CN103023033A - 无变压器型混合有源电力滤波器及其实现方法和控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种无变压器型混合有源电力滤波器及其实现方法和控制方法，无变压器型混合有源电力滤波器包括双调谐无源滤波器和二极管钳位型有源滤波器；所述的二极管钳位型有源滤波器为三电平逆变器；双调谐无源滤波器包括与电网的A、B、C相分别相连的3条无源滤波支路；每一条无源滤波支路包括注入电容(C₁)、分压电容(C₂)、并联电容(C₃)、第一电感(L₁)和第二电感(L₂)；3条无源滤波支路的注入点分别通过三个输出电感(L)与三电平逆变器交流侧的三个端子分别相连。该无变压器型混合有源电力滤波器同时具有PPF成本低和APF的滤波性能和动态性能优异的特点，易于实施，滤波效果良好。

Description

无变压器型混合有源电力滤波器及其实现方法和控制方法

技术领域

本发明属于电力系统中谐波抑制和无功补偿的技术领域，涉及一种无变压器型混合有源电力滤波器及其实现方法和控制方法。

背景技术

目前，电力系统中电力电子装置的广泛应用，给电网带来了电压闪变，无功缺额，谐波污染等电能质量问题。为防止上述电能质量问题导致的重大事故发生，因此需要在配电网中装设先进的谐波抑制和无功补偿装置。

可以通过无源滤波器或者有源电力滤波器来解决上述问题。无源电力滤波器是利用电感、电容元件的谐振特性，形成谐波的低阻抗支路，具有成本低、技术成熟等优点，但存在滤波特性依赖电网参数，容易失调和谐振等不足；有源电力滤波器是一种动态的谐波抑制和无功补偿装置，能够克服无源电力滤波器的缺点，但投资成本过高，难以实现大规模的推广和应用。

图11为传统的双调谐滤波器，它应用于无源滤波场合。传统双调谐滤波器基波电压均由电容器承担，无法直接应用于混合有源电力滤波器之中。

为了解决电网电能质量问题、推进谐波抑制技术的发展，国内外学者开展了混合型有源电力滤波器的研究。混合型有源电力滤波器由无源电流滤波器和有源电力滤波器通过适当方式组合而成，能够实现滤波性能和投资成本的合理折中。其中1)注入谐振式混合型有源电力滤波器，由无源滤波器和基波谐振电路构成注入支路，有源电力滤波器通过耦合变压器连至注入支路，由于注入点基波电压为0，有源电力滤波器无法吸收维持自身工作的有功功率，需要额外设计低压整流装置维持有源电力滤波器的直流电压，使得系统结构复杂，且体积大、成本高；2)电感电容串联混合型有源电力滤波器拓扑中，电压型逆变器与滤波电感和电容串联后连入公共电网耦合点，系统全部的无功补偿电流和谐波补偿电流均要由有源电力滤波器提供，导致有源电力滤波器额定电流较高，成本高，可靠性较差；3)电感电容组成的注入式混合型有源电力滤波器中，电感电容组成的无源支路为提供无功功率补偿，无功电流不流经有源电力滤波器，有源电力滤波器只补偿谐波电流，有源电力滤波器的额定电流虽然有所下降，但由于5次、7次等含量较大的谐波由有源电力滤波器提供补偿，系统的成本和容量仍然偏高。

因此，有必要设计一种新型的电力滤波器及其控制方法。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种无变压器型混合有源电力滤波器及其实现方法和控制方法，该无变压器型混合有源电力滤波器及其实现方法和控制方法同时具有PPF成本低和APF的滤波性能和动态性能优异的特点，易于实施，滤波效果良好。

发明的技术解决方案如下：

一种无变压器型混合有源电力滤波器，包括双调谐无源滤波器和二极管钳位型有源滤波器；

所述的二极管钳位型有源滤波器为三电平逆变器；

双调谐无源滤波器包括与电网的A、B、C相分别相连的3条无源滤波支路；每一条无源滤波支路包括注入电容C₁、分压电容C₂、并联电容C₃、第一电感L₁和第二电感L₂；

注入电容C₁的一端接电网，注入电容C₁的另一端依次经分压电容C₂和并联支路接地；并联支路的结构为：并联电容C₃与第二电感L₂串联后再与第一电感L₁并联；

3条无源滤波支路的分压点分别通过三个输出电感L_f与三电平逆变器交流侧的三个端子分别相连；所述的分压点是指无源滤波支路中注入电容C₁与分压电容C₂的连接点。

所述的三电平逆变器包括3个桥臂和2个直流侧电容(C_dc1，C_dc2且C_dc1＝C_dc2)，直流侧串联等效电容为C_dc1/2，2个直流侧电容串联后与3个桥臂并联；

