单相LCL滤波器为例对本发明的原理进行详细说明，光伏逆变器中采用的LCL滤波器电路如图3所示，其中V为逆变器桥臂侧电压，E为网侧电压，LCL滤波电路在复频域下的数学模型为：

$V\left(s\right)=I\left(s\right)*{\mathrm{sL}}_1+I_c\left(s\right)*\frac{1}{sC}---2)$

$I_g\left(s\right)*{\mathrm{sL}}_2+E\left(s\right)=I_c\left(s\right)*\frac{1}{sC}---3)$

I(s)＝I_c(s)+I_g(s)4)

由2)、3)、4)式得

$I_g\left(s\right)=\frac{1}{s^3{L}_1{\mathrm{CL}}_2+s(L_1+L_2)}V\left(s\right)-\frac{s^2{L}_{1}C+1}{s^3{L}_1{\mathrm{CL}}_2+s(L_1+L_2)}E\left(s\right)---5)$

由5)式可知在滤波器参数确定的情况下，网侧电流由逆变器侧电压和电网电压两个变量决定，因此光伏逆变器可看作是输入为电网电压和逆变器侧电压，输出为电网电流的多输入单输出控制系统，若把电网电压当系统的干扰量，则可得到滤波器的输入电压到输出电流的转移函数，及转移导纳为：

$Y=\frac{I_g\left(s\right)}{V\left(s\right)}=\frac{1}{s^3{L}_1{\mathrm{CL}}_2+s(L_1+L_2)}---6)$

则转移阻抗为：

$Z=\frac{V\left(s\right)}{I_g\left(s\right)}=s^3{L}_1{\mathrm{CL}}_2+s(L_1+L_2)---7)$

在某一频率范围内系统产生谐振时有Z＝0，则：s³L₁CL₂+s(L₁+L₂)＝0，其中s＝jω，则可得到谐振频率为：

${\mathrm{\ω}}_{res}=\sqrt{\frac{L_1+L_2}{L_1{\mathrm{CL}}_2}}---8)$

以某一相逆变桥参数为例，将以某一相逆变桥参数为例，将L1＝140uH，L2＝40uH，C＝720uF代入6)式，可画出滤波器的伯德图如图4所示。由伯德图知系统在1.12kHz(对应角频率7050rad/s)产生谐振，所以影响了系统的稳定性能。事实上，LCL滤波器的谐振特性是由于较低的系统阻尼所导致的，因此需要在光伏逆变器系统控制中加入阻尼控制方案。

对于估算电容电压反馈的有源阻尼控制方法分析如下：当把电网电压E(s)看作系统的干扰量时，由3)式得Ig(s)为：

$I_g\left(s\right)=I_c\left(s\right)*\frac{1}{s^2{L}_{2}C}---9)$

将9)式代入4)式可得Ic(s)为

$I_c\left(s\right)=\frac{L_2{\mathrm{Cs}}^2}{L_2{\mathrm{Cs}}^2+1}I\left(s\right)---10)$

将10)式代入2)式可得逆变器桥臂侧输出电压V(s)到桥臂侧输出电流I(s)的传递函数为G(s)

$G\left(s\right)=\frac{I\left(s\right)}{V\left(s\right)}=\frac{L_2{\mathrm{Cs}}^2+1}{L_1{\mathrm{CL}}_2{s}^3+(L_1+L_2)s}---11)$

则传递函数的特征方程为：

L₁CL₂s³+(L₁+L₂)s＝012)

式12)中缺s²项，由劳思-赫尔维茨稳定判据可知系统不稳定，为了使系统稳定，则需要在传递函数的特征方程中人为引入s²项，因为是采用电容电压反馈阻尼控制方案，所以可以考虑用电容电压Vc(s)来引入，而Vc(s)与I(s)的关系表达式为：

$V_c\left(s\right)=\frac{L_{2}s}{{\mathrm{CL}}_2{s}^2+1}I\left(s\right)---13)$

单纯引入Vc(s)不能增加特征方程中的s2项，需要Vc(s)*H(s)引入s2项，

将Vc(s)*H(s)加入由11)式所得到的V(s)中，即

$V\left(s\right)=\frac{L_1{\mathrm{CL}}_2{s}^3}{{\mathrm{CL}}_2{s}^2+1}I\left(s\right)+\frac{(L_1+L_2)s}{{\mathrm{CL}}_2{s}^2+1}I\left(s\right)+\frac{L_{2}sH\left(s\right)}{{\mathrm{CL}}_2{s}^2+1}I\left(s\right)---14)$

