CN104079002A - 光伏储能系统并网模式下的双闭环控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种光伏储能系统并网模式下的双闭环控制方法，属于光伏储能技术领域，光伏储能系统由光伏组件、锂离子电池、公共电网、本地负载以及功率变换器组成，其中功率变换器包括光伏侧Boost变换器、电池侧Buck-Boost变换器以及负载侧全桥逆变器，三个变换器都跨接到公共直流母线上，从而组成一个直流微网，所述负载侧全桥逆变器工作在并网模式时采用双闭环控制。本发明通过“内环逆变器滤波电感电流环和外环直流母线电压环”，实现“提高系统的动态性能，并通过控制直流母线电压恒定从而控制光伏组件输出功率或者锂电池充电功率和网侧功率相同”的有益效果，克服了现有技术中“不能很好控制光伏组件输出功率、锂电池充电功率的流动”等技术难题。

Description

光伏储能系统并网模式下的双闭环控制方法

技术领域

本发明涉及光伏储能技术领域，尤其涉及双闭环控制方法，更具体的说涉及光伏储能系统并网模式下的双闭环控制方法。

背景技术

整个光伏储能系统由光伏组件、锂电池、单相电网、负载以及功率变换器组成，光伏组件通过Boost升压变换器形成公共直流母线，锂电池通过Buck-Boost变换器挂接到公共直流母线上，直流母线通过全桥逆变器并入单相电网或者独立逆变成交流电压给负载供电。三个变换器都跨接到公共直流母线上，从而组成一个直流微网。

在并网模式下，由于全桥逆变器输入到电网电能质量、谐波大小有严格的要求，全桥逆变器的并网控制策略显得尤为重要。常用的单闭环反馈控制和双闭环电压电流控制策略，输出的电能质量、谐波大小控制一般，同时其直流母线电压不稳定，不能很好控制光伏组件输出功率、锂电池充电功率的流动。

发明内容

针对相关技术领域文献和以上现有技术的不足，在大量现有文献研究和长期在相关领域研发实践的基础上，本发明提出“光伏储能系统的并网模式下全桥逆变器双闭环闭环控制策略”，克服了现有技术中“不能很好控制光伏组件输出功率、锂电池充电功率的流动”等技术难题，通过“内环逆变器滤波电感电流环和外环直流母线电压环”，实现“提高系统的动态性能，并通过控制直流母线电压恒定从而控制光伏组件输出功率或者锂电池充电功率和网侧功率相同”的有益效果。

为实现上述目的，本发明是通过以下技术方案实现的：一种光伏储能系统并网模式下的双闭环控制方法，光伏储能系统由光伏组件、锂离子电池、公共电网、本地负载以及功率变换器组成，其中功率变换器包括光伏侧Boost变换器、电池侧Buck-Boost变换器以及负载侧全桥逆变器，三个变换器都跨接到公共直流母线上，从而组成一个直流微网，所述负载侧全桥逆变器工作在并网模式时采用双闭环控制。所述双闭环控制的内闭环控制为逆变器滤波电感电流环闭环控制，所述外闭环控制为直流母线电压环控制。所述的逆变器滤波电感电流环闭环控制采用电网电压前反馈控制。所述的逆变器滤波电感电流环闭环控制采用PI调节器。所述的逆变器滤波电感电流环闭环控制补偿前的开环传递函数为其中：K_PWM为调制器输入到逆变器输出的传递函数，此处为1，T_PWM为开关周期，L为输出LC滤波器的滤波电感，R_L为滤波电感等效内阻。

所述直流母线电压环控制在直流母线电容输入功率大于输出功率时，多余的能量给直流母线充电，直流母线电压升高；当直流母线电容输入功率小于输出功率时，不足的能量由直流母线电容放电补充，直流母线电压下降。所述直流母线电压环控制的补偿后的电压环闭环传递函数为 ${\mathrm{\Φ}}_i\left(s\right)=\frac{G_i\left(s\right)}{1+G_i\left(s\right)}=\frac{K_{\mathrm{ip}}\·K_{\mathrm{PWM}}}{L\·T_{\mathrm{PWM}}{S}^2+\mathrm{LS}+K_{\mathrm{ip}}{K}_{\mathrm{PWM}}}.$

