CN104113218B - 一种含有源阻尼滤波单元的矩阵变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种含有源阻尼滤波单元的矩阵变换器，包括输入电源、LC输入滤波单元、开关矩阵和微处理单元，输入电源提供的电流依次通LC输入滤波单元和开关矩阵输入到负载中，其中，微处理单元通过控制LC滤波器的谐振阻尼，进而对LC滤波器输入电流波形进行控制，以获得预期的输出电压，根据预期的输出电压分配开关矩阵中各开关管的脉冲，控制开关矩阵中各开关管的工作状态。本发明还提供了上述含有源阻尼滤波单元的矩阵变换器的控制方法。本发明改善动态特性，而且可以降低电源电流谐波含量，使电源侧始终接近单位功率因数，提高矩阵变换器的效率。同时有效抑制LC滤波器出现的谐振，降低电源电流的总谐波畸变率，减弱矩阵变换器对电网的影响。

Description

一种含有源阻尼滤波单元的矩阵变换器及其控制方法

技术领域

本发明涉及一种矩阵变换器，特别涉及一种含有源阻尼滤波单元的矩阵变换器及其控制方法。

背景技术

在矩阵变换器的输入侧加上LC滤波器主要是为了满足电磁兼容性的要求，防止矩阵变换器输入端由于开关器件高频开关所带来的毛刺倒灌进入电网；滤除电网中高频电压成分，以免影响矩阵变换器的输出质量。但LC滤波器是二阶欠阻尼系统，当系统含有接近LC滤波器谐振频率的谐波时，输入电流会受到严重干扰，甚至系统不能正常工作。在分析矩阵变换器输入滤波器时，在三相输入电压平衡且三相负载平衡的前提下，可将三相-三相矩阵变换器等效为三个如图1所示的单相功率变换系统的组合。I_M为矩阵变换器的单相输入电流，U_S为单相电压源，I_S为单相电源电流，U_C为滤波器电容电压，以I_S,U_C作为输出变量，可得表达式：

$\left[\begin{array}{c}{I}_S\left(s\right)\\ U_C\left(s\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\frac{1}{s^2{L}_f{C}_f+1}& \frac{{\mathrm{sC}}_f}{s^2{L}_f{C}_f+1}\\ \frac{-{\mathrm{sL}}_f}{s^2{L}_f{C}_f+1}& \frac{1}{s^2{L}_f{C}_f+1}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_M\left(s\right)\\ U_S\left(s\right)\end{array}\right]$

由上式可以看出，当电源电压U_S或矩阵变换器输入电流I_M发生变化时，电源电流和滤波器电容电压将表现出无阻尼的暂态过程，容易引起两者的剧烈振荡。

为了增加系统的阻尼，可在滤波器电容两端并联一个阻尼电阻，如图2所示，此时滤波器输入输出量之间的关系如下：

$\left[\begin{array}{c}{I}_S^{\′}\left(s\right)\\ U_C^{\′}\left(s\right)\end{array}\right]=\begin{array}{c}\left[\begin{array}{cc}\frac{r_f}{s^2{L}_f{C}_f{r}_f+s{L}_f+r_f}& \frac{s{C}_f{r}_f+1}{s^2{L}_f{C}_f{r}_f+s{L}_f+r_f}\\ \frac{-s{L}_f{r}_f}{s^2{L}_f{C}_f{r}_f+{\mathrm{sL}}_f+r_f}& \frac{r_f}{s^2{L}_f{C}_f{r}_f+{\mathrm{sL}}_f+r_f}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_M^{\′}\left(s\right)\\ U_s^{\′}\left(s\right)\end{array}\right]\end{array}$

上述公式表明，阻尼电阻的引入增加了滤波器的阻尼，特征频率ω_n和阻尼系数ζ分 别为:

${\mathrm{\ω}}_n=\frac{1}{\sqrt{L_f{C}_f}},\mathrm{\ζ}=\frac{1}{2}\sqrt{\frac{L_f}{C_f{r}_f^2}}$

