CN104158513B - 无变压器型混合电力滤波器及设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种无变压器型混合电力滤波器，包括电网侧电压源、系统阻抗、逆变器侧直流电流源、有源电压源、无源滤波支路、无源串联基波谐振支路和输出滤波器，无源滤波支路和无源串联基波谐振支路均采用LC滤波器，输出滤波器采用带阻尼谐振的LCL滤波电路；电网侧电压源的一端通过系统阻抗再经由彼此串联相接的无源滤波支路和无源串联基波谐振支路与该电压源的另一端连接；该电压源的一端还通过系统阻抗并经由逆变器侧直流电流源后与该电压源的另一端连接；在无源滤波支路和无源串联基波谐振支路的相接点接入输出滤波器；输出滤波器接于有源电压源两端。本发明在无耦合变压器的情况下确保了其滤波特性以及系统稳定性。

Description

无变压器型混合电力滤波器及设计方法

技术领域

本发明涉及一种无变压器型混合电力滤波器及设计方法。

背景技术

高压无源滤波器通过耦合变压器串联低压有源滤波器是组成混合有源滤波器的常见结构之一，然而，由于耦合变压器的存在，会造成系统滤波特性降低的问题；而去掉耦合变压器，又会带来系统中的高、低压模块间电压匹配不均衡、有源输出开关谐波电压没有被隔离等影响系统稳定性的问题。

发明内容

本发明的目的是提供一种确保滤波特性以及系统稳定性的无变压器型混合电力滤波器及设计方法。

本发明提供的这种无变压器型混合电力滤波器，包括电网侧电压源、系统阻抗、逆变器侧直流电流源、有源电压源、无源滤波支路、无源串联基波谐振支路和输出滤波器，无源滤波支路和无源串联基波谐振支路均采用LC滤波器，输出滤波器采用带阻尼谐振的LCL滤波电路；电网侧电压源的一端通过系统阻抗再经由彼此串联相接的无源滤波支路和无源串联基波谐振支路与该电压源的另一端连接；该电压源的一端还通过系统阻抗并经由逆变器侧直流电流源后与该电压源的另一端连接；在无源滤波支路和无源串联基波谐振支路的相接点接入输出滤波器；输出滤波器接于有源电压源两端。

所述输出滤波器包括LCL滤波器、RC阻尼支路和单电容支路，输出滤波器中的LCL滤波器包括电网侧电感、并联电容支路和逆变器侧电感，并联电容支路包括串联相接的并联电容和电感；RC阻尼支路与输出滤波器中的LCL滤波器中并联电容支路并联相接，单电容支路也与输出滤波器中的LCL滤波器中并联电容支路并联相接。

所述两LC滤波器的串联相接点是接入有源滤波支路的连接点，且该点的基波电压是电网基波电压的1/10。

(1)所述逆变器侧电感L₁满足下式：

其中，I_refm是输出峰值电流，U_dc是直流电压，T_s是开关周期，Δi_ref是一个控制周期的参考电流变化量，取值为有源输出电流有效值的1/5；

(2)首先逆变器侧电感L₁与电网侧电感L₂二者上的总压降不能高于电网电压的10％；同时为了保证APF的低频控制性能和高频滤波性能，所述输出滤波器的谐振频率f_res满足10f₁<f_res<0.5f_s；f₁是基波频率，f_s是单倍开关频率；故该谐振频率f_res的表达式为

所述并联总电容的无功容量小于该混合电力滤波器无功容量的5％，结合公式和公式X_C＝1/C，获取单相的并联总电容C_all为：

其中，Q_C是三相中各所述并联总电容的无功容量，V_s是IGBT开关电压，w_s是谐振点的频率；

(3)单电容支路中的电容C_h、RC阻尼支路中的电容C_d、输出滤波器的并联电容C_e满足关系：单电容支路中的电容C_h和RC阻尼支路中的电容C_d两个电容的和与输出滤波器的并联电容C_e相等，

则有RC阻尼支路中的电容C_d满足C_d＝0.5C_all，且C_h+C_e＝0.5C_all，又由此获取所述RC阻尼支路中的电容C_d、输出滤波器中与并联电容串联的电感L_e、输出滤波器的并联电容C_e和单电容支路中的电容C_h；

