CN104883083B

CN104883083B - 无需增加额外开关器件的有源功率解耦装置及控制方法

Info

Publication number: CN104883083B
Application number: CN201510266612.XA
Authority: CN
Inventors: 孙尧; 刘永露; 但汉兵; 张关关; 杨建�; 韩华; 彭涛; 王春生
Original assignee: Central South University
Current assignee: Central South University
Priority date: 2015-05-22
Filing date: 2015-05-22
Publication date: 2017-08-04
Anticipated expiration: 2035-05-22
Also published as: CN104883083A

Abstract

本发明公开了一种无需增加额外开关器件的有源功率解耦装置及控制方法，它是通过在常规的单相电流型变换器拓扑结构中增加两个额外的储能电容来实现的。在每个工频周期里，每个储能电容轮流工作来完成单相电流型变换器中固有二次脉动功率的吸收与释放。与常规有源解耦装置相比，它无需增加额外的开关器件，有利于降低系统成本和提高系统效率。所述的有源解耦装置中直流电流由解耦电路实时校正，解耦电容电压的平均值由整流级电路维持恒定。系统控制不依赖于精确的系统参数，鲁棒性强；只需简单的PI控制器即可实现控制目标快速无误差跟踪，控制器设计容易。

Description

无需增加额外开关器件的有源功率解耦装置及控制方法

技术领域

本发明涉及一种无需增加额外开关器件的有源功率解耦装置及控制方法。

背景技术

单相变换器包含单相电压型变换器和单相电流型变换器两类，目前已广泛的应用于光伏发电系统、燃料电池系统、电池能量管理系统、LED灯驱动等低功率场合。单相变换器中二次脉动功率固有存在，它不但会对输入输出性能造成损害，还会造成电容、电池等元器件寿命的减少。因此，如何处理好输入输出端瞬时功率的不平衡，消除二次脉动功率对系统的影响成为一个具有现实意义的问题。

采用大幅度增加无源器件的容量来缓和系统中的二次脉动功率的无源解耦装置虽然简单，却增加了系统的成本、降低了系统的功率密度，并且不利于装置的模块化设计；另一方面，大容量的电解电容的使用还会限制系统的寿命，降低系统可靠性。

通过额外开关装置将二次脉动功率转移到额外的储能原件中去的有源解耦装置消除了无源解耦装置功率密度低、使用大容量的电解电容可靠性差等缺点，因而得到广泛的关注和研究。针对单相电流型变换器，常见的有源解耦方法的思路是增加一个额外的桥臂和一个解耦电容，并与整流/逆变电路复用一个开关桥臂来实现二次脉动功率缓冲。这类解耦方法仍需要额外增加三分之一的半导体装置，增加了系统的成本，降低了系统的效率；且开关复用不可避免的增加了系统调制的复杂度。基于此，本发明提供了一种无需增加额外开关器件的有源功率解耦装置。

发明内容

本发明提供一种无需增加额外开关器件的有源功率解耦装置及控制方法，其无需增加额外的开关器件；控制方法中直流电流由解耦电路实时校准以维持恒定，解耦电容电压的平均值由整流级电路实时控制以维持恒定。

为实现上述目的，本发明的技术方案如下：

一种无需增加额外开关器件的有源功率解耦装置，包括：单相输入电源，输入滤波器，电流型H桥电路，功率解耦电容，输出滤波器及直流负载；电流型H桥电路通过所述的输入滤波器与单相输入电源相连；两个功率解耦电容跨接在所述的电流型H桥电路之间；电流型H桥电路输出直流侧通过所述的直流侧滤波电感和直流负载相连；

其中，功率解耦电容由两个容值相等的解耦电容C1和C2组成；解耦电容C1的一端与电流型H桥电路的IGBT功率器件S1的集电极相连，另一端与电流型H桥电路的IGBT功率器件S3的发射极相连；解耦电容C2的一端与电流型H桥电路的IGBT功率器件S4的集电极相连，另一端与电流型H桥电路的IGBT功率器件S2的发射极相连。