可见，在L_f与C_f确定的情况下，阻尼系数只与r_f有关，且截至频率保持不变。在进行滤波器的阻尼设计时，只需选取合适的阻尼电阻，滤波器的其他参数并不需要特殊设计。但稳态时，由于LC滤波器谐振尖峰的存在，对谐振频率附近的电流谐波增益非常大，一旦矩阵变换器的输入电流含有此频段的谐波，电源电流的总谐波失真就会增大，减小整个系统的效率。如图3所示，曲线1为无阻尼电阻时I_S和I_M之间的幅频特性曲线，曲线2为电容并阻尼电阻时滤波器的幅频特性曲线。从图中可以看出，阻尼电阻的加入有效地阻尼了LC的谐振，且对滤波器的低频、高频特性都没有明显影响。实际电路中，与电容并联的电阻会产生极大的损耗，一般选择在电感两端并电阻，其幅频特性曲线如曲线3所示，虽然也能较好地阻尼谐振，但对高频电流分量的衰减有较大影响。由此可见，在滤波电感上并联电阻或在电容上串联电阻都能有效地阻尼LC滤波器的谐振，但此方法不仅增加了系统的损耗，而且电阻参数也较难选取，电阻值较大则对谐振的阻尼效果不佳，电阻值较小则影响滤波器对高频段的滤波效果，两者不能兼顾。为此，部分学者开始研究有源阻尼的方法在矩阵变换器中的应用。有文献提出将矩阵变换器瞬时输入电压经数字低通滤波运算后以输入不平衡的调制算法进行控制；有文献提出在传统上空间矢量调制的基础上通过实时调整调制比来抑制谐振。但是，这两种方法都只能改善动态特性，能抑制谐振，但不能保证输入侧的单位功率因数。也有文献提出以PID控制器代替PI控制器来增加系统的阻尼，这个方法同时抑制谐振和保证单位功率因数，但会增加高频噪声。

发明内容

发明目的：本发明的目的在于针对现有技术的不足，提供一种能够有效抑制LC滤波器出现的谐振，降低电源电流的总谐波畸变率，减弱矩阵变换器对电网的影响的含有源阻尼滤波单元的矩阵变换器。

技术方案：本发明提供一种含有源阻尼滤波单元的矩阵变换器，包括输入电源、LC输入滤波单元、开关矩阵和微处理单元，所述输入电源提供的电流依次通LC输入滤波单元和开关矩阵输入到负载中，其中，所述微处理单元通过控制LC滤波器的谐振阻尼， 进而对LC滤波器输入电流波形进行控制，以获得设定的输出电压，根据设定的输出电压分配开关矩阵中各开关管的脉冲，控制开关矩阵中各开关管的工作状态。

其中，所述微处理单元内包括锁相环、坐标变换单元、虚拟电阻函数单元、d轴电流调节器、q轴电流调节器、输出电压调节器以及占空比计算和开关组合控制单元；其中，将输出电压幅值基准与采样到的输出电压实际值送入所述输出电压调节器中，所述输出电压调节器的输出作为电源电流d轴分量的给定值，与采样到的电源电流d轴分量实际值送入所述d轴电流调节器；LC输入滤波单元输入电流q轴分量给定值与LC输入滤波单元输入电流q轴分量实际值输入到所述q轴电流调节器中，将电源电压与电源电流输入到所述虚拟电阻函数单元中，所述虚拟电阻函数单元的输出与d、q轴电流调节器的输出一起输入至加法器中，所述加法器的输出经坐标变换单元生成矩阵变换器的输入电流α、β轴分量，然后将输入电流α、β轴分量送入占空比计算和开关组合控制单元，同时输出电压的频率和相位也送入所述占空比计算和开关组合控制单元，计算出所需要的开关信号，其中，所述锁相环用于计算输入电源的电角度。输出电压的相位是根据设定的输出频率实时计算获得。