本发明具备的有益效果是：本发明提出光伏储能系统的并网模式下全桥逆变器双闭环闭环控制策略：内环为逆变器滤波电感电流环，采用电网电压前馈控制，可以抵抗电网电压的扰动，减轻PI调节器的负担，提高系统的动态性能；外环为直流母线电压环，通过控制直流母线电压恒定，从而控制光伏组件输出功率或者锂电池充电功率和网侧功率相同。

附图说明

图1为本发明具体实施例的光伏储能系统拓扑；

图2是本发明具体实施例的全桥逆变器工作在并网模式下的控制框图；

图3是本发明具体实施例的全桥逆变器工作在并网模式下的电流环控制框图；

图4是本发明具体实施例的全桥逆变器工作在并网模式下电流环补偿后开环幅频特性；

图5是本发明具体实施例的并网逆变器功率流向示意图；

图6是本发明具体实施例的全桥逆变器工作在并网模式下的电压环控制框图；

图7是本发明具体实施例的简化的电压环控制框图；

图8是本发明具体实施例的全桥逆变器工作在并网模式下电压环补偿后开环幅频特性。

具体实施方式

下面对照附图，通过对实施例的描述，对本发明的具体实施方式如所涉及的控制系统，相互间的连接关系，及实施方法，作进一步详细的说明，以帮助本领域的技术人员对本发明的发明构思、技术方案有更完整、准确和深入的理解。

光伏储能系统拓扑结构图如图1所示，该系统由光伏组件、锂离子电池、公共电网、本地负载以及功率变换器组成。其中功率变换器包括光伏侧Boost变换器、电池侧Buck-Boost变换器以及负载侧全桥逆变器。三个变换器都跨接到公共直流母线上，从而组成一个直流微网。

负载侧全桥逆变器工作在并网模式时的控制框图如图2所示。外环直流母线电压Udc，经过PI调节和公式计算后，输出给内环电感电流环，再次经过PI调节后，获得修正量经过一系列计算后，获得全桥逆变器的占空比Kd。最终控制直流母线电压Ud的输出。采用双闭环控制策略。内环为逆变器滤波电感电流环，提高系统的动态性能；外环为直流母线电压环，通过控制直流母线电压恒定，从而控制光伏组件输出功率或者锂电池充电功率和网侧功率相同。

图3给出了电流环控制框图。采用PI调节器以提高电感电流的跟随性能，提高系统动态特性。采用电网电压前馈控制，一方面可以抵抗电网电压的扰动，另一方面减轻PI调节器的负担。由于控制器的采样计算与PWM执行时间相差一个开关周期，所以通常在并网逆变器的传递函数中加入一个一阶惯性环节。

根据图3可知，电流环在补偿前的开环传递函数为：

$G_i\left(s\right)=\frac{K_{\mathrm{PWM}}}{(T_{\mathrm{PWM}}\·S+1)\·(\mathrm{LS}+R_L)}---\left(1\right)$

其中：K_PWM为调制器输入到逆变器输出的传递函数，此处为1

T_PWM为开关周期

u_s为电网电压

L为输出LC滤波器的滤波电感

R_L为滤波电感等效内阻

S为固定参数2πfs

从式(1)可以看出，被控对象分母上含有两个时间常数。考虑PI调节器抵消较大的时间常数，将补偿后电流环的穿越频率fic设置在开关频率fs的1/10，即有：

$f_{\mathrm{ic}}=\frac{f_s}{10}---2)$

设电流环PI调节器参数为：

$C_i\left(s\right)=\frac{K_{\mathrm{ip}}S+K_{\mathrm{ii}}}{S}---\left(3\right)$

通过以下方程可求解得到电流环控制器参数：

$\left\{\begin{array}{c}\frac{K_{\mathrm{ii}}}{K_{\mathrm{ip}}}=\frac{R_L}{L}\\ {\left|\frac{K_{\mathrm{ip}}S+K_{\mathrm{ii}}}{S}\frac{K_{\mathrm{PWM}}}{(T_{\mathrm{PWM}}\·S+1)\·(\mathrm{LS}+R_L)}\right|}_{s=j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{ic}}}=1\end{array}\right.---\left(4\right)$