每一个桥臂由4个开关管和2个钳位二极管组成；其中，上桥臂和下桥臂各由2个开关管组成(具体为1个开关管的E极连接另一个开关管的C极)；每一个桥臂中，2个钳位二极管为第一钳位二极管和第二钳位二极管，第一钳位二极管的正极与第二二钳位二极管的负极连接；第一钳位二极管的负极接上桥臂的2个开关管的连接点；第二钳位二极管的正极接下桥臂的2个开关管的连接点；

三个桥臂的中点分别与所述的三个输出电感L_f相连，所述的桥臂的中点指上桥臂与下桥臂的连接点；

三个桥臂的中点、三个钳位中点和直流侧电容中点均短接；所述的钳位中点指每一个桥臂对应的2个钳位二极管的连接点；所述的直流侧电容中点指2个直流侧电容的串接点。

注入电容C₁、分压电容C₂、并联电容C₃、第一电感L₁和第二电感L₂的取值分别由以下各式确定：

$\left\{\begin{array}{c}{C}_1=\frac{Q}{{\mathrm{\ω}}_0{U}_{\mathrm{Pcc}}(U_{\mathrm{Pcc}}-U_r)}\\ C_2=\frac{Q}{{\mathrm{\ω}}_0{U}_{\mathrm{Pcc}}{U}_r}\end{array}\right.$

其中，ω₀是基波角频率，Q为无功功率补偿容量(由负载情况来确定)，U_PCC和U_r分别为电网电压有效值和注入点电压有效值；(其瞬时值均由电压互感器测量得到；这两个电压的有效值在设计时已知，系统设计时必然知道电网电压的有效值，而注入点电压的有效值决定了有源滤波器的额定电压，是根据有源电力滤波器的设计目标确定的。控制中需要这两个电压的瞬时值，由电压互感器测量得到) $\left\{\begin{array}{c}{L}_1=\frac{{{\mathrm{\ω}}_X}^2}{{{\mathrm{\ω}}_5}^2{{\mathrm{\ω}}_7}^{2}C}\\ L_2=\frac{1}{{{\mathrm{\ω}}_5}^2{{\mathrm{\ω}}_7}^2{L}_1{\mathrm{CC}}_3}\\ C_3=\frac{{{\mathrm{\ω}}_5}^2+{{\mathrm{\ω}}_7}^2}{{{\mathrm{\ω}}_5}^2{{\mathrm{\ω}}_7}^2}-\frac{1}{{{\mathrm{\ω}}_X}^2{L}_1}-C\end{array}\right.;$ 其中，

ω₅和ω₇分别是5、7次谐振角频率；

【无源支路并联谐振频率点ω_X在5次、7次谐波频率之间，即ω₅≤ω_X≤ω₇，ω_X是有取值范围的，只要L1，L2，C3的取值使得ω_X满足这个范围即可，因此是L1，L2，C3取值来决定ω_X。】

【滤波电感L_f设计时，需要考虑瞬时电流跟踪能力和纹波电流大小，即滤波电感L_f设计满足：

式中，E_m为有源电力滤波器注入点相电压的幅值，

为有源电力滤波器输出的最低次谐波电流分量，本发明为11次谐波电流有效值，即n_min＝11，直流电压设定值

开关周期为

f_s为有源电力滤波器功率开关的控制频率，纹波电流最大值Δ_imax一般取输出电流5％。】【为了减小直流侧电压波动，直流侧电容必须有一定的容量要求。当直流侧电压一定时，电容值越小，越有利于直流电压的快速跟踪控制；而电容值越大，越有利于将直流侧电压波动限制在合理的范围内。因此，直流侧电容的等效电容值为

(或者

)满足：

$\frac{\mathrm{\Δ}{P}_{\max }{t}_{\max }}{{V_{\mathrm{DC}}}^{*}\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{DC}\max }}\≤\frac{1}{2}{C}_{\mathrm{dc}1}=\frac{1}{2}{C}_{\mathrm{dc}2}\≤\frac{t_r^{*}}{R_d\ln \frac{1.2{V_{\mathrm{DC}}}^{*}-V_{\mathrm{DC}0}}{0.2{V_{\mathrm{DC}}}^{*}}},$ 式中，

为直流电压从三相不可控直流电压V_DC0到给定电压V_DC ^*的上升时间，t_max为电压控制环节的最大调节时间，ΔV_DCmax为直流电压最大纹波值，一般要求为5％V_DC ^*，R_d为直流侧等效电阻，ΔP_max为有源支路损耗功率最大变化量。】