本发明还提供了一种含有源阻尼滤波单元的矩阵变换器的控制方法，包括以下步骤：

步骤1：采样矩阵变换器输出电压值，将采样值与矩阵变换器输出电压给定值输入到输出电压调节器中进行比较，然后经比例积分控制器得到滤波器输入电流d轴分量的给定值同时令滤波器输入电流的q轴给定值为

步骤2：采样输入电源的电流、电压；输入电源的电压值经锁相环计算后得到输入电源的电压的电角度ωt，通过坐标变换单元把三相静止坐标系下的输入电源的电流与电压变换为两相旋转坐标系下的输入电源的电流I_Sd,I_Sq与电压U_Sd,U_Sq，其中坐标变换根据公式：

$\left[\begin{array}{cc}{I}_{\mathrm{Sq}}& U_{\mathrm{Sq}}\\ I_{\mathrm{Sd}}& U_{\mathrm{Sd}}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}-\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)& -\sin (\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& -\sin (\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ \cos \left(\mathrm{\ωt}\right)& \cos (\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \cos (\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{I}_{\mathrm{Sa}}& U_{\mathrm{Sa}}\\ I_{\mathrm{Sb}}& U_{\mathrm{Sb}}\\ I_{\mathrm{Sc}}& U_{\mathrm{Sc}}\end{array}\right]$ 计算获得；其中，I_Sa,I_Sb,I_Sc分别为输入电源a，b，c三相的电流值，U_Sa,U_Sb,U_Sc分别为输入电源a， b，c三相的相电压值；

步骤3输入电源的电流给定值和实际值的d、q轴分量分别输入d轴电流调节器与q轴电流调节器，电流调节器的输出为矩阵变换器输入电流原始参考值

步骤4：通过虚拟电阻函数对进行补偿，其中，虚拟电阻函数为：

$\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{rd}}\left(k\right)\\ I_{\mathrm{rq}}\left(k\right)\end{array}\right]=\begin{array}{c}\left[\begin{array}{ccc}\frac{1}{r_f{K}_{\mathrm{MC}}}& \frac{-L}{r_f{K}_{\mathrm{MC}}{T}_s}& \frac{L}{r_f{K}_{\mathrm{MC}}{T}_s}\\ \frac{1}{r_f{K}_{\mathrm{MC}}}& \frac{-L}{r_f{K}_{\mathrm{MC}}{T}_s}& \frac{L}{r_f{K}_{\mathrm{MC}}{T}_s}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{Sd}}\left(k\right)& u_{\mathrm{Sq}}\left(k\right)\\ I_{\mathrm{Sd}}\left(k\right)& I_{\mathrm{Sq}}\left(k\right)\\ I_{\mathrm{Sd}}(k-1)& I_{\mathrm{Sq}}(k-1)\end{array}\right]\end{array}$

式中，I_rd(k),I_rq(k),u_Sd(k),u_Sq(k),I_Sd(k),I_Sq(k)分别为补偿量、电源电压、电源电流在第k拍时的d、q轴分量；I_Sd(k-1),I_Sq(k-1)为电源电流在第k-1拍时的d、q轴分量；L为LC滤波单元的电感值；T_s为矩阵变换器的PWM调制周期；r_f为虚拟电阻的值；K_MC为矩阵变换器的增益；

步骤5：根据公式

$\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{M\α}}^{*}\\ I_{\mathrm{M\β}}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)& -\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\\ \sin \left(\mathrm{\ωt}\right)& \cos \left(\mathrm{\ωt}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{Md}}^{*}+I_{\mathrm{rd}}\\ I_{\mathrm{Mq}}^{*}+I_{\mathrm{rq}}\end{array}\right]$