再将获得的单相所述输出滤波器的并联总电容C_all以及步骤1中获取的逆变器侧电感L₁按照f_res公式获取电网侧电感L₂；

(4)RC阻尼支路中的电阻R_d用于抑制所述LCL滤波器在谐振频率点的高幅值谐振峰，取R_d≤5欧姆。

一种适用于这种无变压器型混合电力滤波器的设计方法，该方法包括如下步骤：

首先，确定无源滤波支路和无源串联基波谐振支路中的各参数；

(1)设置无源滤波器为5次滤波器，则其阻抗Z_f为

Z_a1为无源串联基波谐振支路，则有

(2)由于无源滤波支路和无源串联基波谐振支路的串联相接点V_1h的基波电压只能为电网基波电压的1/10，故有Z_f1/Z_a1＝9/1，即

令无源滤波器上的补偿基波无功功率为Q_Zf，系统电压为U_s，则单相电压为U_s/31/2，结合公式(3)则有

其中，公式(4)中的0.9由Z_f1/Z_a1＝9/1中的比例关系获得；j为虚数的单位，w为角频率；

再令无源串联基波谐振支路中的电感L_a1为设定值，结合上述公式获取无源滤波器中的电感L_f和电容C_f的参数值，无源串联基波谐振支路中的电容C_a1的参数值；

然后，确定输出滤波器中各参数；

(1)按照下式选取逆变器侧电感L₁的参数值，以满足电流跟踪能力的要求以及满足开关纹波电流的要求；

其中，I_refm是输出峰值电流，U_dc是直流电压，T_s是开关周期，Δi_ref是一个控制周期的参考电流变化量，取值为有源输出电流有效值的1/5；

(2)首先逆变器侧电感L₁与电网侧电感L₂二者上的总压降不能高于电网电压的10％；同时为了保证APF的低频控制性能和高频滤波性能，所述输出滤波器的谐振频率f_res满足10f₁<f_res<0.5f_s，f₁是基波频率，f_s是单倍开关频率；故该谐振频率f_res的表达式为

并联总电容表示输出滤波器中所有并联的电容的容量和；所述并联总电容的无功容量小于该混合电力滤波器无功容量的5％，结合公式和公式X_C＝1/C，获取单相的并联总电容C_all为：

其中，Q_C是三相中各所述并联总电容的无功容量，V_s是IGBT开关电压，w_s是谐振点的频率，其取值可为谐波次数乘以基波频率；其中w_s＝N×2π×50；N为谐波的次数；

再将获得的单相所述输出滤波器的并联总电容C_all以及步骤1中获取的逆变器侧电感L₁按照f_res公式获取电网侧电感L₂；

单电容支路中的电容C_h、RC阻尼支路中的电容C_d、输出滤波器的并联电容C_e满足关系：单电容支路中的电容C_h和RC阻尼支路中的电容C_d两个电容的和与输出滤波器的并联电容C_e相等，则有RC阻尼支路中的电容C_d满足C_d＝0.5C_all，且C_h+C_e＝0.5C_all，又由此获取所述RC阻尼支路中的电容C_d、输出滤波器中与并联电容串联的电感L_e、输出滤波器的并联电容C_e和单电容支路中的电容C_h；

(3)RC阻尼支路中的电阻R_d用于抑制所述LCL滤波器在谐振频率点的高幅值谐振峰，取RC阻尼支路中的电阻R_d为1欧姆。

本发明去掉了耦合变压器，且本发明的输出滤波器采用带阻尼谐振型LCL滤波电路，此结构可以较好地解决传统混合有源滤波器因耦合变压器的存在造成补偿电流相位延时、补偿精度降低、系统体积增大、成本增加、损耗增加等问题，基于本发明的电路拓扑结构组成的系统具有强鲁棒性，即使现场系统阻抗发生较大的变化，系统也能保持稳定的滤波效果和运行状态。

附图说明

图1是本发明的等效电路拓扑示意图。

图2是本发明的输出滤波器的电路结构示意图。

图3是本发明的I_sh/I_Lh的传递函数波特图。

图4是本发明的I_sh/U_sh的传递函数波特图。

图5是本发明的I_sh/U_sw的传递函数波特图。

图6是本发明的V_1h/U_Th的传递函数波特图

图7是本发明的样机电路。

图8是本发明试验一的三相负载电流波形图。

图9是本发明试验一的三相负载电流FFT分析柱状图。

图10是本发明试验一的三相电网电流波形图。

图11是本发明试验一的三相电网电流波形FFT分析柱状图。

具体实施方式

如图1所示，本发明包括电网侧电压源、系统阻抗、逆变器侧直流电流源、有源电压源、无源滤波支路、无源串联基波谐振支路和输出滤波器。无源滤波支路和第一无源串联基波谐振支路均采用LC滤波器。输出滤波器采用带阻尼谐振的LCL滤波电路。