一种无变压器型混合有源电力滤波器的实现方法，其特征在于，采用前述的无变压器型混合三电平有源电力滤波器的拓扑结构并进行注入电容C₁、分压电容C₂、并联电容C₃、第一电感L₁和第二电感L₂的参数选取；

双调谐无源滤波器用于滤除5次和7次谐波；

无功缺额由注入电容C₁和分压电容C₂来共同补偿；

采用分压电容C₂实现分压使得二极管钳位型有源滤波器只承受部分基波电压，从而实现谐波补偿和无功补偿。

前述的无变压器型混合有源电力滤波器的控制方法，采用电压-电流双闭环控制策略实施控制；

混合有源电力滤波器的电流内环控制：采样负载电流i_L进入滑动DFT谐波检测，检测到11次以上高次谐波电流i_H(包括11、13、17、19次谐波电流信号)，i_H作为混合型有源电力滤波器中有源部分输出谐波电流的参考信号；为维持有源部分的直流侧电压为恒定值，有源部分通过吸收维持直流电压，基波无功电流信号Δi_q为直流电压控制外环输出的控制信号；基波无功电流信号Δi_q与谐波电流参考信号i_H叠加值作为电流内环的参考信号，参考信号与输出电流ic做差进入比例谐振控制器；所述比例谐振控制器，包括比例控制器(控制参数为Kp)，以及11次、13次、17次、19次谐振控制器；

比例谐振控制对各次谐波电流进行的无稳态误差跟踪控制，控制器中的w₁₁-w₁₉分别11-19次谐波的角频率，[实例中，Kp＝2.2，k_i11＝k_i13＝K_i17＝K_i19＝0.002]电压外环的无功电流调节信号Δi_q由实际电压值与给定值的差经过PI调节器乘以cos(ω₀t-π/2)(滞后基波正序电压90度)得到；比例谐振控制器的输出信号与注入点电压前馈信号Ur【即直流侧电容连接点处的电压，图1中|f右端的电压。】叠加作为总参考信号进入PWM信号生成环节，生成PWM信号控制IGBT通断。

【比例谐振控制器在某一个固定频率(谐振频率)上实现近似无穷大增益，在此固定频率外无限衰减，这样可以使与谐振频率w具有相同频率正弦信号实现零稳态误差跟踪。因为它对谐波频率具有选择性，能够对某一频率信号实施精确的控制，从而可以对11、13、17、19等高次谐波分频控制。图5中比例谐振控制器，为比例控制器(控制参数为Kp)，以及11次、13次、17次、19次谐振控制器的叠加。】

所述的电压环控制器为PI控制器，电压环的给定为

反馈为V_DC，即二极管钳位型有源滤波器的直流侧电压】【实例中，直流电压参考值取

】。

有益效果：

本发明的无变压器型混合有源电力滤波器及其实现方法和控制方法，利用新型双调谐滤波器，一方面补偿系统无功功率和5次、7次谐波电流，另一方面，并使有源电力滤波器仅承受较小的基波电压而不需要额外的供电装置，有源电力滤波器采用三电平逆变器，使得有源电力滤波器的性能提高，体积减小，有源部分的电压、电流定额降低，且成本显著降低。

同时具有无源电流滤波器成本低和有源电力滤波器的滤波性能和动态性能优异的特点，其中，二极管箝位型三电平有源电力滤波器仅用来11次以上的高次谐波电流，通过改进型双调谐滤波器电路的裂解电容分压使得有源电力滤波器承受较低的基波电压，相比单纯有源电力滤波器容量大大减少；有源部分采用二极管箝位型三电平有源电力滤波器，减少了开关频率附近的谐波，同时开关增多，也会降低容量要求；本装置双调谐滤波器在传统基础上将电容裂解为两个，由于无源滤波器的并联部分对基波的阻抗几乎为零，对谐波呈现高阻抗，所以无功缺额由裂解的两个电容来补偿【这里的裂解后的电容是c1和c2】，同时可以由注入点以后电容实现分压使得二极管箝位型三电平有源电力滤波器承受小部分基波电压，使得谐波补偿效果和无功补偿达到最优；本发明特别适合于低压大容量或者中高压的谐波抑制场合。

因此，为大幅度降低有源电力滤波器的容量，本发明提出一种新型的混合型有源电力滤波器拓扑结构，该结构中有源电力滤波器的额定电压远远小于系统电压，输出电流仅包括11次以上高次谐波电流，额定电流也大大降低。同时，由于有源电力滤波器注入点电压合适，它能够从注入点吸收合适的功率维持自身正常运行，而无需额外设计直流供电装置。