则逆变器桥臂侧输出电压V(s)到桥臂侧输出电流I(s)的传递函数G(s)变换为

$G\left(s\right)=\frac{I\left(s\right)}{V\left(s\right)}=\frac{{\mathrm{CL}}_2{s}^2+1}{L_1{\mathrm{CL}}_2{s}^3+L_{2}sH\left(s\right)+(L_1+L_2)s}---15)$

通过对G(s)的特征方程观察可知，当H(s)＝s时，才会出现s²项，为了对LCL滤波器的阻尼进行调制，这里引入电容电压的调制系数K_d，则H(s)＝K_ds，由以上分析表明，当选用Vc(s)作为反馈变量时，需要将H(s)配置成微分环节，而微分环节实现困难，且易引入噪声(即对Vc(s)求一阶导，当Vc(s)变化很小时，Vc(s)的一阶导可能变化很大，易造成系统不稳定)，为此本发明采用超前校正环节代替微分环节的实现思路，如图5所示，超前校正环节的传递函数为：

$H\left(s\right)=k_d\frac{T_{d}s+1}{{\mathrm{\αT}}_{d}s+1}---16)$

式16)中，K_d为电容电压的调制系数，且α＜1。

由图5的超前校正环节的幅频特性曲线看以看出，其类似于高通滤波器，对低频衰减，对高频通过，具有选频特性；其相频具有正的相移，频率在1/T_d和1/αT_d间的输入信号，具有明显的微分作用(这就是用超前校正环节代替微分环节的原因)，而且输出信号的相位输入信号的相位超前，增加了系统的相位裕度；当时，最大超前角为φ_max＝arcsin[(1-α)/(1+α)]；超前校正环节具有高通特性，因而抗高频干扰能力比较弱，所以K_d不能太大。

根据上述分析，以电容电压为反馈变量的基于陷波器校正法的有源阻尼控制如图6所示，其中K_PWM为桥路增益，忽略PWM控制的小惯性特性，其基本思想是通过引入电容电压Vc(s)为反馈变量构造陷波器D(s)，使得D(s)在谐振频率点处产生一个负的谐振峰与之叠加，能够抵消和抑制图4中正的谐振峰。E(s)为V(s)到反馈变量Vc(s)传递函数，

$E\left(s\right)=\frac{1}{L_{1}C(s^2+{\mathrm{\ω}}_{res}^2)}---17)$

电容电压Vc(s)到补偿的阻尼电压分量V_damp(s)的传递函数为：

$H\left(s\right)=\frac{V_{damp}\left(s\right)}{V_c\left(s\right)}=k_d\frac{T_{d}s+1}{{\mathrm{\αT}}_{d}s+1}---18)$

由18)式得到Z域离散传递函数为：

$H\left(z\right)=\frac{V_{damp}\left(z\right)}{V_c\left(z\right)}=\frac{k_d(2T_d+T_s)+k_d(T_s-2T_d)Z^{-1}}{(2{\mathrm{\αT}}_d+T_s)-(2{\mathrm{\αT}}_d-T_s)Z^{-1}}---19)$

将V_damp(z)写成差分方程如下式所示：

$V_{damp}\left(n\right)=\frac{K_d\left(2T_d+T_s\right)}{2{\mathrm{\αT}}_d+T_s}{V}_c\left(n\right)+\frac{K_d\left(T_s-2T_d\right)}{2{\mathrm{\αT}}_d+T_s}{V}_c\left(n-1\right)+\frac{2{\mathrm{\αT}}_d-T}{2{\mathrm{\αT}}_d+T_s}{V}_{damp}\left(n-1\right)---20)$

由于V_c(s)在实际中经过硬件采样电路中二阶低通滤波器和软件中的一阶低通滤波器进行滤波，因此采样得到的V_c(s)存在相位滞后，在本文的试验样机中滞后9.54°，因此取相位补偿为10°，即φ_max＝10°，由此求出α＝(1-sinφ_max)/(1+sinφ_max)＝0.7042，由确定出Td＝0.00017016s；Ts为采样周期(0.000417s)；由仿真得到K_d＝0.06时，抑制效果较好；由图6可求得陷波器的传递函数D(s)为：

