CN109361218A - 一种lcl型变流器有源阻尼最优延迟补偿方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种LCL型变流器有源阻尼最优延迟补偿方法。该方法为：首先确定系统的延迟时间，得到有源阻尼控制模型；然后简化有源阻尼控制模型，计算内环延迟产生的虚拟阻抗，得到谐振峰值以及谐振频率受延迟影响的原因；接着从抑制谐振的角度出发，确定最优补偿方法：反馈系数+超前相位补偿；设计超前补偿装置，确定反馈系数，比较理想情况下与校正后幅频响应图，验证最优性，得到最优幅频响应图。本发明可以抑制有源阻尼控制时因为延迟发生的谐振频率频移以及谐振峰值放大的现象，提高了系统的稳定裕度，保证了LCL对高频谐波的衰减能力以及良好的应对网侧阻抗波动的抗干扰能力。

Description

一种LCL型变流器有源阻尼最优延迟补偿方法

技术领域

本发明涉及新能源并网技术领域，特别是一种LCL型变流器有源阻尼最优延迟补偿方法。

背景技术

基于可再生能源的分布式发电系统(DPGS)，例如风能和太阳能，因其环保特性而受到越来越多的关注。作为DPGS与电网之间的接口，并网变流器在向电网注入高质量电力方面发挥着重要作用。并网变流器通常采用L滤波器或LCL滤波器来衰减开关谐波。与L滤波器相比，LCL滤波器具有体积小和对高频开关纹波衰减能力强的优点，所以获得了广泛使用，但是LCL滤波器本身存在谐振，容易使系统出现不稳定的问题，目前抑制谐振的方法有无源阻尼法以及有源阻尼法，其中有源阻尼法避免了功率损耗，具有显著优势。比较通用的有源阻尼法是基于电容电流反馈的方法。

控制系统中本身存在计算延迟以及PWM延迟，在不考虑延迟的理想情况下，基于电容电流反馈的有源阻尼法可以等效为在LCL的电容两端并联电阻，可以与无源阻尼法获得同样的谐振抑制效果。由于实际应用中延迟的存在，基于电容电流反馈的有源阻尼法与电容两端并联电阻的无源阻尼法有显著差别，其中延迟对于谐振的影响更不容忽视，能够使得谐振频率发生偏移，并且影响谐振峰值以及高频衰减能力。谐振频率只有在稳定域内系统才是稳定的，而谐振频率的频移，会使系统处于不稳定状态，另外谐振频率还会受到网侧电感波动的影响，所以抑制延迟对于谐振频率的影响，就能减小网侧电感波动对系统的稳定性的影响，提高系统的抗干扰能力。

LCL的优点是对高频的衰减能力强，而时间延迟会弱化这个能力，同时延迟也会使得谐振峰值变大，这些影响都对系统的稳定性以及性能带来了不利影响。因此LCL并网变流器使用有源阻尼法控制时，延迟补偿是不可缺少的。目前为止，有关LCL并网变流器的设计，要么不考虑延迟对于谐振的影响，要么以提高系统的稳定裕度为目的进行延迟补偿，并未考虑到谐振频率的波动、谐振峰值的增大以及高频谐波滤波能力的减弱这些情况，达不到延迟补偿的最优效果。另外延迟补偿之后的系统，无论是相位裕度还是幅值裕度都无法作为判定一个系统稳定性的标量，无法实现最优补偿。