电网侧电压源的一端通过系统阻抗再经由彼此串联相接的无源滤波支路和无源串联基波谐振支路与该电压源的另一端连接；该电压源的一端还通过系统阻抗并经由逆变器侧直流电流源后与该电压源的另一端连接；在无源滤波支路和无源串联基波谐振支路的相接点接入输出滤波器；输出滤波器接于有源电压源两端。

无源滤波支路包括彼此串联相接的电容和电感，无源串联基波谐振支路也包括彼此串联相接的电容和电感。无源滤波支路中的电容与系统阻抗连接，其电感与无源串联基波谐振支路中的电容连接，无源串联基波谐振支路中的电感与电网侧电压源连接。

本发明的无源滤波部分由两个LC滤波器上下串联组成，二者整体可以滤除低次电流谐波，且补偿基波无功，并承担大部分的基波电压。

该上下两个LC滤波器的相连点的下半部分为无源串联基波谐振支路，是系统滤除低次谐波电流及基波电流的主要通道。

该上下两个LC滤波器的相连点是接入有源滤波部分的连接点，在此接入输出滤波器，输出滤波器串联有源滤波电路，有源滤波器仅承担极少的系统电压，主要输出高次谐波，其输出的开关谐波大部分将流入输出滤波器的滤波支路。

如图2所示，本发明的输出滤波器包括LCL滤波器、RC阻尼支路和单电容支路。LCL滤波器包括电网侧电感、并联电容支路和逆变器侧电感。并联电容支路包括串联相接的并联电容和电感。RC阻尼支路与输出滤波器中的LCL滤波器中并联电容支路并联相接，单电容支路也与输出滤波器中的LCL滤波器中并联电容支路并联相接。

本发明的输出滤波器设计成阻尼谐振型LCL滤波电路，此结构是在传统的LCL的滤波器的基础上，增加了RC阻尼支路、单电容支路。因为传统的LCL支路会有一个谐振尖峰，所以本发明通过并联一个RC阻尼支路来消除这个谐振尖峰，而并联了该RC阻尼支路后，高频衰减效果会减弱，高频衰减斜率会减小，所以又并联一个单电容支路来提高高频衰减效，改善高频衰减特性果。

基于上述结构组成的系统具有强的鲁棒性，即使现场系统阻抗发生较大的变化，系统也能保持稳定的滤波效果和运行状态。

下面本发明对电路中各元器件的参数进行设计确定。

1、无源滤波支路及无源串联基波谐振支路的参数设计。

(1)设置无源滤波器为5次滤波器，则其阻抗为

Z_a1为无源串联基波谐振支路(具体的谐振点暂不指定)，则有

令系统阻抗Z_s＝0.00005H；

无源滤波器为5次滤波器，则有

Z_a1：

由于无源滤波支路和无源串联基波谐振支路的串联相接点V_1h的基波电压只能为电网基波电压的1/10，故有Z_f1/Z_a1＝9/1，即

由于无源滤波支路Z_f上落了大部分的电压，且直接承受电网电压，所以令Z_f补偿基波无功功率为100kvar，系统电压设为400V，单向电压231V，则有

公式(4)中的0.9由Z_f1/Z_a1＝9/1中的比例关系获得。再令L_a为设定值，假定为0.003H，则通过MATLAB公式辅助可求得：

L_f＝2.948154mH；

C_f＝2457.341uF；

L_a＝3.0mH；

C_a＝165uF。

2、输出滤波器中的参数设计。

如图2所示，本发明的输出滤波器是在由逆变器侧电感L₁、电网侧电感L₂、并联电容C_e、电感L_e组成的传统的LCL滤波器的基础上，增加了RC阻尼支路和单电容支路。因为传统的LCL滤波器会有一个谐振尖峰，所以本发明采用并联RC阻尼支路的方法消除该谐振尖峰，而并联了RC阻尼支路后，高频衰减效果会减弱，高频衰减斜率会减小，因此再并联一个单电容支路以提高高频衰减效果，改善高频衰减特性果。