$D\left(s\right)=\frac{1}{1-H\left(s\right)E\left(s\right)}---21)$

由11)式、16)式、21)式画出G(s)、D(s)、D(s)G(s)、H(s)(超前校正环节)特性曲线如图8所示。

由图7的等效控制图可知超前校正环节的引入，使系统前向控制通道中构成了一陷波器环节D(s)，由图8可知，陷波器环节D(s)在低频段和高频段时|D(jω)|＝1，即幅频特性为0db，所以对电流环性能没有影响，而会在谐振频率附近产生一个负的谐振峰，以抵消LCL滤波器产生的正谐振峰，使得D(s)G(s)的谐振峰为0db，抑制了LCL谐振。

本发明采用上述控制原理对分布式光伏逆变器进行谐振抑制，具体的实施过程如下。

1.采集电网电压和网侧电流，估算LCL滤波器的电容电压，估算方法如下：

A.将采样得到的电网线电压瞬时值u_ab、u_bc、u_ca转化为相电压瞬时值u_a、u_b、u_c。

B.LCL滤波器中网侧电感的选值较小，为了估算方便，电感上的电压可忽略不计，谐振发生时，电容上的谐振电压通过网侧电感传递到PCC并网点，因此根据电感中寄生电阻的压降Ri_a、Ri_b、Ri_c可估算出含有谐振信号成分的电容相电压瞬时值u_{a_cf}、u_{b_cf}、u_{c_cf}，其中寄生电阻较小，对谐振信号的影响较小，根据实验的谐振抑制效果可以取值为R＝ωL₂，L₂为网侧电感值。

计算表达式如下：

u_{a_cf}＝u_a+Ri_a22)

u_{b_cf}＝u_b+Ri_b23)

u_{c_cf}＝u_c+Ri_c24)

2.将步骤1估算出的电容电压作为反馈变量构造陷波器D(s)，使得D(s)在谐振频率点处产生一个负的谐振峰，以抵消光伏逆变器中由LCL滤波器所产生的正的谐振峰，以实现对LCL滤波器谐振的抑制。陷波器D(s)的构造过程请参考公式13)—21)。

3.为了进一步加强谐振抑制效果，在上述控制的基础上本发明还增加并网点电压比例控制算法，具体方法如下：

光伏逆变器中采用的LCL滤波器和电网等效电感Lg组成的单相等效电路如图9所示，v为逆变器输出电压，e为网侧电压。当图9所示的LCL电路发生谐振时，则入网电流ig中存在谐振频率点附近的谐波分量，此电流谐波分量在电网等效电感Lg上产生谐振频率点附近的谢波电压分量，该谐波电压叠加在电网电压上导致并网点电压产生谐振，如果在谐振发生时通过实时调整逆变器桥臂侧的输出电压则能抑制并网点电压的谐振发生，即当并网点的电压大于正常值时，将桥臂侧输出电压减小，当并网点电压小于正常值时，将桥臂侧输出电压增大，并网点电压的负反馈，本发明采用比例控制，控制器输出的调制电压的表达式为：

v_con＝v+v_damp+k_u(u_ref-u_s)25)

其中v为原有的调制电压，即电流环PI调节器的输出，是调制电压的主要分量；v_damp为滤波电容电压的反馈分量，实现有源阻尼控制；k_u(u_ref-u_s)为并网点电压的比例控制分量，实时调节调制电压，使得桥臂侧输出电压实时调节抑制并网点电压谐振。在实际应用中，一般采用dq同步旋转坐标系下的控制方式，d、q轴的调制电压分量表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}{v}_d=(k_p+\frac{k_i}{s})(i_{d\_ref}-i_{d\_f})+v_{damp\_d}\\ +k_u(u_{d\_ref}-u_{d\_s})\\ v_q=(k_p+\frac{k_i}{s})(i_{q\_ref}-i_{q\_f})+v_{damp\_q}\end{array}\right.---26)$