获得补偿后矩阵变换器输入电流参考值的两相静止坐标系α、β轴分量和

步骤6：根据补偿后矩阵变换器输入电流参考值的α、β轴分量和与输出电压相角计算各输入、输出矢量的作用时间，分配各开关管的脉冲，最后经隔离驱动单元使系统工作。

工作原理：本发明采用电源电流反馈和引入虚拟电阻函数进行补偿，将LC滤波器在矩阵变换器系统中产生的共轭极点转移到稳定区域内，并引入的虚拟电阻函数补偿本质是对滤波电容电压进行反馈补偿，控制LC滤波器的谐振阻尼，进而对LC滤波器输入电流波形进行控制，以获得预期的输出电压。

有益效果：与现有技术相比，本发明在不增加损耗的情况下，不仅引入了合理的系统阻尼量，改善动态特性，而且可以降低电源电流谐波含量，使电源侧始终接近单位功率因数，提高矩阵变换器的效率。同时有效抑制LC滤波器出现的谐振，降低电源电流的总谐波畸变率，减弱矩阵变换器对电网的影响。

附图说明

图1为无阻尼时矩阵变换器系统的简化图；

图2为采用无源阻尼时矩阵变换器系统的简化图；

图3为不同阻尼情况下滤波器的幅频特性曲线；

图4为本发明含有源阻尼滤波器的矩阵变换器的结构图；

图5为有源阻尼控制框图；

图6为采用阻尼电阻为25Ω的无源阻尼法时的输入波形图；

图7为采用阻尼电阻为50Ω的无源阻尼法时的输入波形图；

图8为本发明的输入波形图；

具体实施方式

下面对本发明技术方案进行详细说明，但是本发明的保护范围不局限于所述实施例。

如图4所示，本发明公开一种含有源阻尼滤波单元的矩阵变换器，包括输入电源、LC输入滤波单元、开关矩阵和微处理单元，输入电源提供的电流依次通LC输入滤波单元和开关矩阵输入到负载中，其中，微处理单元通过控制LC滤波器的谐振阻尼，进而对LC滤波器输入电流波形进行控制，以获得预期的输出电压，根据预期的输出电压分配开关矩阵中各开关管的脉冲，控制开关矩阵中各开关管的工作状态。其中微处理单元内包括锁相环、坐标变换单元、虚拟电阻函数单元、d轴电流调节器、q轴电流调节器、输出电压调节器以及占空比计算和开关组合控制单元。

如图5所示，本发明基于虚拟电阻的有源阻尼方法控制框图，则具体方法如下：

步骤1:采样矩阵变换器输出电压值，将采样值与矩阵变换器输出电压给定值输入到输出电压调节器中进行比较，再经比例积分控制器得到滤波器输入电流d轴分量的给定值为使网侧保持单位功率因素，滤波器输入电流的q轴给定值为

步骤2:采样输入电源的电流、电压；输入电源的电压值经锁相环计算后得到电网电角度ωt，通过坐标变换单元把三相静止坐标系下的网侧电流与电压变换为两相旋转坐标系下的I_Sd,I_Sq与U_Sd,U_Sq，其中坐标变换根据公式：

$\left[\begin{array}{cc}{I}_{\mathrm{Sq}}& U_{\mathrm{Sq}}\\ I_{\mathrm{Sd}}& U_{\mathrm{Sd}}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}-\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)& -\sin (\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& -\sin (\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ \cos \left(\mathrm{\ωt}\right)& \cos (\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \cos (\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{I}_{\mathrm{Sa}}& U_{\mathrm{Sa}}\\ I_{\mathrm{Sb}}& U_{\mathrm{Sb}}\\ I_{\mathrm{Sc}}& U_{\mathrm{Sc}}\end{array}\right]$ 计算获得，其中，I_Sa,I_Sb,I_Sc分别为输入电源a，b，c三相的电流值，U_Sa,U_Sb,U_Sc分别为输入电源a，b，c三相的相电压值；