本发明的改进双调谐滤波器不但能完成5、7次滤波，还能实现无功补偿、提供给有源部分较低的基波电压，使其正常工作。

附图说明

图1是本发明无变压器型注入式混合三电平有源电力滤波器的电路原理图；

图2是本发明无变压器型注入式混合三电平有源电力滤波器的谐波域单相等效电路图；

图3是本发明无变压器型注入式混合三电平有源电力滤波器的无源电路波特图；

图4是并联部分阻抗波特图；

图5是本发明中有源电力滤波器的单相等效控制框图；

图6是本发明无变压器型注入式混合三电平有源电力滤波器的实验框图；

图7是本发明无变压器型注入式混合三电平有源电力滤波器的仿真实验中负载电流波形及FFT分析；

图8是本发明无变压器型注入式混合三电平有源电力滤波器的仿真实验中无源电路投入后电源电流波形及FFT分析；

图9是仿真实验中无变压器型注入式混合三电平有源电力滤波器的无源电路和有源滤波器均投入运行后的电源电流波形及FFT分析；

图10是仿真实验中无变压器型注入式混合三电平有源电力滤波器的有源电力滤波器的输出电压波形(图a)和输出电流波形(图b)。

图11为传统双调谐滤波器拓扑结构。

具体实施方式

以下将结合附图和具体实施例对本发明做进一步详细说明：

实施例1：

本发明提出一种无变压器型混合型有源电力滤波器拓扑结构，如图1所示，无变压器型注入式混合三电平有源电力滤波器由改进的双调谐无源电力滤波器和二极管钳位型三电平有源电力滤波器构成。其中新型双调谐无源电力滤波器由电容C₁、C₂、C₃、L₁、L₂组成，有源电力滤波器并联在注入电容C₁的后点。有源电力滤波器支路由滤波电感L_f、功率模块、直流电容C_dc1和C_dc2构成。其中功率模块是一个三电平逆变模块，由IGBTQ₁～Q₄、Q_′1～Q′₄、Q″₁～Q″₄、钳位二极管D₁～D₂、D′₁～D′₂、D″₁～D″₂构成。

无源支路电容C₁和C₂实现系统无功功率补偿，并形成分压电路，电容C₁承受大部分基波电压，电容C₂承受小部分基波电压；同时，无源支路在5次和7次谐波出呈现低阻抗，即5次和7次电流通过注入电路抑制。有源电力滤波器承受的电压为电容C₁与电容C₂分压后的小部分基波电压，因此，一方面降低了有源电力滤波器的额定电压，另一方面保证有源电力滤波器能够从电网吸收适当的基波有功功率，维持正常运行，而无需额外设计供电电路。由于无源电路实现无功补偿、5次和7次谐波抑制，有源电力滤波器实现11、13、17、19、等高次谐波电流的抑制，低次谐波电流不流入有源电力滤波器，仅由少量无功电流来维持直流电压平衡，因此有源电力滤波器的额定电流也大大降低。

图2为本发明的谐波域单相等效电路。图2中e_sh为电网电压的谐波分量，L_s为电网线路等效电感，i_sh为电网的谐波电流，i_C2h为混合型有源电力滤波器的有源支路输出的谐波电流，i_ch为混合型有源电力滤波器的输出电流。设Xⁿ()表示各无源元件对于n次谐波所呈现的阻抗，混合型有源电力滤波器补偿后，电网电流的第n次谐波分量

为

$i_{\mathrm{sh}}^n=\frac{e_{\mathrm{sh}}^n+i_L^n[X^n\left(C_1\right)+X^n\left(R_R\right)]-i_{C2h}^n{X}^n\left(R_R\right)}{X^n\left(L_s\right)+X^n\left(C_1\right)+X^n\left(R_R\right)}---\left(1\right)$

式中，Xⁿ(R_R)为注入点以下，即C₂、C₃、L₁、L₂支路对第n次谐波所呈现的阻抗。

根据式(1)，电网电压的谐波分量e_sh也能够产生谐波电流。然而，电网的谐波电压通常很小，因此可以忽略谐波电压导致的谐波电流。但为避免混合型有源电力滤波器放大电网的电压谐波，须令

|Xⁿ(L_s)+Xⁿ(C₁)+Xⁿ(R_LR)|＞δ    (2)