一种无需增加额外开关器件的有源功率解耦装置的控制方法，包括以下步骤：

步骤1：采集4路信号，它们分别是电流型H桥电路的输入滤波电容C_f的电压u_cf、直流侧电流i_dc、解耦电容C1的电压u_c1以及解耦电容C2的电压u_c2，对信号进行模数转换处理后，将它们传给DSP处理器；

步骤2：对采集的直流侧电流i_dc、解耦电容C1和C2的电压u_c1和u_c2进行判断，若信号值达到过流保护值或过压保护值，则对PWM信号进行封锁，否则进入步骤3；

步骤3：利用单相锁相环获取输入滤波电容C_f的电压u_cf的相位信息ωt；

步骤4：利用PI控制器对直流侧电流i_dc进行闭环控制，其中，直流侧参考电流为给定值直流侧电流的采样值i_dc为反馈量；

步骤5：利用PI控制器对解耦电容C1和C2的电压的平均值u_{c_dc1}、u_{c_dc2}进行闭环控制，其中，解耦电容C1和C2的电压的平均值参考为给定值，解耦电容C1和C2的电压的采样值u_c1和u_c2为反馈量；

步骤6：利用DSP处理器计算开关信号的占空比，通过载波调制方法和PWM产生电路产生PWM信号，将该信号传输给驱动电路以控制开关管的通断；使得直流侧电流的实际值i_dc跟踪其给定值解耦电容电压u_c1和u_c2的平均值跟踪上其给定值

优选地，步骤4具体包括如下步骤：将直流侧电流的参考值与其采样值i_dc之差作为PI控制器的输入，PI控制器的输出e_i与电压前馈量的和作为解耦电容串联接入电路中的等效电压指令值u_{AB_ref}，其表达式如下：

其中，V是交流侧输入电源电压的幅值，I是交流侧输入电源电流的幅值，是输入电源电流与输入电源电压的相角差，ω是输入电源电压的角频率，u_{AB_ref}将作为电流型H桥电路中开关信号占空比计算的输入之一。

优选地，步骤5具体包括如下步骤：利用一阶低通滤波器来提取解耦电容电压的采样值u_c1和u_c2的平均值u_{c_dc1}、u_{c_dc2}；将解耦电容C1的电压平均值的参考与u_{c_dc1}之差作为PI控制器一的输入，PI控制器一的输出为e_u1；将解耦电容C2的电压的平均值的参考值与u_{c_dc2}之差作为PI控制器二的输入，PI控制器二的输出为e_u2；PI控制器的输出与输入电流幅值前馈量的和乘以相位信号的余弦值的积减去流过输入滤波电容C_f的电流－VC_fωsin(ωt)的差作为输入参考电流i_{g_ref}，其表达式如下：

其中，P为交流侧输入的平均功率，是输入电源电流与输入电源电压的相角差，流过输入滤波电容C_f的电流是在忽略滤波电感L_f上压降的前提下得到；当电流型H桥电路运行在工作模式一或工作模式四时e_u等于e_u1，运行在工作模式二和工作模式三时e_u等于e_u2，i_{g_ref}将作为电流型H桥电路中开关信号占空比计算的输入之一。其中，工作模式一是指i_{g_ref}>0，u_{AB_ref}>0时系统的运行状态；工作模式二是指i_{g_ref}>0，u_{AB_ref}≤0时系统的运行状态；工作模式三是指i_{g_ref}≤0，u_{AB_ref}>0时系统的运行状态；工作模式四是指i_{g_ref}≤0，u_{AB_ref}≤0时系统的运行状态。

本发明的有益效果是：

本发明提供了一种无需增加额外开关器件的有源功率解耦装置及控制方法，其根本目的在于减少有源解耦装置中开关器件的使用和实现二次脉动功率的完全解耦。本发明的无需增加额外开关装置的有源解耦装置拓扑包括单相输入电源、输入滤波器、电流型H桥电路、功率解耦电容、输出滤波器及直流负载。该拓扑结构的核心是通过对原来单相电流型变换器的开关进行重组，以同时实现功率解耦和变换器整流；该拓扑控制的核心是将解耦电容看成一个电压源，用以维持中间直流滤波电感电流的伏秒平衡，得到恒定的直流电流，从而实现二次脉动功率的完全解耦；而作为电压源的解耦电容的电压由单相电压源来提供，并通过反馈校正的方法控制其平均值恒定。

