CN107968406A - 一种有源电力滤波器抗饱和频率自适应重复控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种有源电力滤波器抗饱和频率自适应重复控制方法，首先采集公共耦合点三相电压，利用锁相环得到该电压频率f_pll和相位θ；接着，谐波检测模块提取非线性负载电流i_L的谐波信号指令，与通过直流电压控制器得到输出有功电流指令相加，再与输出电流反馈信号和补偿器输出信号之和相减得到电流控制器的输入误差信号；然后通过由重复控制器和PI控制器构成的电流控制器得到输出控制量；最后，输出控制量、公共耦合点电压前馈量和通过有源阻尼模块的滤波器电容电流前馈量三者相加之后经过限幅器得到PWM波调制指令信号。

Description

一种有源电力滤波器抗饱和频率自适应重复控制方法

技术领域

本发明属于有源电力滤波器电流控制技术领域，更为具体地讲，涉及一种有源电力滤波器抗饱和频率自适应重复控制方法。

背景技术

随着电力电子技术在电力系统各相关领域中的广泛应用，现代社会对电力系统安全稳定与供电质量的要求也日益提高。现代电力系统中，电力电子设备的应用越来越广泛，各种非线性、冲击性、波动性和不对称负载大量增加，造成诸如电压波动、电压跌落及谐波等电能质量污染日趋严重。谐波电流会引起电网中局部的并联谐振和串联谐振使得谐波被放大，从而对控制系统和通讯系统等产生干扰。因此，如何有效地提高电能质量是供电部门、电力用户和电力设备制造商共同关注的问题。

有源电力滤波器(APF)的性能很大程度上取决于它的电流控制策略。近年来无数的APF电流控制方案被提出来，如滞环控制,比例积分(PI)控制,比例谐振(PR)控制,和无差拍(DB)控制。但都由于其各自方法的缺陷不能很好地提高APF的补偿性能。

当前，重复控制(RC)是为APF补偿谐波的常用方法。传统的重复控制器(CRC)的数字形式是z^-N/(1-z^-N)，可以跟踪N是整数的任何周期性信号，考虑到CRC只能在具有整数N的数字控制器中实现，因此其控制性能不可避免地对电网频率变化敏感，所以它不能精确地补偿分数周期信号，致使谐波补偿性能同样下降。为了处理这个问题，基于拉格朗日插值法的有限长单位冲激响应(FIR)滤波器使用分数延迟元素近似项z^-N的分数阶重复控制(FORC)方法被提出。分数阶重复控制(FORC)是基于内膜原理的控制思想，具有高增益和慢时间相应的特性，这使其容易产生饱和效应，使得控制器性能恶化，致使补偿性能同样下降。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种有源电力滤波器的抗饱和频率自适应重复控制方法，保证在系统控制器处于饱和状态时，仍能保持重复控制器的高精度性能。

为实现上述发明目的，本发明一种有源电力滤波器抗饱和频率自适应重复控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

(1)、采集公共耦合点的三相电压u_pcc，利用锁相环对其进行锁相，得到公共耦合点电压的频率f_pll和相位角θ；

(2)、采集非线性负载电流i_L，对i_L进行abc-dq坐标变换，得到静止参考坐标系下的负载电流i_Ldq，再通过谐波电流检测模块得到电流控制器谐波参考信号i_refdq；

(3)、采集有源电力滤波器输出电流i_O，将i_O与抗饱和补偿器的输出y_1k求和，得到信号y_2k，然后对y_2k进行abc-dq坐标变换，得到同步旋转坐标系下的输出电流y_2kdq；

(4)、采集有源电力滤波器直流侧电压u_dc，将有源电力滤波器直流侧电压u_dc与直流侧电压参考值u_dcref作差，得到直流电压误差信号Δu_dc；再将直流电压误差信号Δu_dc通过直流电压控制器，得到有源电力滤波器输出有功电流给定值Δi_d；