式中，N_max≥n≥N_min，δ为足够小的正数，N_max，N_min为谐波抑制场合所要求的最低谐波次数和最高谐波次数。

混合型有源电力主电路设计中，将式(2)作为约束条件，即可防止系统阻抗、谐振电路和注入电容发生串并联谐振。

令

$\left|G_{S1}^n\left(\mathrm{\ω}\right)\right|=\left|\frac{X^n\left(C_1\right)+X^n\left(R_R\right)}{X^n\left(L_s\right)+X^n\left(C_1\right)+X^n\left(R_R\right)}\right|$

对于负载电流中的5次和7次谐波电流分量，由于无源支路整体呈现双调谐滤波器特性，因此|Xⁿ(C₁)+Xⁿ(R_R)|几乎为0，因此5次和7次被无源支路滤除。

对于负载电流的高次谐波分量，若通过混合型有源电力滤波器有源支路的电流内环控制，使其输出电流的第n次谐波电流

等于参考电流

且

则

$i_{C2h}^n=i_L^n---\left(3\right)$

将式(3)代入式(1)，有

$i_{\mathrm{sh}}^n=\frac{e_s^n+i_L^n{X}^n\left(C_1\right)}{X^n\left(L_s\right)+X^n\left(C_1\right)+X^n\left(R_R\right)}---\left(4\right)$

$\left|G_{S2}^n\left(\mathrm{\ω}\right)\right|=\left|\frac{X^n\left(C_1\right)}{X^n\left(L_s\right)+X^n\left(C_1\right)+X^n\left(R_R\right)}\right|---\left(5\right)$

由于

本发明中，混合型有源电力滤波器的跟踪负载的11次以上高次谐波电流，因此，电网电流的11次以上高次谐波分量将得到抑制。

综上，本发明的装置通过双调谐无源电力滤波器和二极管钳位型三点平有源电力滤波器通过上述的连接方式和控制方法，不但能提升谐波补偿效果，同时满足无功的补偿要求，而且降低有源部分的容量要求，使得其可以广泛应用于低压大功率或者中高压的场合。

本无变压器型混合有源电力滤波器的结构特点是：无源支路设置由C₁、C₂、C₃、L₁、L₂构成的双调谐滤波器的两个谐振点为5次和7次谐波，用来滤除5、7次谐波，C₁和C₂之间为有源电力滤波器的注入点，有源部分负责补偿5、7次以外的高次谐波，注入电容C₁承受大部分基波电压，使得有源部分承受很小的基波电压维持正常工作。由双调谐滤波器的特性并联支路的并联谐振频率在250-350HZ之间，此时并联部分基波阻抗几乎为0。

无源支路的阻抗模为

$\left|X_{\mathrm{PC}}\left(\mathrm{\ω}\right)\right|=|-\frac{1}{\mathrm{\ωC}}+\frac{{\mathrm{\ω}}^3{L}_1{L}_2{C}_3-\mathrm{\ω}{L}_1}{{\mathrm{\ω}}^2{C}_3(L_1+L_2)-1}|---\left(6\right)$

由于无源支路在5、7次附近谐振，则对应5、7次频率的阻抗为0，有

$\left\{\begin{array}{c}{{\mathrm{\ω}}_5}^2+{{\mathrm{\ω}}_7}^2=\frac{L_2{C}_3+L_1{C}_3+L_{1}C}{L_1{L}_2{\mathrm{CC}}_3}\\ {{\mathrm{\ω}}_5}^2{{\mathrm{\ω}}_7}^2=\frac{1}{L_1{L}_2{\mathrm{CC}}_3}\end{array}\right.---\left(7\right)$

其中 $C=\frac{C_1{C}_2}{C_1+C_2}.$

图3为无源支路的频率阻抗特性曲线，可见看到对于5、7次无源支路的阻抗为0.

L₁和C₃、L₂构成并联支路，其阻抗模为

$\left|X_{\mathrm{para}}\left(\mathrm{\ω}\right)\right|=\left|\frac{{{\mathrm{\ω}}_X}^3{L}_1{L}_2{C}_3-{\mathrm{\ω}}_X{L}_1}{{{\mathrm{\ω}}_X}^2{C}_3(L_1+L_2)-1}\right|---\left(8\right)$

并联支路的阻抗如图4所示，可见，并联部分的基波阻抗接近0，可以实现两个裂解电容的分压。

无源支路并联谐振频率点ω_X为

${\mathrm{\ω}}_X=\sqrt{1/C_3(L_1+L_2)}---\left(9\right)$

由双调谐无源电力滤波器固有性质知道，无源支路并联谐振频率点ω_X在5次、7次谐波频率之间，即ω₅≤ω_x≤ω₇。

根据式8，L₁、R₁和C₃、L₂、R₂构成并联阻抗Z_para(ω)在基波频率点呈现低阻抗，因此基波电压均有无源支路的电容承担。设混合型有源电力滤波器接入点相电压基波有效值为U_pcc，有源电力滤波器接入点电压有效值为U_r，无功功率补偿容量为Q，可以确定电容C₁和C₂为