步骤3：输入电源的电流给定值和采样值的d、q轴分量分别输入d轴电流调节器与q轴电流调节器，电流调节器的输出为即矩阵变换器输入电流原始参考值。

其中，根据应用需求，自己设定矩阵变换器的输出电压的大小与频率，输出电压调节器自行计算出输入电源的电流d轴分量的给定值为使网侧接近单位功率因数，网侧电流q轴分量的给定值为0，即由于矩阵变换器的传输比限制，在线性调制范围内，输出电压给定必须满足U_o＜＝0.866U_s，U_s为输入电源的电压，这样就可以获得输入电源的电流给定值。

步骤4：通过虚拟电阻函数对进行补偿，其中，虚拟电阻函数为：

$\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{rd}}\left(k\right)\\ I_{\mathrm{rq}}\left(k\right)\end{array}\right]=\begin{array}{c}\left[\begin{array}{ccc}\frac{1}{r_f{K}_{\mathrm{MC}}}& \frac{-L}{r_f{K}_{\mathrm{MC}}{T}_s}& \frac{L}{r_f{K}_{\mathrm{MC}}{T}_s}\\ \frac{1}{r_f{K}_{\mathrm{MC}}}& \frac{-L}{r_f{K}_{\mathrm{MC}}{T}_s}& \frac{L}{r_f{K}_{\mathrm{MC}}{T}_s}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{Sd}}\left(k\right)& u_{\mathrm{Sq}}\left(k\right)\\ I_{\mathrm{Sd}}\left(k\right)& I_{\mathrm{Sq}}\left(k\right)\\ I_{\mathrm{Sd}}(k-1)& I_{\mathrm{Sq}}(k-1)\end{array}\right]\end{array}$

式中，I_rd(k),I_rq(k),u_Sd(k),u_Sq(k),I_Sd(k),I_Sq(k)分别为补偿量、电源电压、电源电流在第k拍时的d、q轴分量；I_Sd(k-1),I_Sq(k-1)为电源电流在第k-1拍时的d、q轴分量；L为滤波器的电感值；T_s为矩阵变换器的PWM调制周期；r_f为虚拟电阻的值；K_MC为矩阵变换器的增益。

其中，r_f的值为设定值，r_f的选值与滤波器的LC参数有关，选取的r_f值应尽量使系统拥有较好的动态与稳态特性，仿真时参数选取公式为K_MC＝U_s/V_c，V_c为调制时所用的三角载波的峰值，V_c可根据需求自己设定。

步骤5：经坐标变换单元，根据公式

$\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{M\α}}^{*}\\ I_{\mathrm{M\β}}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)& -\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\\ \sin \left(\mathrm{\ωt}\right)& \cos \left(\mathrm{\ωt}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{Md}}^{*}+I_{\mathrm{rd}}\\ I_{\mathrm{Mq}}^{*}+I_{\mathrm{rq}}\end{array}\right]$

获得补偿后矩阵变换器输入电流参考值的两相静止坐标系α、β轴分量和

步骤6：根据补偿后矩阵变换器输入电流参考值的α、β轴分量和与输出电压相角计算各输入、输出矢量的作用时间，分配各开关管的脉冲，最后光耦对驱动单元进行隔离，从而使系统工作。

设定虚拟逆变侧调制比为1，根据输出电压相角确定输出电压所处的相区，得到输出电压矢量位于该相区的角度δ，得到两个输出电压矢量的作用时间比，

d₁＝sin(π/3-δ)

d₂＝sin(δ)

其中，d₁表示第一组开关组合在一个开关周期中的作用时间与开关周期的比值，d₂为表示第二组开关组合在一个开关周期中的作用时间与开关周期的比值。

虚拟整流侧根据和确定参考输入电流矢量所处的相区，根据下式确定两个输入电流矢量的作用时间比

$\left[\begin{array}{c}{d}_3\\ d_4\end{array}\right]=D_n^{-1}g\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{M\α}}^{*}/I\\ I_{\mathrm{M\β}}^{*}/I\end{array}\right],$