本发明提供的一种无需增加额外开关器件的有源功率解耦装置及控制方法无需增加额外的开关器件，有利于系统成本的减少和效率的提高；有源解耦装置中直流电流由解耦电路的实时反馈控制来维持其恒定，这使得直流侧电流具有快速精确的跟踪能力，可以实现完全解耦；解耦电容电压只需要维持其平均值，控制不再依赖于参数，控制器的设计变得简单。

附图说明

图1是本发明实施例有源功率解耦装置的结构框图。

图2是本发明实施例有源功率解耦装置运行状态示意图。

图3是本发明实施例控制系统DSP控制框图。

图4是本发明实施例控制系统的控制算法框图。

图5是本发明实施例变换器交流侧和解耦电容接入主电路的时间安排示意图。

图6是本发明实施例控制系统中FPGA的状态机示意图。

图7是传统拓扑结构与本发明变换器拓扑结构实验对比图。

图8是本发明实施例有源功率解耦装置电流超前电压10°实验波形。

图9是本发明实施例有源功率解耦装置电流滞后电压10°实验波形。

具体实施方式

下面将结合附图对本发明进行详细说明如下：

如图1所示，本发明所公开的一种无需增加额外开关器件的有源功率解耦装置，其包括单相输入电源1、输入滤波器2、电流型H桥电路3、功率解耦电容4、输出滤波器5及直流负载6；单相输入电源1直接连接到电网或是连接到单相变压器的副边；电流型H桥电路3通过所述的输入滤波器2与单相输入电源1相连；两个功率解耦电容4跨接在所述的电流型H桥电路3之间；电流型H桥电路3输出直流侧通过所述的直流侧滤波电感5和直流负载6连接。

其中，功率解耦电容4由两个容值相等的解耦电容C1和C2组成；解耦电容C1的一端与IGBT功率器件S1的集电极相连，另一端与IGBT功率器件S3的发射极相连；解耦电容C2的一端与IGBT功率器件S4的集电极相连，另一端与IGBT功率器件S2的发射极相连。

图2是本发明所公开的一种无需增加额外开关器件的有源功率解耦装置的开关运行状态示意图；其中括号中的四个数字从左至右分别对应了IGBT S1、IGBT S2、IGBT S3、IGBT S4的运行状态，‘0’表示相应的开关处于关断状态，‘1’表示相应的开关处于导通状态；