发明内容

本发明的目的在于提供一种系统稳定性高、抗干扰能力强的LCL变流器有源阻尼延迟补偿方法。

实现本发明目的的技术解决方案为：一种LCL型变流器有源阻尼最优延迟补偿方法，包括以下步骤：

步骤1、确定系统的延迟时间，得到有源阻尼控制模型；

步骤2、简化有源阻尼控制模型，计算并联在电容两端的虚拟阻抗，分析虚拟阻抗影响谐振频率和峰值的原因；

步骤3、从抑制谐振的角度出发，确定最优补偿方案：反馈系数+超前补偿；

步骤4、设计超前补偿装置，确定反馈系数，比较理想情况下与校正后幅频响应图，验证最优性，得到最优幅频响应图。

进一步地，步骤1所述的确定系统的延迟时间，得到有源阻尼控制模型，具体如下：

步骤1.1、确定系统的延迟时间，包括计算延迟和PWM延迟：

计算延迟，在单更新模式下由下式给定：

PWM延迟，即为ZOH的数学模型，公式如下：

其中G_d(s)为计算延迟，G_h(s)为PWM延迟，T_s为采样周期；

步骤1.2、根据系统的延迟时间，得到准确的有源阻尼控制模型。

进一步地，步骤2所述的简化有源阻尼控制模型，计算并联在电容两端的虚拟阻抗，分析虚拟阻抗影响谐振频率和峰值的原因，具体如下：

步骤2.1、将并联在电容两端的虚拟阻抗Z_eq(s)简化为：

其中，H_i1为有源阻尼电容电流反馈系数，L₁为逆变器侧电感，C为有源阻尼电容；K_pwm为变流器系数，数字控制时其值为1；s＝jω，ω为输入频率；

步骤2.2、将Z_eq(s)在频域中表示出来，求得并联在电容两端的虚拟阻抗值：

其中，ω为输入频率；

步骤2.3、分析虚拟阻抗影响谐振频率和峰值的原因：

R_eq(ω)是影响谐振峰值以及对高频的衰减能力的因素，抑制谐振峰值的方法为增大H_i1或进行相位补偿；

X_eq(ω)是导致谐振频率发生频移的因素，表现为电感和电容两种形式，当表现为电容的时候向左偏移，当表现为电感的时候向右偏移；

抑制谐振频移的方法为放大X_eq(ω)，使得并联的电抗值由电容C决定，增大X_eq(ω)的方法有两种：

方法一：在谐振频率处进行相位补偿，但是谐振频率处时间延迟会带来180度的相位滞后，而相位补偿无法超过90度，所以使用相位补偿方法来增大X_eq(ω)效果有限；

方法二：减小H_i1，无限地放大X_eq(ω)；

由此可见，反馈系数是决定谐振频率频移的关键因素。

进一步地，步骤4所述的设计超前补偿装置，确定反馈系数，比较理想情况下与校正后幅频响应图，验证最优性，得到最优幅频响应图，具体如下：

步骤4.1、设计超前相位补偿装置：

超前校正传递函数为：

其中，a为超前补偿装置分度系数，T表示该补偿装置时间常数；

最大超前角频率ω_m，以及最大超前相位为：

首先计算延迟在谐振频率处的滞后相位P_delay：

P_delay＝1.5ω_rT_s

其中，ω_r为LCL谐振频率；

设计a与T，确保在ω_r处提供最高补偿相位但是要保证比P_delay小，即：

其中，L₁为逆变器侧电感，L₂为网侧电感；

步骤4.2、确定反馈系数：

设计反馈系数H_i1，得到带有反馈系数与延迟补偿的有源阻尼的开环传递函数，如下：

其中，T₀(s)为该开环传递函数，H_i2为电流环网侧电流反馈系数，G_i(s)为电流控制器，G_d1(s)、G_d2(s)分别为网侧电流与电容电流反馈回路延迟传递函数，M(s)为补偿装置传递函数；