本发明对输出滤波器中各参数的确定采用如下顺序：首先设计逆变器侧电感L₁的取值，然后确定电网侧电感L₂的值，最后根据相应的LCL滤波器的滤波效果获取总电容取值，最后综合判断取R_d的值。

(1)逆变器侧电感L₁。

由于逆变器侧电感L₁上同时流过了混合滤波器所需要的低频谐波电流和开关纹波电流，所以该电感既满足电流跟踪能力的要求，又要满足开关纹波电流的要求，故其取值应满足下列条件：

其中，I_refm是输出峰值电流；U_dc是直流电压，可取值为700V；T_s是开关周期，可取值为1/16000s；Δi_ref是一个控制周期的参考电流变化量，该变化量与混合有源电力滤波器有源部分输出电流大小有关，一般取有源输出电流有效值的1/5；此处可取值为20A。由此获得逆变器侧电感L₁为500uH。

(2)电网侧电感L₂。

从单纯的LCL滤波器分析知道，电网侧电感L₂和并联总电容C_all都用于抑制并网输出电流高频纹波，对低频段的影响很小，所以两者的设计要综合考虑。逆变器侧电感L₁和电网侧电感L₂上的总压降不能高于10％，同时为了保证有源滤波器的低频控制性能和高频滤波性能，本发明的输出滤波器的谐振频率f_res一般设计为：10f₁<f_res<0.5f_s，f₁是基波频率，f_s是单倍开关频率；故该谐振频率f_res的表达式为

其中C_all是该输出滤波器DRLCL(DRLCL：阻尼谐振型LCL输出滤波电路)的并联总电容值，因为f_s＝16kHz，所以f_res取值为8kHz。

(3)并联总电容C_all。

并联总电容表示输出滤波器中所有并联的电容的容量和；首先，电容的取值要满足混合滤波器的无功功率的要求。本发明并联总电容的无功容量要求小于装置无功容量的5％，则取本发明的无功补偿容量为60kvar，则输出滤波器的无功容量Q_C为3kvar(三相之和)；结合公式和公式X_C＝1/C，可求得C＝965μF，则单相的并联总电容C_all为：

其中，Q_C是三相中各所述并联总电容的无功容量，V_s是IGBT开关电压，w_s是谐振点的频率，其取值可为谐波次数乘以基波频率；其中w_s＝N×2π×50。公式(7)中的V_s和w_s定义是已知量。

其次，结合公式(6)，可获取电网侧电感L₂为21μH。

然后，因为在单独的LCL滤波器上添加阻尼电阻变为RC阻尼支路，将抑制LCL滤波器的谐振尖峰，但高频的衰减特性会变差，所以要添加一个单电容支路，只要保证：单电容支路中的电容C_h和RC阻尼支路中的电容C_d两个电容的和与输出滤波器的并联电容C_e相等，则能提升高频段的衰减性能，同时不影响其低频特性。若两个电容取值能均衡阻尼损耗和衰减效果，则RC阻尼支路上的电容满足：

又因为则有且L_e＞0，0＜C_e＜10μF，则可求出：,

RC阻尼支路中的电容C_d＝10μF；

输出滤波器中与并联电容串联的电感L_e＝30μH；

输出滤波器的并联电容C_e＝10μF；

单电容支路中的电容C_h＝6μF。

(4)RC阻尼支路中的电阻R_d。

RC阻尼支路中的电阻R_d用于抑制LCL滤波器在谐振频率点的高幅值谐振峰，一般取值为R_d≤5欧姆(为通过仿真得到的经验值)。当该电阻值达到1欧姆时，该谐振峰幅值降至0dB以下，显著降低了闭环稳定控制难度。而该电阻值越大，则会增加单电容支路中的阻抗，不利于高频分流，且增大了损耗，发热严重，故取RC阻尼支路中的电阻R_d为1欧姆。