其中：i_{d_ref}、i_{q_ref}分别为d、q轴电流指令值；i_{d_f}、i_{q_f}分别为d、q轴电流反馈值；v_{damp_d}为电容反馈电压d轴分量；v_{damp_q}为电容反馈电压q轴分量；u_{d_ref}为并网点d轴电压指令值；u_{d_s}为并网点d轴电压反馈值；(k_p+k_i/s)为电流环PI控制器。电网电压定向在同步旋转坐标系的d轴，因此u_{d_s}与并网点电压幅值相等，u_{q_s}接近于0，所以式26)中只对并网点电压d轴分量进行比例控制。由于控制中一般采用标幺值，所以u_{d_ref}给定为1(电网电压额定标幺值)。控制器的调制电压经桥路增益K_PWM放大后为逆变器桥臂侧输出电压，也由三部分组成，表达式如下：

V₂(s)＝V(s)+V_damp(s)+k_u[U_ref(s)-U_s(s)]27)

其中V(s)为桥臂侧原输出电压；V_damp(s)为补偿的阻尼电压分量；U_ref(s)为电压指令值；U_s(s)为并网点电压反馈值。

为了证明本发明能够对逆变器谐波进行很好的抑制，下面对本发明的谐振抑制方法进行仿真，其仿真结果如图10-b所示，其中图10-a为不进行谐振抑制的仿真波形，从图中可知，若不采用谐振抑制，并网点电压、并网电流和滤波电容均有较大的谐振，而采用本发明的谐振抑制方法，能够有效的抑制谐振的发生。不进行谐振抑制时逆变器的启动试验结果如图11-a所示，从该波形图中可以看出并网点电压和电流谐振逐渐发散，当电压谐振峰触发逆变器过压保护时，会使其跳闸而造成故障停机。采用本发明的谐振抑制方法的逆变器启动实验结果如图11-b所示，从该波形图中可知并网点电压和电流谐振逐渐衰减，保证了逆变器的正常运行。

Claims (10)

1.基于电容电压预测的分布式逆变器谐振抑制方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：

1)采集网侧电压，并通过寄生电阻的取值及采集网侧电流计算网侧滤波电感中寄生电阻的压降，根据上述信息估算含有谐振信号成分的电容电压瞬时值；

2)将估算出的电容电压作为反馈变量构造陷波器D(s)，使得D(s)在谐振频率点处产生一个负的谐振峰，以抵消光伏逆变器中由LCL滤波器所产生的正的谐振峰，以实现对LCL滤波器谐振的抑制。

2.根据权利要求1所述的基于电容电压预测的分布式逆变器谐振抑制方法，其特征在于，该方法还包括对并网点电压产生谐振的抑制，通过引入并网点电压的负反馈，实时调整桥臂侧输出电压，即当并网点的电压大于正常值时，减小桥臂侧输出电压，当并网点的电压小于正常值时，增大桥臂侧的输出电压。

3.根据权利要求1所述的基于电容电压预测的分布式逆变器谐振抑制方法，其特征在于，所述步骤1)中根据电网电压和网侧电流估算电容电压Vc的过程如下：

A.将采样得到的电网侧电压瞬时值u_ab、u_bc、u_ca转化为相电压瞬时值u_a、u_b、u_c；

B.根据电感中寄生电阻的压降Ri_a、Ri_b、Ri_c估算出含有谐振信号成分的电容相电压瞬时值u_{a_cf}、u_{b_cf}、u_{c_cf}

u_{a_cf}＝u_a+Ri_a

u_{b_cf}＝u_b+Ri_b

u_{c_cf}＝u_c+Ri_c

其中R为网侧电感寄生电阻，R＝ωL₂，L₂为网侧电感值。

4.根据权利要求1所述的基于电容电压预测的分布式逆变器谐振抑制方法，其特征在于，所构造的陷波器D(s)为：

$D\left(s\right)=\frac{1}{1-H\left(s\right)E\left(s\right)}$

$E\left(s\right)=\frac{1}{L_{1}C(s^2+{\mathrm{\ω}}_{res}^2)}$

$H\left(s\right)=\frac{V_{damp}\left(s\right)}{V_c\left(s\right)}=k_d\frac{T_{d}s+1}{{\mathrm{\αT}}_{d}s+1}$