步骤4.3、比较理想情况下与校正后幅频响应图，验证最优性，得到最优幅频响应图：

设计好M(s)，通过调试法逐渐减小H_i1，通过与理想情况下进行比较，兼顾谐振峰值与谐频频移，最终得到最优幅频响应图。

本发明与现有技术相比，其显著优点为：(1)从抑制谐振出发，对系统进行延迟补偿，提高了系统稳定裕度，抑制了谐振频率频移和谐振峰值，保证了高频衰减的功能；(2)通过对有源阻尼控制模型进行简化，寻找出了延迟对谐振影响即为导致谐振频率频移与谐振峰值放大的根本原因，从而找到了LCL型变流器有源阻尼最优延迟补偿方法；(3)超前补偿装置与反馈系数两者之间协调工作，兼顾各自的功能从而实现与理想情况下近似的效果，为保证谐振频率始终处于稳定域提供了有力保障，确保了有源阻尼对谐振峰值的抑制效果，保证了LCL良好的高频谐波抑制能力。

附图说明

图1为本发明LCL型变流器有源阻尼最优延迟补偿方法的流程示意。

图2为本发明中LCL型变流器主电路拓扑与有源阻尼控制原理图。

图3为本发明中LCL型变流器有源阻尼控制数学模型图。

图4为本发明中LCL型变流器有源阻尼简化控制数学模型图。

图5为本发明实施例中理想情况与实际延迟情况下的系统幅频响应比较图。

图6为本发明实施例中理想情况、实际情况以及超前补偿后的系统幅频响应比较图。

图7为本发明实施例中理想情况与H_i1逐次递减情况下的系统幅频响应比较图。

图8为本发明实施例中H_i1＝0.3且带补偿与理想情况下的系统幅频响应比较图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步阐述。

结合图1，本发明LCL型变流器有源阻尼最优延迟补偿方法，包括以下步骤：

步骤1、确定系统的延迟时间，得到实际的有源阻尼控制模型；

步骤2、简化有源阻尼控制模型，计算并联在电容两端的虚拟阻抗，分析虚拟阻抗影响谐振即谐振频率以及峰值的原因；

步骤3、根据步骤2得出的原因，从抑制谐振的角度出发确定最优补偿方案：反馈系数+超前补偿；

步骤4、设计超前补偿装置以及反馈系数，比较理想情况下与校正后幅频响应图，验证最优性，得到与理想情况近似的幅频响应图即最优幅频响应图。

进一步地，步骤1所述的确定系统的延迟时间，得到有源阻尼控制模型，具体如下：

步骤1.1、确定系统的延迟时间，包括计算延迟和PWM延迟：

计算延迟，在单更新模式下由下式给定：

PWM延迟，可以理解为ZOH的数学模型，即：

其中G_d(s)为计算延迟，G_h(s)为PWM延迟，T_s为采样周期；

步骤1.2、结合图2所示的系统框图，根据系统的延迟时间，得到准确的有源阻尼数学控制模型图，如图3所示。

进一步地，步骤2所述的简化有源阻尼控制模型，计算并联在电容两端的虚拟阻抗，分析虚拟阻抗影响谐振频率和峰值的原因，具体如下：

步骤2.1、将如图3所示的系统的控制模型简化为如图4所示的LCL型变流器有源阻尼简化控制数学模型，得到等效的并联在电容两端的虚拟阻抗Z_eq(s)：

其中，H_i1为有源阻尼电容电流反馈系数，L₁为逆变器侧电感，C为有源阻尼电容；K_pwm为变流器系数，数字控制时其值为1；s＝jω，ω为输入频率；

步骤2.2、将Z_eq(s)在频域中表示出来，求得并联在电容两端的虚拟阻抗值：

其中，ω为输入频率；

步骤2.3、分析虚拟阻抗影响谐振频率和峰值的原因：

R_eq(ω)是影响谐振峰值以及对高频的衰减能力的因素，抑制谐振峰值的方法为增大H_i1或进行相位补偿；

X_eq(ω)是导致谐振频率发生频移的因素，表现为电感和电容两种形式，当表现为电容的时候向左偏移，当表现为电感的时候向右偏移；

抑制谐振频移的方法为放大X_eq(ω)，使得并联的电抗值由电容C决定，增大X_eq(ω)的方法有两种：

方法一：在谐振频率处进行相位补偿，但是一般谐振振频率处时间延迟会带来几乎180度的相位滞后，相位补偿一般无法超过90度，所以使用相位补偿增大X_eq(ω)效果有限；