下面结合附图对本发明的滤波特性以及稳定性进行建模分析。

一、分析本发明对系统谐波电流的滤除作用。

首先，设电网侧电压为U_sh，开关频率谐波电压为U_sw，电网侧谐波电流为I_sh，无源滤波支路中的电流为I_fh，无源串联基波谐振支路中的电流为I_ah，负载谐波电流为I_Lh，输出滤波器中电网侧阻抗电流为I_b1h，输出滤波器中逆变器侧阻抗电流为I_b2h，输出滤波器中另一支路阻抗电流为I_b3h；系统阻抗为Z_s，无源滤波支路阻抗为Z_f，无源串联基波谐振支路阻抗为Z_a1，输出滤波器中电网侧阻抗为Z_b1，输出滤波器中逆变器侧阻抗为Z_b2，输出滤波器中带阻尼谐振的LCL滤波电路阻抗为Z_b3；K₁是有源控制策略生成的虚拟阻抗。

令有源滤波器的电源为电压源U_p，U_p＝+U_sw。按照如图1所示的电路结构，根据基尔霍夫电压、电流定律和欧姆定律，得

I_sh＝I_fh+I_Lh (10)

I_fh+I_b1h＝I_ah (11)

I_b1h+I_b3h＝I_b2h (12)

(K₁I_sh+U_sw)-I_b2hZ_b2＝I_b3hZ_b3 (13)

I_b3hZ_b3-I_b1hZ_b1-I_ahZ_a1＝0 (14)

U_sh-I_shZ_s-I_fhZ_fh-I_ahZ_a1＝0 (15)

公式(10)中的变量为矢量或瞬时量。

由公式(10)得，流入无源滤波支路的谐波电流I_fh为

I_fh＝I_sh-I_Lh (16)

由公式(11)和公式(16)，得

I_b1h＝I_ah-I_sh+I_Lh (17)

由公式(13)得

由公式(12)、公式(17)以及公式(18)得

再将公式(19)带入公式(18)得

然后将公式(17)、公式(20)带入公式(14)得

将公式(16)和公式(21)代入公式(15)得

由此得到了一个在补偿状态下，与电网侧电压为U_sh、负载谐波电流为I_Lh、开关频率谐波电压U_sw以及各个阻抗的关系式。

进一步将公式(22)简化得：

将上式分解得到I_sh/I_Lh传递函数、I_sh/U_sh的传递函数和I_sh/U_sw的传递函数，

以上式中，公式(24)表示当负载谐波电流I_Lh为谐波源时，电源中的谐波电流相对于谐波源的大小，等号右边的式子表示为本发明对各频段谐波电流的补偿性能，即I_sh/I_Lh的传递函数。

公式(25)表示当电网侧电压U_sh为谐波源时，电源中的谐波电流相对于谐波源的大小，等号右边的式子表示为本发明对各频段谐波电压的补偿性能，即I_sh/U_sh的传递函数。

公式(26)表示了系统当开关频率谐波电压U_sw为谐波源时，电源中的谐波电流相对于谐波源的大小，等号右边的式子表示为本发明对开关频率段谐波电压的的抑制性能，即I_sh/U_sw的传递函数。

本发明中的电源就是电网的电压电流输出端的输出值。一般是指相对与本地电网来说，上一级电网的变压器二次输出端的输出值。

二、分析无源滤波支路和无源串联基波谐振支路的相接点V_1h的电压变化特性。

由于本发明不涉及耦合变压器，所以有源输入电压，即无源滤波支路和无源串联基波谐振支路的相接点V_1h的电压没有隔离保护，也没有变压器约束电压的最大值。该相接点V_1h的电压的变化会受到整个系统变化的影响。又因APF直流母线与该相接点V_1h的电压直接相关，而APF直流母线电压的稳定性直接影响APF输出的稳定性，故理想的相接点V_1h的电压应该是不受系统影响而尽量保持稳定。因此，先分析本发明中上述相接点V_1h的电压变化特性，根据其特性来判断相接点V_1h的电压稳定的关键因素。

根据欧姆定律以及公式(21)可得

公式(28)给出了相接点V_1h的电压与与电网侧谐波电流I_sh、开关频率谐波电压U_sw、负载谐波电流I_Lh、有源输出的虚拟阻抗之间的关系。

进一步分析：要分析相接点V_1h的稳定性，就必须分析相接点V_1h相对于电网侧电压的变化特性，即V_1h/U_Th，其传递函数即表达了相接点V_1h相对于电网侧电压的变化特性。