取逆变器输出滤波器参数取L＝2mH，其内阻为RL＝30mΩ，将相关参数代入式(2.103)可解得电流环PI调节器参数。最终取参数为：

$\left\{\begin{array}{c}{K}_{\mathrm{ip}}=22\\ K_{\mathrm{ii}}=330\end{array}\right.---\left(5\right)$

图4给出了补偿前后电流环开环传递函数的伯特图。从图中可以看出，补偿后电流环开环传递函数幅频特性曲线以-20dB/dec的斜率穿过零点。系统穿越频率为9.34e+3rad/sec，相角裕度为58.1deg。

如图5所示，当全桥逆变器工作在并网模式时，由全桥逆变器控制直流母线电压恒定。当直流母线电容输入功率大于输出功率时，多余的能量给直流母线充电，直流母线电压升高；当直流母线电容输入功率小于输出功率时，不足的能量由直流母线电容放电补充，直流母线电压下降。

其中：I_i为输入电流平均值；I_dc为输出电流平均值；I_c为电容电流平均值；U_dc为电容电压平均值；I_L为并网电流幅值；U_s为电网电压幅值

由上面的分析可知，当并网逆变器稳定工作时，有下式成立：

$U_{\mathrm{dc}}\·I_{\mathrm{dc}}=\frac{U_s\·I_L}{2}---\left(6\right)$

令：

$K_D=\frac{U_s}{2U_{\mathrm{dc}}}---\left(7\right)$

则有：

I_dc＝K_D·I_L   (8)

对于直流母线电容，其电流和电压关系为：

$I_i-I_{\mathrm{dc}}=C\frac{d{U}_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{dt}}---\left(9\right)$

将上式转化为频域表达式，则有：

$U_{\mathrm{dc}}\left(s\right)=\frac{I_i\left(s\right)-I_{\mathrm{dc}}\left(s\right)}{\mathrm{SC}}---\left(10\right)$

根据以上表达式，即得到如图6所示的电压环控制框图。

根据式(1)、(4)，可以得到电压环补偿后的开环传递函数为：

$G_i\left(s\right)=\frac{\frac{K_{\mathrm{ip}}\·K_{\mathrm{PWM}}}{L}}{S(T_{\mathrm{PWM}}\·S+1)}---\left(11\right)$

所以补偿后的电压环闭环传递函数为：

${\mathrm{\Φ}}_i\left(s\right)=\frac{G_i\left(s\right)}{1+G_i\left(s\right)}=\frac{K_{\mathrm{ip}}\·K_{\mathrm{PWM}}}{L\·T_{\mathrm{PWM}}{S}^2+\mathrm{LS}+K_{\mathrm{ip}}{K}_{\mathrm{PWM}}}---\left(12\right)$

和全桥逆变器工作在独立逆变模式下输出电压有效值环路的补偿网络设计类似，此处虚线框的输入是50Hz正弦波的幅值，输出也是50Hz正弦波的幅值，所以虚线框内的部分实际上是电流环闭环传递函数幅频特性曲线上50Hz频率对应的增益，可以用一个比例系统代替，从而可以将图6简化为图7。

其中：

K_W＝|Φ_i(s)|_s＝j2π·50   (13)

所以补偿前电压环开环传递函数为：

$G_v\left(s\right)=\frac{K_W\·K_D}{\mathrm{SC}}---\left(14\right)$

将补偿后电压环的穿越频率fvc设置在电流环穿越频率fic的1/10，将电压环PI调节器的转折频率fvn设置在补偿后电压环的穿越频率fvc的1/5，即有：

$\left\{\begin{array}{c}{f}_{\mathrm{vc}}=\frac{f_{\mathrm{ic}}}{10}\\ f_{\mathrm{vn}}=\frac{f_{\mathrm{vc}}}{5}\end{array}\right.---\left(15\right)$