运行状态1中IGBT S1和IGBT S4导通，IGBT S2和IGBT S3关断；

运行状态2中IGBT S4导通，IGBT S1、IGBT S2和IGBT S3关断；

运行状态3中IGBT S1和IGBT S2导通，IGBT S3和IGBT S4关断；

运行状态4中IGBT S2导通，IGBT S1、IGBT S3和IGBT S4关断；

运行状态5中IGBT S1、IGBT S2和IGBT S4导通，IGBT S3关断；

运行状态6中IGBT S3和IGBT S4导通，IGBT S1和IGBT S2关断；

运行状态7中IGBT S2、IGBT S3和IGBT S4导通，IGBT S1关断；

运行状态8中IGBT S2和IGBT S3导通，IGBT S1和IGBT S4关断；

运行状态9中IGBT S3导通，IGBT S1、IGBT S2和IGBT S4关断；

运行状态10中IGBT S1导通，IGBT S2、IGBT S3和IGBT S4关断；

运行状态11中IGBT S1、IGBT S3和IGBT S4导通，IGBT S2关断；

运行状态12中IGBT S1、IGBT S2和IGBT S3导通，IGBT S4关断。

当电流型H桥电路运行在工作模式一时，开关运行状态在运行状态1、运行状态2、运行状态3和运行状态4之间切换。

当电流型H桥电路运行在工作模式二时，开关运行状态在运行状态1、运行状态5、运行状态6和运行状态7之间切换。

当电流型H桥电路运行在工作模式三时，开关运行状态在运行状态3、运行状态8、运行状态9和运行状态10之间切换。

当电流型H桥电路运行在工作模式四时，开关运行状态在运行状态6、运行状态8、运行状态11和运行状态12之间切换。

图3是本发明控制系框图，控制电路包括相应的采样调理电路7、控制器8及IGBT驱动电路9。

采样调理电路7的左边部分采样电路负责滤波电容C_f的电压u_cf、解耦电容C1的电压u_c1和解耦电容C2的电压u_c2的采样和调理，采样电路7的右边部分采样电路负责直流母线电流i_dc的采样和调理。控制器8负责计算和调制等重要工作，并把各PWM开关信号传递给驱动电路9，以下是本发明中控制方法的详细实施步骤：

第一步，采集电压u_cf、u_c1、u_c2以及电流i_dc，并通过锁相环提取电网电压u_cf的相位信息ωt。

第二步，利用u_cf的相位信息ωt，以及交流侧输入电压幅值V，忽略滤波电感L_f上的压降，得到滤波电容C_f的电压u_cf和电流i_cf表达式如下：

u_cf＝Vcos(ωt) (1)

ω是输入电源电压的角频率。

若系统功率因数角度为则交流侧输入电流i_g为：

其中I是交流侧输入电流的幅值。

根据式(2)和(3)知，稳态时电流型H桥变换器需合成的输入电流表达式为：

i_{g_ref}＝i_g-i_cf (4)

第三步，根据式(1)和式(4)知，变换器输入端的瞬时功率表达式为：

其中p_o是平均值功率，p_d是脉动功率；

为了消除脉动功率，那么解耦电容需要吸收的功率为p_d，则在稳态下需等效串联接入主电路的电压为:

第四步，结合图4控制算法框图中PI控制器的反馈环节，对式(4)和式(6)进行校正：

电路运行在工作模式一和工作模式四时，e_u等于e_u1。

电路运行在工作模式二和工作模式三时，e_u等于e_u2。

工作模式一：i_{g_ref}>0,u_{AB_ref}>0时系统的运行状态，此时解耦电容C1吸收二次脉动功率；

工作模式二：i_{g_ref}>0,u_{AB_ref}≤0时系统的运行状态，此时解耦电容C2释放二次脉动功率；

工作模式三：i_{g_ref}≤0,u_{AB_ref}>0时系统的运行状态，此时解耦电容C2吸收二次脉动功率；

工作模式四：i_{g_ref}≤0,u_{AB_ref}≤0时系统的运行状态，此时解耦电容C1释放二次脉动功率。

e_u1的求解过程如下：首先，解耦电容C1的电压u_c1经过一阶低通滤波器后得到平均值u_{c_dc1}，参考值与u_{c_dc1}的差值作为PI控制器的输入，PI控制器的输出为e_u1。

e_u2的求解过程和e_u1类似，它们的具体表达形式如下：

k_p为比例控制系数，k_i为积分控制系数，解耦电容C1和C2电压的平均值参考均为U₀(s)，τ是时间常数，L^-1{}为反拉普拉斯算子，式(9)和式(10)中比例控制系数k_p、积分控制系数k_i、时间常数τ的值相同。

e_i是直流侧电流参考值与实际采样值i_dc之差经过PI控制器后的输出，具体表达形式如下：

其中k_p1为比例控制系数，k_i1为积分控制系数。

第五步，根据式(7)和(8)，结合直流电流的采样值i_dc、解耦电容C1的电压的采样值u_c1和解耦电容C2的电压的采样值u_c2；计算占空比：

其中d_r是单相电压源接入电路运行的占空比，d_d是解耦电容接入电路运行的占空比。

电路运行在工作模式1和工作模式4时，u_c等于解耦电容C1的电压采样值u_c1；

电路运行在工作模式2和工作模式3时，u_c等于解耦电容C2的电压采样值u_c2。

第六步，根据式(12)和(13)，结合电路的工作模式，确定FPGA的状态机，首先令：

Δd＝|1-d_d-d_r| (15)