其中V_c(s)为估算出的电容电压，V_damp(s)为补偿的阻尼电压分量，E(s)为V(s)到电容电压Vc(s)的传递函数，H(s)为电容电压V_c(s)到补偿的阻尼电压分量V_damp(s)的传递函数，L₁为桥臂侧电感，ω_res为LCL滤波器产生的谐振频率，k_d为电容电压的调制系数，α＜1，Td为超前校正环节时间常数。

5.根据权利要求2所述的基于电容电压预测的分布式逆变器谐振抑制方法，其特征在于，引入并网点电压负反馈的调制电压表达式为：

v_con＝v+v_damp+k_u(u_ref-u_s)

其中v为原有调制电压，即电流环PI调节器的输出；v_damp为滤波电容电压的反馈分量；k_u(u_ref-u_s)为并网点电压的比例控制分量，k_u为电压比例控制系数，u_ref为并网点电压指令值，u_s为并网点电压反馈值。

6.一种基于电容电压预测的分布式逆变器谐振抑制系统，其特征在于，该系统包括电容电压估算模块和有源阻尼控制模块，所述的电容电压估算模块用于根据网侧电压和网侧滤波电感中寄生电阻估算含有谐振信号成分的电容电压瞬时值；所述的有源阻尼控制模块用于以估算出的电容电压为反馈变量构建陷波器，使陷波器在谐振频率点处产生一个负的谐振峰，以实现对LCL滤波器谐振的抑制。

7.根据权利要求6所述的基于电容电压预测的分布式逆变器谐振抑制系统，其特征在于，所述的谐振抑制系统还包括并网点电压谐振抑制模块，该并网点电压谐振抑制模块用于通过引入并网点电压的负反馈，实时调整桥臂侧输出电压，即当并网点的电压大于正常值时，减小桥臂侧输出电压，当并网点的电压小于正常值时，增大桥臂侧的输出电压。

8.根据权利要求6所述的基于电容电压预测的分布式逆变器谐振抑制系统，其特征在于，所述电容电压估算模块估算电容电压的过程如下：

A.将采样得到的电网侧电压瞬时值u_ab、u_bc、u_ca转化为相电压瞬时值u_a、u_b、u_c；

B.根据电感中寄生电阻的压降Ri_a、Ri_b、Ri_c估算出含有谐振信号成分的电容相电压瞬时值u_{a_cf}、u_{b_cf}、u_{c_cf}

u_{a_cf}＝u_a+Ri_a

u_{b_cf}＝u_b+Ri_b

u_{c_cf}＝u_c+Ri_c

其中R为网侧电感寄生电阻，R＝ωL₂，L₂为网侧电感值。

9.根据权利要求6所述的基于电容电压预测的分布式逆变器谐振抑制系统，其特征在于，所述有源阻尼控制模块构造的陷波器D(s)为：

$D\left(s\right)=\frac{1}{1-H\left(s\right)E\left(s\right)}$

$E\left(s\right)=\frac{1}{L_{1}C(s^2+{\mathrm{\ω}}_{res}^2)}$

$H\left(s\right)=\frac{V_{damp}\left(s\right)}{V_c\left(s\right)}=k_d\frac{T_{d}s+1}{{\mathrm{\αT}}_{d}s+1}$

其中V_c(s)为电容电压，V_damp(s)为补偿的阻尼电压分量，E(s)为V(s)到电容电压Vc(s)的传递函数，H(s)为电容电压V_c(s)到补偿的阻尼电压分量V_damp(s)的传递函数，L₁为桥臂侧电感，ω_res为LCL滤波器产生的谐振频率，k_d为电容电压的调制系数，α＜1，Td为超前校正环节时间常数。

10.根据权利要求7所述的基于电容电压预测的分布式逆变器谐振抑制系统，其特征在于，所述的并网点电压谐振抑制模块引入并网点电压负反馈的调制电压表达式为：

v_con＝v+v_damp+k_u(u_ref-u_s)

其中v为原有调制电压，即电流环PI调节器的输出；v_damp为滤波电容电压的反馈分量；k_u(u_ref-u_s)为并网点电压的比例控制分量，k_u为电压比例控制系数，u_ref为并网点电压指令值，u_s为并网点电压反馈值。