(5)、计算电流控制器的输出控制量u_pidq

(5.1)、计算电流控制器误差信号Δi_Ldq：将电流控制器谐波参考信号i_refdq与输出有功电流给定值Δi_d求和，然后再与同步旋转坐标系下的输出电流y_2kdq作差，得到电流控制器输入误差信号Δi_Ldq：

Δi_Ldq＝i_refdq+Δi_d-y_2kdq

(5.2)、电流控制器根据步骤(1)所得的频率f_pll，将计算得到的误差信号Δi_Ldq依次送入到内部的抗饱和分数阶重复控制器和PI控制器，得到输出控制量u_pidq；

(6)、计算限幅器的输出值u_k1：

(6.1)、将公共耦合点的三相电压u_pcc经过abc-dq坐标变换，得到同步旋转坐标系下的公共耦合点电压u_pccdq；

(6.2)、采集LCL滤波器电容电流i_C，经过abc-dq坐标变换得到同步旋转坐标系下的电容电流i_Cdq，将i_Cdq通过有源阻尼模块，得到同步旋转坐标系下的有源阻尼反馈量u_Cdq：

(6.3)、将电流控制器输出控制量u_pidq、同步旋转坐标系下公共耦合点电压u_pccdq以及有源阻尼反馈量u_Cdq三者相加，将结果再通过dq-abc反同步旋转坐标变换，得到限幅器的输入值u_k，u_k经过限幅器后得到输出u_k1；

(7)将u_k1同u_k作差得到抗饱和补偿器的输入将送入抗饱和补偿器然后得到抗饱和补偿器输出y_1k；

(8)PWM模块根据步骤(6)所得的调制指令值u_k1得到对应的开关管开关控制信号，再用该开关控制信号来控制有源电力滤波器中各个IGBT的开通关断。

本发明的发明目的是这样实现的：

本发明一种有源电力滤波器抗饱和频率自适应重复控制方法，首先采集公共耦合点三相电压，利用锁相环得到该电压频率f_pll和相位θ；接着，谐波检测模块提取非线性负载电流i_L的谐波信号指令，与通过直流电压控制器得到输出有功电流指令相加，再与输出电流反馈信号和补偿器输出信号之和相减得到电流控制器的输入误差信号；然后通过由重复控制器和PI控制器构成的电流控制器得到输出控制量；最后，输出控制量、公共耦合点电压前馈量和通过有源阻尼模块的滤波器电容电流前馈量三者相加之后经过限幅器得到PWM波调制指令信号。本发明方法中的抗饱和频率自适应重复控制器由整数阶延时环节和分数阶延时环节构成。整数阶延时环节的阶数通过计算系统采样频率与电网频率的频率比的整数部分得到；分数阶延时环节由一阶FIR滤波器实现。由于采用了带抗饱和补偿器的分数阶重复控制器，增加了重复控制器在易饱和状态下的控制器参数稳定度，保障了有源电力滤波器在控制器饱和状态下的好的补偿效果。

同时，本发明一种有源电力滤波器的抗饱和频率自适应重复控制方法还具有以下有益效果：

(1)、本发明能够基于锁相环输出实时的电网频率，实时改变分数阶重复控制内环，这样改进后的分数阶重复控制的谐振频率能与电网实际的基波和谐振频率一致。

(2)、本发明能够保证系统饱和后能够快速恢复，减小系统性能衰减，使得系统易保持稳定，具有良好的谐波补偿效果。

(3)、本发明抗饱和分数阶重复控制算法，相比传统的重复控制算法，数字实现简易，变化不大，具有很高的工程实现价值。

附图说明

图1是本发明一种有源电力滤波器的抗饱和频率自适应重复控制原理图；

图2是电流闭环控制系统框图；

图3是抗饱和分数阶重复控制的原理框图；

图4是电网频率为50Hz时，不采用本发明的有源电力滤波器的谐波补偿效果仿真波形；

图5是电网频率为50Hz时，采用本发明的有源电力滤波器的谐波补偿效果仿真波形；

图6是电网频率为50Hz-55Hz变化时，采用本发明的有源电力滤波器的谐波补偿效果仿真波形；

图7是电网频率为50Hz-45Hz变化时，采用本发明的有源电力滤波器的谐波补偿效果仿真波形；

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式进行描述，以便本领域的技术人员更好地理解本发明。需要特别提醒注意的是，在以下的描述中，当已知功能和设计的详细描述也许会淡化本发明的主要内容时，这些描述在这里将被忽略。