$\left\{\begin{array}{c}{C}_1=\frac{Q}{{\mathrm{\ω}}_0{U}_{\mathrm{Pcc}}(U_{\mathrm{Pcc}}-U_r)}\\ C_2=\frac{Q}{{\mathrm{\ω}}_0{U}_{\mathrm{Pcc}}{U}_r}\end{array}\right.---\left(10\right)$

根据图1，与有源电力滤波器并联的无源部分亦是一个双调谐滤波器，经计算，其谐振点略低于5、7次，因此对于有源电力滤波器输出的高次频率谐波呈现较高阻抗。

根据以上分析，参数确定规则如下：

1)由系统负载无功缺额Q、系统电压UPCC和注入点电压U_R来确定C₁和C₂：

$\left\{\begin{array}{c}{C}_1=\frac{Q}{{\mathrm{\ω}}_0{U}_{\mathrm{Pcc}}(U_{\mathrm{Pcc}}-U_r)}\\ C_2=\frac{Q}{{\mathrm{\ω}}_0{U}_{\mathrm{Pcc}}{U}_r}\end{array}\right.---\left(11\right)$

其中，ω₀是基波角频率，Q由负载情况来确定，U_PCC和U_R由电压互感器测量得到。

2)L₁、L₂、C₃并联支路的阻抗表达式：

$\left|X_{\mathrm{para}}\left(\mathrm{\ω}\right)\right|=\left|\frac{{{\mathrm{\ω}}_X}^3{L}_1{L}_2{C}_3-{\mathrm{\ω}}_X{L}_1}{{{\mathrm{\ω}}_X}^2{C}_3(L_1+L_2)-1}\right|---\left(12\right)$

当上式为0时，有

其中ω_X是并联谐振角频率。

3)无源双调谐滤波器在5、7次谐振，有：

$\left\{\begin{array}{c}{{\mathrm{\ω}}_5}^2+{{\mathrm{\ω}}_7}^2=\frac{L_2{C}_3+L_1{C}_3+L_{1}C}{L_1{L}_2{\mathrm{CC}}_3}\\ {{\mathrm{\ω}}_5}^2{{\mathrm{\ω}}_7}^2=\frac{1}{L_1{L}_2{\mathrm{CC}}_3}\end{array}\right.---\left(13\right)$

其中

ω₅和ω₇分别是5、7次谐振角频率。

由以上公式可以确定：

$\left\{\begin{array}{c}{L}_1=\frac{{{\mathrm{\ω}}_X}^2}{{{\mathrm{\ω}}_5}^2{{\mathrm{\ω}}_7}^{2}C}\\ L_2=\frac{1}{{{\mathrm{\ω}}_5}^2{{\mathrm{\ω}}_7}^2{L}_1{\mathrm{CC}}_3}\\ C_3=\frac{{{\mathrm{\ω}}_5}^2+{{\mathrm{\ω}}_7}^2}{{{\mathrm{\ω}}_5}^2{{\mathrm{\ω}}_7}^2}-\frac{1}{{{\mathrm{\ω}}_X}^2{L}_1}-C\end{array}\right.---\left(14\right)$

发明为双调谐滤波器，5、7次谐振角频率都是需要的，ω_X求取参照公式(9).

一种无变压器型混合三电平有源电力滤波器，包括：双调谐无源电力滤波器和二极管箝位型三电平有源电力滤波器；双调谐无源电力滤波器并联在电网中，总体谐振频率设在5、7次，并联谐振频率介于5、7次之间，用于电网的无功补偿和谐波抑制。

二极管箝位型三电平有源电力滤波器并在双调谐无源电力滤波器的注入电容后点，主要用于补偿11、13次、17、19次的谐波。

三电平有源电力滤波器的单相等效控制框图如图5所示。本发明三电平有源逆变器采用滑动DFT的谐波检测方法对11、13、17、19等高次谐波电流逐次检测，避免了基于瞬时无功功率理论单次谐波检测的不完整性，使得单次谐波检测更加准确，使得有源电力滤波器不再输出5、7次等低次谐波。针对于单次谐波检测和直流电压的控制，本发明采用了电压电流双环控制。针对于谐波检测采用滑动DFT的算法，电流内环采用比例谐振控制算法，针对每次谐波进行控制，实现零稳态误差。