由公式(25)可知，

又因U_Th＝U_sh-Z_s×I_sh，故有

则

其中I_sh/I_Lh为公式(24)。

由此，我们得到了V_1h/U_Th的传递函数。

接下来需要对影响滤波特性及稳定性的几个关键传递函数进行仿真分析，以找到提高滤波特性及稳定性的关键因素。

三、滤波特性及稳定性仿真分析。

将求得的本发明中各元器件的参数代入与滤波特性及稳定性有关的各传递函数中，用MATLAB进行幅频特性分析。

(1)I_sh/I_Lh的传递函数波特图仿真分析。

由图3可以看出，与负载产生的谐波电流相比较，网侧谐波电流在基波、5次谐波附近有大的衰减，这与无源滤波支路和无源串联基波谐振支路产生的作用相吻合。同时，有源支路在1.5kHz和2.5kHz的谐振频率处也有较大衰减，说明有源支路对高次产生了滤波作用。此外，网侧谐波在8kHz以上开关频率处也有衰减作用。通过仿真可以发现，系统阻抗和K1值的变化都会影响I_sh/I_Lh在基波处的比值变化，系统阻抗和K1值的变化与滤波效果呈正比，但在开关频率以上变化很小，保持稳定。

(2)I_sh/U_sh的传递函数波特图仿真分析。

由图4可以看出，与网侧产生的谐波电压相比较，网侧谐波电流在谐波电压值5次附近有大的衰减，而且随着频率地增高，对谐波电压的抑制作用越显著。

(3)I_sh/U_sw的传递函数波特图仿真分析。

由图5可以看出，与混合电力滤波器中的有源电力滤波器部分产生的开关谐波电压相比较，网侧谐波电流在8kHz开关频率谐波电压附近有大的衰减，这与输出滤波器产生的作用相吻合，说明输出滤波器对开关频率谐波产生了很有效的衰减作用。系统阻抗和K1变化对此特性影响不大。

(4)V_1h/U_Th的传递函数波特图仿真分析。

由图6可以看出，相接点V_1h相对于网侧电压U_Th在不同频率处特性：在50Hz处，该点V_1h电压衰减了4.65db，这与设计要求V_1h/U_Th在50Hz处等于1/9相符；且V_1h/U_Th在5次谐波电压处和8kHz开关频率谐波电压均有较大衰减，说明该点V_1h5次谐波电压和8kHz开关频率谐波电压均被抑制，该相接点V_1h电压保持稳定，通过仿真可以发现，系统阻抗和K1值的变化都会影响V_1h/U_Th在基波处的比值变化，V_1h/U_Th在基波处的比值变化与系统阻抗和K1值的变化呈反比，但在无源谐振点处和开关频率处变化很小，其余均保持稳定。

基于以上仿真分析可以得出结论，本发明在各元器件参数不变的情况下，系统的滤波特性与系统阻抗、K1的取值成正比。当系统阻抗不能改变的情况下，适当增加K1的取值有助于提高系统的滤波特性，同时，输出滤波器对高次开关谐波的滤除效果得到了很好的体现，且不受系统阻抗及K1变化的影响；而系统的稳定性则与无源和有源连接点V_1h的电压有直接关系，该点V_1h的电压会在基波谐振点处有符合设计要求的衰减，而随着谐振频率的增加，逐渐发生变化幅值上扬，而到了无源滤波谐振点处，又出现了较大的衰减，这说明点V_1h的电压会随着基波谐振点的变化而出现波动的现象。

下面结合具体样机试验对本发明作进一步的说明。

为了验证本发明的滤波特性及稳定性分析的正确性，在额定补偿容量为100kvar，额定电流为100A的混合电力滤波器装置上进行了试验验证。试验样机的核心算法在型号为TMSF28335数字芯片内完成，包括AD采样、锁相环PLL、谐波检测、电流控制(比例谐振控制PR)和PWM波形产生，如图7所示。其中DRLCL输出滤波器为逆变器与耦合点PCC之间的电路，详细单相电路如图2所示。试验用谐波负载采用三相不控整流桥带阻性负载，电阻R_L＝10欧姆。系统相电压U_s＝220V，APF直流电压控制在200V，无源滤波器支路整体谐振点为5次，下半部分为无源串联基波谐振支路，输出滤波器的谐振点为8kHz。整体系统参数如表1所示。