实施例

图1是本发明一种有源电力滤波器的抗饱和频率自适应重复控制原理图。

在本实施例中，在本实施例中，如图1所示，有源电力滤波器包括主电路和控制两部分，其中，图1的实线框部分为控制部分。

主电路部分是由逆变器主电路1、LCL滤波器2、非线性负载3组成。逆变器主电路1通过LCL滤波器2与电网相连，非线性负载3直接与电网相连，从而组成一个完整的有源电力滤波器的主电路。

控制部分包括：PLL锁相环模块4、谐波计算模块5、直流电压控制模块6、电流控制器7、有源阻尼模块8、限幅器模块9、补偿器模块10、PWM模块11构成了有源电力滤波器的控制部分。其中，电流控制器7如图2所示，包括重复控制器12，PI控制器和APF等效模型组成的P(z)13。

下面结合图1，对本发明进行详细描述，具体包括以下步骤：

S1、采集公共耦合点的三相电压u_pcc，利用锁相环对其进行锁相，得到公共耦合点电压的频率f_pll和相位角θ；

S2、采集非线性负载电流i_L，对其进行abc-dq坐标变换，得到静止参考坐标系下的负载电流i_Ldq，再通过谐波电流检测模块得到电流控制器谐波参考信号i_refdq；

S3、采集有源电力滤波器输出电流i_O，将i_O与抗饱和补偿器的输出y_1k求和，得到信号y_2k然后对其进行abc-dq坐标变换，得到同步旋转坐标系下的输出电流y_2kdq；

S4、采集有源电力滤波器直流侧电压u_dc，将有源电力滤波器直流侧电压u_dc与直流侧电压参考值u_dcref作差，得到直流电压误差信号Δu_dc；再将直流电压误差信号Δu_dc通过直流电压控制器,得到有源电力滤波器输出有功电流给定值Δi_d；

S5、计算电流控制器的输出控制量u_pidq

S5.1、计算电流控制器误差信号Δi_Ldq：将电流控制器谐波参考信号i_refdq与输出有功电流给定值Δi_d求和，然后再与同步旋转坐标系下的输出电流y2kdq作差，得到电流控制器输入误差信号Δi_Ldq：

Δi_Ldq＝i_refdq+Δi_d-y_2kdq

S5.2)、电流控制器根据步骤S1所得的频率f_pll，将计算得到的输入误差信号Δi_Ldq依次送入到如图3所示的抗饱和分数阶重复控制器和PI控制器，得到输出控制量u_pidq，这样当控制器饱和时，可以保证有源电力滤波器补偿效果不会降低；

S6、计算限幅器的输出值u_k1：

S6.1、将公共耦合点的三相电压u_pcc经过abc-dq坐标变换，得到同步旋转坐标系下的公共耦合点电压u_pccdq；

S6.2、采集LCL滤波器电容电流i_C，经过abc-dq坐标变换得到同步旋转坐标系下的电容电流i_Cdq，将其通过有源阻尼模块，得到同步旋转坐标系下的有源阻尼反馈量u_Cdq：

S6.3、将电流控制器输出控制量u_pidq、同步旋转坐标系下公共耦合点电压u_pccdq以及有源阻尼反馈量u_Cdq三者相加，将结果再通过dq-abc反同步旋转坐标变换，得到限幅器的输入值u_k，u_k经过限幅器后得到输出u_k1；