设电压环PI调节器参数为：

$C_v\left(s\right)=\frac{K_{\mathrm{vp}}S+K_{\mathrm{vi}}}{S}---\left(16\right)$

通过以下方程组可求解得到电压环控制器参数：

$\left\{\begin{array}{c}\frac{K_{\mathrm{vi}}}{K_{\mathrm{vp}}}=2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{vn}}\\ {|\frac{K_{\mathrm{vp}}S+K_{\mathrm{vi}}}{S}\·\frac{K_W\·K_D}{\mathrm{SC}}|}_{s=j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{vc}}}=1\end{array}\right.---\left(17\right)$

将相关参数代入上式，即可求得电压环PI调节器参数。最终取参数为：

$\left\{\begin{array}{c}{K}_{\mathrm{vp}}=2\\ K_{\mathrm{vi}}=200\end{array}\right.---\left(18\right)$

图8给出了补偿前后电压环开环传递函数的伯特图。从图中可以看出，补偿后电压环开环传递函数幅频特性曲线以-20dB/dec的斜率穿过零点。系统穿越频率为797rad/sec，相角裕度为82.8deg。

专业人员还可以进一步意识到，结合本文中所公开的实施例描述的执行步骤，能够以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来实现，这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。

本发明并不局限于上述特定实施例，在不脱离本发明精神及其实质情况下，本领域的普通技术人员可根据本发明做出各种相应改变和变形，这些相应对本发明进行的修改或者等同替换，其均应涵盖在本发明的权利要求保护的范围当中。

Claims (7)

1.一种光伏储能系统并网模式下的双闭环控制方法，光伏储能系统由光伏组件、锂离子电池、公共电网、本地负载以及功率变换器组成，其中功率变换器包括光伏侧Boost变换器、电池侧Buck-Boost变换器以及负载侧全桥逆变器，三个变换器都跨接到公共直流母线上，从而组成一个直流微网，其特征在于：所述负载侧全桥逆变器工作在并网模式时采用双闭环控制。

2.根据权利要求1所述的双闭环控制方法，其特征在于：所述双闭环控制的内闭环控制为逆变器滤波电感电流环闭环控制，所述外闭环控制为直流母线电压环控制。

3.根据权利要求2所述的双闭环控制方法，其特征在于：所述的逆变器滤波电感电流环闭环控制采用电网电压前反馈控制。

4.根据权利要求2所述的双闭环控制方法，其特征在于：所述的逆变器滤波电感电流环闭环控制采用PI调节器。

5.根据权利要求2所述的双闭环控制方法，其特征在于：所述的逆变器滤波电感电流环闭环控制补偿前的开环传递函数为其中：K_PWM为调制器输入到逆变器输出的传递函数，此处为1，TPWM为开关周期，L为输出LC滤波器的滤波电感，RL为滤波电感等效内阻，S为固定参数2πfs。

6.根据权利要求2所述的双闭环控制方法，其特征在于：所述直流母线电压环控制在直流母线电容输入功率大于输出功率时，多余的能量给直流母线充电，直流母线电压升高；当直流母线电容输入功率小于输出功率时，不足的能量由直流母线电容放电补充，直流母线电压下降。

7.根据权利要求2所述的双闭环控制方法，其特征在于：所述直流母线电压环控制的补偿后的电压环闭环传递函数为 ${\mathrm{\Φ}}_i\left(s\right)=\frac{G_i\left(s\right)}{1+G_i\left(s\right)}=\frac{K_{\mathrm{ip}}\·K_{\mathrm{PWM}}}{L\·T_{\mathrm{PWM}}{S}^2+\mathrm{LS}+K_{\mathrm{ip}}{K}_{\mathrm{PWM}}}.$