表1样机参数

负载谐波电流为50A。

如图8至图11所示，谐波补偿试验结论：

在输出谐波电流20A的时候，谐波滤出率＝(20-2)/20＝90％；

在输出谐波电流50A的时候，谐波滤出率＝(50-4.5)/50＝91％；

图8、图9表示的是装置未启动时电网侧的电流，图10、图11表示的是装置启动后电网侧的电流，可以看到本发明可以很好地跟踪负载，滤波效果良好。

Claims (5)

1.一种无变压器型混合电力滤波器，包括电网侧电压源、系统阻抗、逆变器侧直流电流源和有源电压源，其特征在于，该滤波器还包括无源滤波支路、无源串联基波谐振支路和输出滤波器，无源滤波支路和无源串联基波谐振支路均采用LC滤波器，输出滤波器采用带阻尼谐振的LCL滤波电路；电网侧电压源的一端通过系统阻抗再经由彼此串联相接的无源滤波支路和无源串联基波谐振支路与该电压源的另一端连接；该电压源的一端还通过系统阻抗并经由逆变器侧直流电流源后与该电压源的另一端连接；在无源滤波支路和无源串联基波谐振支路的相接点接入输出滤波器；输出滤波器接于有源电压源两端。

2.根据权利要求1所述的无变压器型混合电力滤波器，其特征在于，所述输出滤波器包括LCL滤波器、RC阻尼支路和单电容支路，输出滤波器中的LCL滤波器包括电网侧电感、并联电容支路和逆变器侧电感，并联电容支路包括串联相接的并联电容和电感；RC阻尼支路与输出滤波器中的LCL滤波器中并联电容支路并联相接，单电容支路也与输出滤波器中的LCL滤波器中并联电容支路并联相接。

3.根据权利要求1所述的无变压器型混合电力滤波器，其特征在于，所述两LC滤波器的串联相接点是接入有源滤波支路的连接点，且该点的基波电压是电网基波电压的1/10。

4.根据权利要求2所述的无变压器型混合电力滤波器，其特征在于，

(1)所述逆变器侧电感L₁满足下式：

$\frac{U_{dc}{T}_s}{8\&times;10{\mathrm{\%I}}_{refm}}<L_1<\frac{5U_{dc}{T}_s}{3{\mathrm{\&Delta;i}}_{ref}}$

其中，I_refm是输出峰值电流，U_dc是直流电压，T_s是开关周期，Δi_ref是一个控制周期的参考电流变化量，取值为有源输出电流有效值的1/5；

(2)首先逆变器侧电感L₁与电网侧电感L₂二者上的总压降不能高于电网电压的10％；同时为了保证APF的低频控制性能和高频滤波性能，所述输出滤波器的谐振频率f_res满足10f₁<f_res<0.5f_s；f₁是基波频率，f_s是单倍开关频率；故该谐振频率f_res的表达式为

$f_{res}=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}}\sqrt{\frac{L_1+L_2}{L_1{L}_2{C}_{all}}}$

并联总电容表示输出滤波器中所有并联的电容的容量和；所述并联总电容的无功容量小于该混合电力滤波器无功容量的5％，结合公式X_C＝V_s ²/Q_C和公式X_C＝1/C，获取单相的并联总电容C_all为：

$C_{all}=\frac{Q_C}{3{V_s}^2{w}_s}$

其中，Q_C是三相中各所述并联总电容的无功容量，V_s是IGBT开关电压，w_s是谐振点的频率；

(3)单电容支路中的电容C_h、RC阻尼支路中的电容C_d、输出滤波器的并联电容C_e满足关系：单电容支路中的电容C_h和RC阻尼支路中的电容C_d两个电容的和与输出滤波器的并联电容C_e相等，

则有RC阻尼支路中的电容C_d满足C_d＝0.5C_all，且C_h+C_e＝0.5C_all，又由此获取所述RC阻尼支路中的电容C_d、输出滤波器中与并联电容串联的电感L_e、输出滤波器的并联电容C_e和单电容支路中的电容C_h；