S7、将u_k1同u_k作差得到抗饱和补偿器的输入将送入抗饱和补偿器然后得到抗饱和补偿器输出y_1k；

S8、PWM模块根据步骤S6所得的调制指令值u_k1得到对应的开关管开关控制信号，再用该开关控制信号来控制有源电力滤波器中各个IGBT的开通关断。

在本实施例中，下面结合图3对抗饱和分数阶重复控制器进行详细说明。

抗饱和分数阶重复控制器的传递函数为：

其中，N_i＝[f_s/f_pll]，f_s为采样频率，本实施例中取10KHz，f_pll为电网频率，[]表示取整；L(z)为拉格朗日插值法FIR滤波器；Q(z)为低通滤波器，Q(z)＝0.25z+0.5+0.25z^-1；S(z)为分数阶重复控制器的补偿函数，S(z)＝z⁵；z表示Z域算子。

在本实施例中，分数阶重复控制器包括整数阶延时环节和分数阶延时环节；

其中，整数阶延时环节的阶数通过计算系统采样频率与电网频率的频率比的整数部分得到；分数阶延时环节由基于拉格朗日插值法的FIR滤波器L(z)实现，FIR滤波器L(z)的参数F为系统采样频率与电网频率的频率比的小数部分；其中，L(z)的表达式为：

其中，n为滤波器阶数，取值为1，z表示Z域算子

代入参数值则有

基于抗饱和补偿器的APF电流环控制方法为本发明的核心，下面结合图3对其进行详细说明。

如图3所示，G_c(z)表示控制器，sat(u_k)表示限幅器，C_aw(z)表示补偿器，经过控制器出来的信号u_k同经过限幅器的信号u_k1作差得到信号然后将信号送入到补偿器，得到输出信号y_1k，将y_1k同系统的输出信号y_k信号求和后同指令信号r_k作差后得到误差信号e_k送入到分数阶重复控制器中，完成电流环控制。

抗饱和补偿器的传递函数为：

其中，R_f表示电感的寄生电阻，T_s表示采样周期，L_f表示电感的感值。在本实施例中R_f＝0.4Ω,T_s＝1/10000s,L_f＝5mH。

这样可当系统饱和时，抗饱和补偿器可以让分数阶重复控制器快速远离饱和效应影响，使系统快速趋向稳定状态，这增加了分数阶重复控制器在系统参数变化过程中的控制器参数稳定度。

图4是电网频率为50Hz时，不采用本发明的有源电力滤波器的补偿效果仿真波形。可以看到当切换负载时，系统恢复稳定的响应时间大约为0.4s左右。

图5是电网频率为50Hz时，采用本发明的有源电力滤波器的谐波补偿效果仿真波形，可以看到当切换负载时，系统恢复稳定的响应时间大约为0.2s左右。

图6是电网频率为50Hz-55Hz变化时，采用本发明的有源电力滤波器的谐波补偿效果仿真波形；

图7是电网频率为50Hz-45Hz变化时，采用本发明的有源电力滤波器的谐波补偿效果仿真波形；

通过比较图4和图5波形图可以看出，当电网频率为50Hz时，采用抗饱和补偿器时，系统的快速响应时间有所减小；比较图6和图7波形图可以看出，当电网频率变化时，电网侧电流的谐波分量保持在较低的水平，表明采用本发明所述方法可以使其补偿效果不会随着电网频率的波动而急剧变化。综上表明采用本发明所述方法可以加快系统恢复稳定的时间，使系统快速远离饱和状态，提高其谐波补偿能力，证明了本发明专利提出的方法的有效性。

尽管上面对本发明说明性的具体实施方式进行了描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。

Claims (4)

1.一种有源电力滤波器抗饱和频率自适应重复控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

(1)、采集公共耦合点的三相电压u_pcc，利用锁相环对其进行锁相，得到公共耦合点电压的频率f_pll和相位角θ；

(2)、采集非线性负载电流i_L，对i_L进行abc-dq坐标变换，得到静止参考坐标系下的负载电流i_Ldq，再通过谐波电流检测模块得到电流控制器谐波参考信号i_refdq；