其中，d₃表示第三组开关组合在一个开关周期中的作用时间与开关周期的比值，d₄为表示第四组开关组合在一个开关周期中的作用时间与开关周期的比值；D为预分解矩阵，每个相区不同的预分解矩阵不同，但都是2╳2的矩阵，n为输入电流矢量所处相区数，为I额定状态下输出电流的峰值，之后计算各开关组合的作用时间

T₁＝d₁gd₃gT_s

T₂＝d₁gd₄gT_s

T₃＝d₂gd₃gT_s

T₄＝d₂gd₄gT_s

T₀＝T_s-T₁-T₂-T₃-T₄，

式中，T_s指矩阵变换器的PWM调制周期。

其中，本实施例中涉及的预分解矩阵为：

$\begin{array}{c}{D}_1=\left[\begin{array}{cc}\frac{\sqrt{3}}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\\ -\frac{1}{2}& \frac{1}{2}\end{array}\right],D_2=\left[\begin{array}{cc}1& \frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right],D_3=\left[\begin{array}{cc}\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ \frac{\sqrt{3}}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right],\\ D_4=\left[\begin{array}{cc}-\frac{1}{2}& -1\\ \frac{\sqrt{3}}{2}& 0\end{array}\right],D_5=\left[\begin{array}{cc}-1& -\frac{1}{2}\\ 0& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right],D_6=\left[\begin{array}{cc}-\frac{1}{2}& \frac{1}{2}\\ -\frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\end{array}.$

为进一步验证本发明所能带来的有益效果，以下列参数搭建模型进行仿真，开关频率20kHz。

输入电压	311V/50Hz	输出电压	180V/60Hz
				滤波器电感	2mH	滤波器电容	10μF
负载电感	5mH	负载电阻	10Ω

图6、图7为采用无源阻尼方法时的电源电压与电流波形，图6中的阻尼电阻为50Ω，图7中的阻尼电阻为25Ω，图8为采用本发明提供的矩阵变换器和方法的输入波形图，为方便观察，电压都缩小10倍显示。

由图可见，仿真结果与理论分析一致，采用无源阻尼方法时，阻尼电阻较大会导致电源电流含有较多开关频率的谐波，阻尼电阻较小时则会导致电源电流含较多滤波器谐振频率处的谐波。而采用所提有源阻尼方法时，电源电流的各次谐波含量都较小。

Claims (2)

1.一种含有源阻尼滤波单元的矩阵变换器，其特征在于：包括输入电源、LC输入滤波单元、开关矩阵和微处理单元，所述输入电源提供的电流依次通LC输入滤波单元和开关矩阵输入到负载中，其中，所述微处理单元通过控制LC输入滤波单元的谐振阻尼，进而对LC输入滤波单元输入电流波形进行控制，以获得设定的输出电压，根据设定的输出电压分配开关矩阵中各开关管的脉冲，控制开关矩阵中各开关管的工作状态；所述微处理单元内包括锁相环、坐标变换单元、虚拟电阻函数单元、d轴电流调节器、q轴电流调节器、输出电压调节器以及占空比计算和开关组合控制单元；其中，将输出电压幅值基准与检测到的输出电压实际值送入所述输出电压调节器中，所述输出电压调节器的输出作为电源电流d轴分量的给定值，与检测到的电源电流d轴分量实际值送入所述d轴电流调节器；LC输入滤波单元输入电流q轴分量给定值与LC输入滤波单元输入电流q轴分量实际值输入到所述q轴电流调节器中，将电源电压与电源电流输入到所述虚拟电阻函数单元中，所述虚拟电阻函数单元输出的补偿量的q轴分量与q轴电流调节器的输出一起输入至一个加法器中；所述虚拟电阻函数单元输出的补偿量的d轴分量与d轴电流调节器的输出一起输入至另一个加法器中；两个加法器的输出均经坐标变换单元生成矩阵变换器的输入电流α、β轴分量，然后将输入电流α、β轴分量送入占空比计算和开关组合控制单元，同时输出电压的频率和相位也送入所述占空比计算和开关组合控制单元，计算出所需要的开关信号，其中，所述锁相环用于计算输入电源的电角度。