由于注入支路电容C₁的存在，本发明电压外环的控制采用无功电流的PI控制稳定直流侧电压。图5中电压环的PI控制器参数为：Kp＝80，Ki＝4000。

图5中i_L代表采样的负载电流，ic为混合有源滤波器的输出电流，Vf*为进入PWM控制的参考电压信号。

本发明中的混合有源电力滤波器的电流内环控制通过采样负载电流i_L进入滑动DFT谐波检测，检测到11次以上高次谐波电流i_H，后与电压外环的调节信号Δi_q叠加作为电流内环控制器的参考信号，参考信号与输出电流i_c做差进入比例谐振控制器。本专利所述比例谐振控制器，为比例控制器(控制参数为Kp)，以及11次、13次、17次、19次谐振控制器的叠加。比例谐振控制能够实现各次谐波的零稳态误差跟踪控制，控制器中的w11-w19分别11-19次谐波角频率，控制器相关参数为：Kp＝2.2，ki11＝ki13＝Ki17＝Ki19＝0.002。电压外环的无功电流调节信号Δi_q由实际电压值与直流电压给定值的差经过PI调节器乘以cos(ωt-π/2)(滞后基波正序电压90度的相位信号)得到。最终控制输出信号与注入点电压前馈信号Ur叠加作为总参考信号进入PWM信号生成环节，生成PWM信号控制IGBT通断。

以上分析表明，本发明所示混合型有源电力滤波器具有以下特点：1)避免了传统混合型有源电力滤波器的耦合变压器对系统成本、性能和体积的影响；2)改进型双调谐滤波器能够补偿无功功率、滤除5和和7次谐波，有源电力滤波器只需补偿11次以上的低含量谐波电流，大大减低了有源电力滤波器的额定电流；3)通过双调谐滤波器的裂解电容分压，使得有源电力滤波器进承受较小的基波电压，降低了有源电力滤波器的额定电压；4)有源电力滤波器仍然能够吸收部分功率，维持自身正常运行，避免额外设计有源电力滤波器的直流供电装置。

为验证无变压器混合型有源电力滤波器的正确性和有效性，搭建如图6所示仿真实验平台。图6中，实验所用负载为三相三线制380V/50Hz的晶闸管整流负载和阻感性无功负载，负载电流包含无功功率电流和5次、7次、11次、13次和17次等谐波电流。混合型有源电力滤波器的拓扑和控制方法如上所述，混合型有源电力滤波器的无源元件参数如表1所述。

表1本发明混合型有源电力滤波器的无源参数及其取值

图7为仿真实验中负载电流波形及FFT分析，负载导致系统存在11kVar的无功功率，负载电流的总谐波电流畸变率达到23.6％；图8是改进型双调谐滤波器投入后，电网电流波形及FFT分析，改进型双调谐滤波器不仅补偿了系统的无功功率，而且滤除了负载的5次和7次谐波电流，无源滤波后，电网的总谐波电流畸变率仅为7.8％，但是不能满足电网电流5％的谐波标准；图9是仿真实验中无变压器型注入式混合三电平有源电力滤波器的无源电路和有源滤波器均投入运行后，电网的电流波形及FFT分析，可见电网的高次谐波被有源电力滤波器有效抑制，补偿后电网的总谐波电流畸变率仅为3.6％，满足电网的谐波标准；图10是混合型有源电力滤波器中有源支路的输出电压和输出电流波形，可见有源电力滤波器的电压和电流定额均很小。

仿真实验结果表明，本发明所述的混合型有源电力滤波器无功补偿和谐波抑制效果良好，同时该拓扑结构使得系统在体积和成本方面具有明显优势。

Claims (6)

1.一种无变压器型混合有源电力滤波器，其特征在于，包括双调谐无源滤波器和二极管钳位型有源滤波器；

所述的二极管钳位型有源滤波器为三电平逆变器；

双调谐无源滤波器包括与电网的A、B、C相分别相连的3条无源滤波支路；每一条无源滤波支路包括注入电容C₁、分压电容C₂、并联电容C₃、第一电感L₁和第二电感L₂；

注入电容C₁的一端接电网，注入电容C₁的另一端依次经分压电容C₂和并联支路接地；并联支路的结构为：并联电容C₃与第二电感L₂串联后再与第一电感L₁并联；

3条无源滤波支路的分压点分别通过三个输出电感L_f与三电平逆变器交流侧的三个端子分别相连；所述的分压点是指无源滤波支路中注入电容C₁与分压电容C₂的连接点。

2.根据权利要求1所述的无变压器型混合三电平有源电力滤波器，其特征在于，所述的三电平逆变器包括3个桥臂和2个直流侧电容，直流侧串联等效电容为C_dc1/2，2个直流侧电容串联后与3个桥臂并联；