(3)、采集有源电力滤波器输出电流i_O，将i_O与抗饱和补偿器的输出y_1k求和，得到信号y_2k，然后对y_2k进行abc-dq坐标变换，得到同步旋转坐标系下的输出电流y_2kdq；

(4)、采集有源电力滤波器直流侧电压u_dc，将有源电力滤波器直流侧电压u_dc与直流侧电压参考值u_dcref作差，得到直流电压误差信号Δu_dc；再将直流电压误差信号Δu_dc通过直流电压控制器，得到有源电力滤波器输出有功电流给定值Δi_d；

(5)、计算电流控制器的输出控制量u_pidq

(5.1)、计算电流控制器误差信号Δi_Ldq：将电流控制器谐波参考信号i_refdq与输出有功电流给定值Δi_d求和，然后再与同步旋转坐标系下的输出电流y_2kdq作差，得到电流控制器输入误差信号Δi_Ldq：

Δi_Ldq＝i_refdq+Δi_d-y_2kdq

(5.2)、电流控制器根据步骤(1)所得的频率f_pll，将计算得到的误差信号Δi_Ldq依次送入到内部的抗饱和分数阶重复控制器和PI控制器，得到输出控制量u_pidq；

(6)、计算限幅器的输出值u_k1：

(6.1)、将公共耦合点的三相电压电压u_pcc经过abc-dq坐标变换，得到同步旋转坐标系下的公共耦合点电压u_pccdq；

(6.2)、采集LCL滤波器电容电流i_C，经过abc-dq坐标变换得到同步旋转坐标系下的电容电流i_Cdq，将i_Cdq通过有源阻尼模块，得到同步旋转坐标系下的有源阻尼反馈量u_Cdq：

(6.3)、将电流控制器输出控制量u_pidq、同步旋转坐标系下公共耦合点电压u_pccdq以及有源阻尼反馈量u_Cdq三者相加，将结果再通过dq-abc反同步旋转坐标变换，得到限幅器的输入值u_k，u_k经过限幅器后得到输出u_k1；

(7)将u_k1同u_k作差得到抗饱和补偿器的输入将送入抗饱和补偿器然后得到抗饱和补偿器输出y_1k；

(8)PWM模块根据步骤(6)所得的调制指令值u_k1得到对应的开关管开关控制信号，再用该开关控制信号来控制有源电力滤波器中各个IGBT的开通关断。

2.根据权利要求1所述的一种有源电力滤波器的抗饱和频率自适应重复控制方法，其特征在于，所述的电流控制模块包括抗饱和分数阶重复控制器和PI控制器；

其中，抗饱和分数阶重复控制器的传递函数为：

其中，N_i＝[f_s/f_pll]，f_s为采样频率，[]表示取整；L(z)为拉格朗日插值法FIR滤波器；Q(z)为低通滤波器，S(z)为分数阶重复控制器的补偿函数，S(z)＝z^d，z表示Z域算子。

3.根据权利要求2所述的一种有源电力滤波器的抗饱和频率自适应重复控制方法，其特征在于，所述的抗饱和分数阶重复控制器又包括整数阶延时环节和分数阶延时环节；

其中，整数阶延时环节的阶数通过计算系统采样频率与电网频率的频率比的整数部分得到；分数阶延时环节由基于拉格朗日插值法的FIR滤波器L(z)实现，FIR滤波器L(z)的参数F为系统采样频率与电网频率的频率比的小数部分；其中，L(z)的表达式为：

其中，n为FIR滤波器阶数，z表示Z域算子，。

4.根据权利要求1所述的有源电力滤波器的抗饱和频率自适应重复控制方法，其特征在于，所述的抗饱和补偿器的传递函数表达式为：

其中，R_f表示电感的寄生电阻，T_s表示采样周期，L_f表示电感的感值。