2.权利要求1所述的含有源阻尼滤波单元的矩阵变换器的控制方法，其特征在于：包括以下步骤：

步骤1：采样矩阵变换器输出电压值，将采样值与矩阵变换器输出电压给定值输入到输出电压调节器中进行比较，再经比例积分控制器得到LC输入滤波单元输入电流d轴分量的给定值同时令LC输入滤波单元输入电流q轴给定值为

步骤2：采样输入电源的电流、电压；输入电源的电压值经锁相环计算后得到输入电源的电压的电角度ωt，通过坐标变换单元把三相静止坐标系下的输入电源的电流与电压变换为两相旋转坐标系下的输入电源的电流I_Sd,I_Sq与电压U_Sd,U_Sq，其中坐标变换根据公式：

计算获得；其中，I_Sa,I_Sb,I_Sc分别为输入电源a，b，c三相的电流值，U_Sa,U_Sb,U_Sc分别为输入电源a，b，c三相的相电压值；

步骤3：输入电源的电流给定值和实际值的d轴分量输入d轴电流调节器；输入电源的电流给定值和实际值的q轴分量输入q轴电流调节器，d轴电流调节器的输出为矩阵变换器输入电流原始参考值q轴电流调节器的输出为矩阵变换器输入电流原始参考值

步骤4：通过虚拟电阻函数对进行补偿，其中，虚拟电阻函数为：

$\left[\begin{array}{c}{I}_{rd}\left(k\right)\\ I_{rq}\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}\frac{1}{r_f{K}_{MC}}& \frac{-L}{r_f{K}_{MC}{T}_s}& \frac{L}{r_f{K}_{MC}{T}_s}\\ \frac{1}{r_f{K}_{MC}}& \frac{-L}{r_f{K}_{MC}{T}_s}& \frac{L}{r_f{K}_{MC}{T}_s}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{u}_{Sd}\left(k\right)& u_{Sq}\left(k\right)\\ I_{Sd}\left(k\right)& I_{Sq}\left(k\right)\\ I_{Sd}(k-1)& I_{Sq}(k-1)\end{array}\right]$

式中，I_rd(k),I_rq(k),u_Sd(k),u_Sq(k),I_Sd(k),I_Sq(k)分别为补偿量、电源电压、电源电流在第k拍时的d、q轴分量；I_Sd(k-1),I_Sq(k-1)为电源电流在第k-1拍时的d、q轴分量；L为LC输入滤波单元的电感值；T_s为矩阵变换器的PWM调制周期；r_f为虚拟电阻的值；K_MC为矩阵变换器的增益；I_rd(k),I_rq(k)分别为补偿量在第k拍时的d、q轴分量；

步骤5：经坐标变换单元，根据公式

$\left[\begin{array}{c}{I}_{M\mathrm{\α}}^{*}\\ I_{M\mathrm{\β}}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}cos\left(\mathrm{\ω}t\right)& -sin\left(\mathrm{\ω}t\right)\\ sin\left(\mathrm{\ω}t\right)& \cos \left(\mathrm{\ω}t\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_{Md}^{*}+I_{rd}\\ I_{Mq}^{*}+I_{rq}\end{array}\right]$

获得补偿后矩阵变换器输入电流参考值的两相静止坐标系α、β轴分量和

步骤6：根据补偿后矩阵变换器输入电流参考值的α、β轴分量和与输出电压相角计算各输入、输出矢量的作用时间，分配各开关管的脉冲，最后经隔离驱动单元使系统工作。