再将获得的单相所述输出滤波器的并联总电容C_all以及步骤1中获取的逆变器侧电感L₁按照f_res公式获取电网侧电感L₂；

(4)RC阻尼支路中的电阻R_d用于抑制所述LCL滤波器在谐振频率点的高幅值谐振峰，取R_d≤5欧姆。

5.一种适用于权利要求2所述的无变压器型混合电力滤波器的设计方法，该方法包括如下步骤：

首先，确定无源滤波支路和无源串联基波谐振支路中的各参数；

(1)设置无源滤波器为5次滤波器，则其阻抗Z_f为

$Z_f={\mathrm{jwL}}_f+\frac{1}{{\mathrm{jwC}}_f}---\left(1\right)$

Z_a1为无源串联基波谐振支路，则有

$Z_{a1}={\mathrm{jwL}}_{a1}+\frac{1}{{\mathrm{jwC}}_{a1}}---\left(2\right)$

(2)由于无源滤波支路和无源串联基波谐振支路的串联相接点V_1h的基波电压只能为电网基波电压的1/10，故有Z_f1/Z_a1＝9/1，即

$\frac{{\mathrm{jwL}}_f+\frac{1}{{\mathrm{jwC}}_f}}{{\mathrm{jwL}}_{a1}+\frac{1}{{\mathrm{jwC}}_{a1}}}=\frac{9}{1}---\left(3\right)$

令无源滤波器上的补偿基波无功功率为Q_Zf，系统电压为U_s，则单相电压为U_s/31/2，结合公式(3)则有

$\frac{{\left(0.9U_s\right)}^2}{\frac{1}{{\mathrm{jwC}}_f}}=Q_{Zf}---\left(4\right)$

其中，公式(4)中的0.9由Z_f1/Z_a1＝9/1中的比例关系获得；j为虚数的单位，w为角频率；

再令无源串联基波谐振支路中的电感L_a1为设定值，结合上述公式获取无源滤波器中的电感L_f和电容C_f的参数值，无源串联基波谐振支路中的电容C_a1的参数值；

然后，确定输出滤波器中各参数；

(1)按照下式选取逆变器侧电感L₁的参数值，以满足电流跟踪能力的要求以及满足开关纹波电流的要求；

$\frac{U_{dc}{T}_s}{8\&times;10{\mathrm{\%I}}_{refm}}<L_1<\frac{5U_{dc}{T}_s}{3{\mathrm{\&Delta;i}}_{ref}}---\left(5\right)$

其中，I_refm是输出峰值电流，U_dc是直流电压，T_s是开关周期，Δi_ref是一个控制周期的参考电流变化量，取值为有源输出电流有效值的1/5；

(2)首先逆变器侧电感L₁与电网侧电感L₂二者上的总压降不能高于电网电压的10％；同时为了保证APF的低频控制性能和高频滤波性能，所述输出滤波器的谐振频率f_res满足10f₁<f_res<0.5f_s，f₁是基波频率，f_s是单倍开关频率；故该谐振频率f_res的表达式为

$f_{res}=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}}\sqrt{\frac{L_1+L_2}{L_1{L}_2{C}_{all}}}---\left(6\right)$

并联总电容表示输出滤波器中所有并联的电容的容量和；所述并联总电容的无功容量小于该混合电力滤波器无功容量的5％，结合公式X_C＝V_s ²/Q_C和公式X_C＝1/C，获取单相的并联总电容C_all为：

$C_{all}=\frac{Q_C}{3{V_s}^2{w}_s}---\left(7\right)$

其中，Q_C是三相中各所述并联总电容的无功容量，V_s是IGBT开关电压，w_s是谐振点的频率，其取值可为谐波次数乘以基波频率；其中w_s＝N×2π×50；N为谐波次数；

再将获得的单相所述输出滤波器的并联总电容C_all以及步骤1中获取的逆变器侧电感L₁按照f_res公式获取电网侧电感L₂；

单电容支路中的电容C_h、RC阻尼支路中的电容C_d、输出滤波器的并联电容C_e满足关系：单电容支路中的电容C_h和RC阻尼支路中的电容C_d两个电容的和与原输出滤波器的并联电容C_e相等，则有RC阻尼支路中的电容C_d满足C_d＝0.5C_all，且C_h+C_e＝0.5C_all，又由此获取所述RC阻尼支路中的电容C_d、输出滤波器中与并联电容串联的电感L_e、输出滤波器的并联电容C_e和单电容支路中的电容C_h；

(3)RC阻尼支路中的电阻R_d用于抑制所述LCL滤波器在谐振频率点的高幅值谐振峰，取RC阻尼支路中的电阻R_d为1欧姆。