根据式(14)和(15)确定一个开关周期T_s中实际运行中单相电压源接入到主电路的运行时间和解耦电容接入主电路的运行时间，详细情况见图5。

图6是电路运行过程中FPGA状态机的描述。状态机中的开关状态经过IGBT驱动电路产生PWM波控制相应开关的导通与关断。

实验结果证实了所提拓扑和控制方法的正确性和可行性。输入电网电压为110V/50Hz，输入滤波电容C_f的电容量为20uF，输入滤波电抗L_f的电感量为0.6mH，解耦电容C1和C2的容量为90uF，直流母线上直流电感L_dc的电感量为5mH，负载电阻R为8.7Ω，直流侧电流参考值大小为7A，采样频率和开关频率均为20kHz。图7为传统单相电流型AC/DC变换器和本发明的拓扑采用同样的主电路参数时中间直流电流的实验结果；实验开始时解耦电容投入电路进行功率解耦，随后解耦电容突然切除，此时的拓扑相当于传统的单相电流型H变换器，可以看出投入解耦电路以后直流电流的脉动明显降低，解耦效果显著。图8和图9分别为解耦电路投入运行时输入电流超前输入电压10°和滞后10°的实验波形，可以看出在非单位功率因数运行状态下，本发明所公开的无需增加额外开关装置的有源解耦装置仍能有效的运行。

Claims

1.一种无需增加额外开关器件的有源功率解耦装置，其特征在于，包括：单相输入电源，输入滤波器，电流型H桥电路，功率解耦电容，输出滤波器及直流负载；电流型H桥电路通过所述的输入滤波器与单相输入电源相连；两个功率解耦电容跨接在所述的电流型H桥电路之间；电流型H桥电路输出直流侧通过直流侧滤波电感和直流负载相连；

2.一种无需增加额外开关器件的有源功率解耦装置的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

3.根据权利要求2所述的控制方法，其特征在于，所述步骤4具体包括如下步骤：

将直流侧电流的参考值与其采样值i_dc之差作为PI控制器的输入，PI控制器的输出e_i与电压前馈量的和作为解耦电容串联接入电路中的等效电压指令值u_{AB_ref}，其表达式如下：

4.根据权利要求2所述的控制方法，其特征在于，所述步骤5具体包括如下步骤：

利用一阶低通滤波器来提取解耦电容电压的采样值u_c1和u_c2的平均值u_{c_dc1}、u_{c_dc2}；将解耦电容C1的电压平均值的参考与u_{c_dc1}之差作为PI控制器一的输入，PI控制器一的输出为e_u1；将解耦电容C2的电压的平均值的参考值与u_{c_dc2}之差作为PI控制器二的输入，PI控制器二的输出为e_u2；PI控制器的输出与输入电流幅值前馈量的和乘以相位信号的余弦值的积减去流过输入滤波电容C_f的电流－VC_fωsin(ωt)的差作为输入参考电流i_{g_ref}，其表达式如下：

其中，P为交流侧输入的平均功率，是输入电源电流与输入电源电压的相角差，流过输入滤波电容C_f的电流是在忽略滤波电感L_f上压降的前提下得到；当电流型H桥电路运行在工作模式一或工作模式四时e_u等于e_u1，运行在工作模式二和工作模式三时e_u等于e_u2，i_{g_ref}将作为电流型H桥电路中开关信号占空比计算的输入之一，其中，工作模式一是指i_{g_ref}>0，u_{AB_ref}>0时系统的运行状态；工作模式二是指i_{g_ref}>0，u_{AB_ref}≤0时系统的运行状态；工作模式三是指i_{g_ref}≤0，u_{AB_ref}>0时系统的运行状态；工作模式四是指i_{g_ref}≤0，u_{AB_ref}≤0时系统的运行状态。