方法二：减小H_i1，对H_i1进行减小可以无限地放大X_eq(ω)；

由此可见，反馈系数是决定谐振频率频移的关键因素。

要想抑制谐振峰值也主要有两种方法：减小R_eq(ω)即增大H_i1以及进行相位补偿。

进一步地，步骤4所述的设计超前补偿装置，确定反馈系数，比较理想情况下与校正后幅频响应图，验证最优性，得到与理想情况近似的幅频响应图，具体如下：

步骤4.1、设计超前相位补偿装置：

超前校正传递函数为：

其中，a为超前补偿装置分度系数，T表示该补偿装置时间常数；

最大超前角频率ω_m以及最大超前相位为：

首先计算延迟在谐振频率处的滞后相位P_delay：

P_delay＝1.5ω_rT_s

其中，ω_r为LCL谐振频率；

设计a与T，确保在ω_r处提供最高补偿相位但是要保证比P_delay小以避免过补偿，即：

其中，L₁为逆变器侧电感，L₂为网侧电感；

步骤4.2、设计反馈系数：

设计反馈系数H_i1，得到带有反馈系数与延迟补偿的有源阻尼的开环传递函数，如下：

其中，T₀(s)为该开环传递函数，H_i2为电流环网侧电流反馈系数，G_i(s)为电流控制器，G_d1(s)，G_d2(s)分别为网侧电流与电容电流反馈回路延迟传递函数，M(s)为补偿装置传递函数。

由此可见H_i1的减小抑制谐振频移的同时也带来了高频衰减能力变弱以及谐振峰值放大的缺点，所以设计M(s)的时候确保在ω_r处提供最高补偿相位这样也为H_i1值的设定带来了裕量，同时M(s)中引进了高频增益20lga，以及谐振频率处的增益10lga，因为在分母上面所以实际也在为系统提供高频衰减以及谐振抑制，这样便增大了H_i1可选择性；为了保证H_i1的设置裕量，在设计M(s)的时候还需要保证：加上M(s)后谐振峰值必须要比理想情况之下还要小。

合理地设计好M(s)后，H_i1可以通过调试法逐渐减小，通过与理想情况下进行比较，兼顾谐振峰值与谐频频移，最终确定一个合适值。

实施例1

如图5所示，为理想情况下也就是延迟时间为零与实际条件下即考虑延迟的系统幅频响应的比较图。从图中可以看出延迟对于LCL谐振的影响，首先是谐振发生了频移，其次是谐振峰值放大了，高频噪声衰减能力也在下降。

如图6所示，为理想情况、实际情况以及超前补偿后的系统幅频响应比较图，按照步骤4提供的设计方案设置a为10，从图中可以看出加上超前补偿的系统谐振峰值显著降低了，并且比理想值还要小，这就为反馈系数H_i1的设置留有了裕量。

如图7所示，将H_i1从1逐步减小，每次减小0.2，将每个H_i1代入已经补偿过的传递函数中得到系统幅频响应图，将其与理想情况进行比较，发现H_i1的理想值是在0.2～0.4之间，所以确定H_i1为0.3能实现最优补偿。

如图8所示，H_i1＝0.3且带补偿的情况与理想情况下的系统幅频响应比较图。从图中发现，按照上述步骤对超前补偿装置和反馈系数进行设置，可以实现LCL型变流器有源阻尼最优延迟补偿。

Claims (4)

1.一种LCL型变流器有源阻尼最优延迟补偿方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1、确定系统的延迟时间，得到有源阻尼控制模型；