每一个桥臂由4个开关管和2个钳位二极管组成；其中，上桥臂和下桥臂各由2个开关管组成；每一个桥臂中，2个钳位二极管为第一钳位二极管和第二钳位二极管，第一钳位二极管的正极与第二二钳位二极管的负极连接；第一钳位二极管的负极接上桥臂的2个开关管的连接点；第二钳位二极管的正极接下桥臂的2个开关管的连接点；

三个桥臂的中点分别与所述的三个输出电感L_f相连，所述的桥臂的中点指上桥臂与下桥臂的连接点；

三个桥臂的中点、三个钳位中点和直流侧电容中点均短接；所述的钳位中点指每一个桥臂对应的2个钳位二极管的连接点；所述的直流侧电容中点指2个直流侧电容的串接点。

3.根据权利要求1或2所述的无变压器型混合三电平有源电力滤波器，其特征在于，注入电容C₁、分压电容C₂、并联电容C₃、第一电感L₁和第二电感L₂的取值分别由以下各式确定：

$\left\{\begin{array}{c}{C}_1=\frac{Q}{{\mathrm{\ω}}_0{U}_{\mathrm{Pcc}}(U_{\mathrm{Pcc}}-U_r)}\\ C_2=\frac{Q}{{\mathrm{\ω}}_0{U}_{\mathrm{Pcc}}{U}_r}\end{array}\right.$

其中，ω₀是基波角频率，Q为无功功率补偿容量，U_PCC和U_r分别为电网电压有效值和注入点电压有效值；

$\left\{\begin{array}{c}{L}_1=\frac{{{\mathrm{\ω}}_X}^2}{{{\mathrm{\ω}}_5}^2{{\mathrm{\ω}}_7}^{2}C}\\ L_2=\frac{1}{{{\mathrm{\ω}}_5}^2{{\mathrm{\ω}}_7}^2{L}_1{\mathrm{CC}}_3}\\ C_3=\frac{{{\mathrm{\ω}}_5}^2+{{\mathrm{\ω}}_7}^2}{{{\mathrm{\ω}}_5}^2{{\mathrm{\ω}}_7}^2}-\frac{1}{{{\mathrm{\ω}}_X}^2{L}_1}-C\end{array}\right.;$ 其中，

ω₅和ω₇分别是5、7次谐振角频率；

${\mathrm{\ω}}_X=\sqrt{1/C_3(L_1+L_2)}.$

4.一种无变压器型混合有源电力滤波器的实现方法，其特征在于，采用权利要求3所述的无变压器型混合三电平有源电力滤波器的拓扑结构并进行注入电容C₁、分压电容C₂、并联电容C₃、第一电感L₁和第二电感L₂的参数选取；

双调谐无源滤波器用于滤除5次和7次谐波；

无功缺额由注入电容C₁和分压电容C₂来共同补偿；

采用分压电容C₂实现分压使得二极管钳位型有源滤波器只承受部分基波电压，从而实现谐波补偿和无功补偿。

5.一种基于权利要求3所述的无变压器型混合有源电力滤波器的控制方法，其特征在于，采用电压-电流双闭环控制策略实施控制；

混合有源电力滤波器的电流内环控制:采样负载电流i_L进入滑动DFT谐波检测，检测到11次以上高次谐波电流i_H，i_H作为混合型有源电力滤波器中有源部分输出谐波电流的参考信号；为维持有源部分的直流侧电压为恒定值，有源部分通过吸收维持直流电压，基波无功电流信号Δi_q为直流电压控制外环输出的控制信号；基波无功电流信号Δi_q与谐波电流参考信号i_H叠加值作为电流内环的参考信号，参考信号与输出电流ic做差进入比例谐振控制器;所述比例谐振控制器，包括比例控制器，以及11次、13次、17次、19次谐振控制器;

比例谐振控制对各次谐波电流进行的无稳态误差跟踪控制，控制器中的w₁₁-w₁₉分别11-19次谐波的角频率，电压外环的无功电流调节信号Δi_q由实际电压值与给定值的差经过PI调节器乘以cos(ω₀t-π/2)得到；比例谐振控制器的输出信号与注入点电压前馈信号Ur叠加作为总参考信号进入PWM信号生成环节，生成PWM信号控制IGBT通断。

6.根据权利要求5所述的控制方法，其特征在于，所述的电压环控制器为PI控制器，电压环的给定为

反馈为V_DC，即二极管钳位型有源滤波器的直流侧电压。

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