步骤2、简化有源阻尼控制模型，计算并联在电容两端的虚拟阻抗，分析虚拟阻抗影响谐振频率和峰值的原因；

步骤3、从抑制谐振的角度出发，确定最优补偿方案：反馈系数+超前补偿；

步骤4、设计超前补偿装置，确定反馈系数，比较理想情况下与校正后幅频响应图，验证最优性，得到最优幅频响应图。

2.根据权利要求1所述的LCL型变流器有源阻尼最优延迟补偿方法，其特征在于，步骤1所述的确定系统的延迟时间，得到有源阻尼控制模型，具体如下：

步骤1.1、确定系统的延迟时间，包括计算延迟和PWM延迟：

计算延迟，在单更新模式下由下式给定：

PWM延迟，即为ZOH的数学模型，公式如下：

其中G_d(s)为计算延迟，G_h(s)为PWM延迟，T_s为采样周期；

步骤1.2、根据系统的延迟时间，得到准确的有源阻尼控制模型。

3.根据权利要求1所述的LCL型变流器有源阻尼最优延迟补偿方法，其特征在于，步骤2所述的简化有源阻尼控制模型，计算并联在电容两端的虚拟阻抗，分析虚拟阻抗影响谐振频率和峰值的原因，具体如下：

步骤2.1、将并联在电容两端的虚拟阻抗Z_eq(s)简化为：

其中，H_i1为有源阻尼电容电流反馈系数，L₁为逆变器侧电感，C为有源阻尼电容；K_pwm为变流器系数，数字控制时其值为1；s＝jω，ω为输入频率；

步骤2.2、将Z_eq(s)在频域中表示出来，求得并联在电容两端的虚拟阻抗值：

其中，ω为输入频率；

步骤2.3、分析虚拟阻抗影响谐振频率和峰值的原因：

R_eq(ω)是影响谐振峰值以及对高频的衰减能力的因素，抑制谐振峰值的方法为增大H_i1或进行相位补偿；

X_eq(ω)是导致谐振频率发生频移的因素，表现为电感和电容两种形式，当表现为电容的时候向左偏移，当表现为电感的时候向右偏移；

抑制谐振频移的方法为放大X_eq(ω)，使得并联的电抗值由电容C决定，增大X_eq(ω)的方法有两种：

方法一：在谐振频率处进行相位补偿，但是谐振频率处时间延迟会带来180度的相位滞后，而相位补偿无法超过90度，所以使用相位补偿方法来增大X_eq(ω)效果有限；

方法二：减小H_i1，无限地放大X_eq(ω)；

由此可见，反馈系数是决定谐振频率频移的关键因素。

4.根据权利要求1所述的LCL型变流器有源阻尼最优延迟补偿方法，其特征在于，步骤4所述的设计超前补偿装置，确定反馈系数，比较理想情况下与校正后幅频响应图，验证最优性，得到最优幅频响应图，具体如下：

步骤4.1、设计超前相位补偿装置：

超前校正传递函数为：

其中，a为超前补偿装置分度系数，T表示该补偿装置时间常数；

最大超前角频率ω_m，以及最大超前相位为：

首先计算延迟在谐振频率处的滞后相位P_delay：

P_delay＝1.5ω_rT_s

其中，ω_r为LCL谐振频率；

设计a与T，确保在ω_r处提供最高补偿相位但是要保证比P_delay小，即：

其中，L₁为逆变器侧电感，L₂为网侧电感；

步骤4.2、确定反馈系数：

设计反馈系数H_i1，得到带有反馈系数与延迟补偿的有源阻尼的开环传递函数，如下：

其中，T₀(s)为该开环传递函数，H_i2为电流环网侧电流反馈系数，G_i(s)为电流控制器，G_d1(s)、G_d2(s)分别为网侧电流与电容电流反馈回路延迟传递函数，M(s)为补偿装置传递函数；

步骤4.3、比较理想情况下与校正后幅频响应图，验证最优性，得到最优幅频响应图：

设计好M(s)，通过调试法逐渐减小H_i1，通过与理想情况下进行比较，兼顾谐振峰值与谐频频移，最终得到最优幅频响应图。