CN112909972B - 一种应用于v2g储能设备调度的解耦拓扑双向模态切换策略 - Google Patents
一种应用于v2g储能设备调度的解耦拓扑双向模态切换策略 Download PDFInfo
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Abstract
本发明涉及电力工业领域，旨在提供一种应用于V2G储能设备调度的解耦拓扑双向模态切换策略。包括：在单相H桥AC‑DC变换器中增加由解耦电感Ldp与解耦电容Cdp串联构成的解耦LC支路，以连接解耦LC支路的桥臂B作为PFC‑解耦复用桥臂，另一个桥臂作为PFC桥臂；由统一的控制器执行控制策略，将双向模态切换时的直流母线电压冲击转移到解耦电容上，使解耦支路在接收调度实现双向切换时起到能量缓冲的作用，改善动态响应波形。本发明通过统一调制的双向切换纹波抑制技术，无需检测电路处于充电或放电状态，无需额外添加有源器件和传感器；无需检测解耦支路的信息，就能够大幅度减小储能设备调度时输出侧母线电压波动，同时提高双向模式切换中的功率因数。
Description
技术领域
本发明属于电力工业领域，旨在提供一种应用于V2G(Vehicle to Grid)储能设备调度的解耦拓扑双向模态切换策略。该切换策略涉及V2G储能设备调度的运行模式控制，特别涉及了针对双向模态切换时的母线电压冲击和功率因数下降的问题提出了相应的优化策略，适用于拓扑复用、能量双向流动、输入输出的电能质量控制等多个应用场合。
背景技术
智能电网执行V2G指令时，电网对新能源电动汽车的调度指令实时计算后发出，电动汽车须根据智能电网给出的调度指令即刻进行能量回馈。在这个过程中，就涉及到了双向模式切换的问题，其动态响应时间与电力电子变换装置有着很大的关系。由于负载的快速切换会对电网的稳定性造成一定冲击，因此在双向切换时两级变换器响应性能需要符合电网的特性。
当智能电网给电动汽车功率回馈指令时，需要车载动力电池即刻将能量回馈电网。由于DC-DC级最外层控制环路是功率环，而AC-DC级的最外层控制环路是直流电压母线环，前后级在双向模态切换时会有不同步的现象产生，使得直流母线电压存在较大波动。该电压波动会导致系统环路不稳定和输出电网电流畸变。传统双环控制模式下，在双向切换时变换器功率因数会有明显的下降，而较低的功率因数会也会对电网造成一定的冲击。
与传统的功率因数校正PFC(Power Factor Correction)拓扑相比，具有有源功率解耦功能的新型功率解耦PFC电路已成为高效、高功率密度、高可靠性的主流拓扑之一。传统PFC拓扑中交流侧功率含有较大二倍工频分量，需要大容量电解电容进行功率解耦。大容量电解电容的存在，不仅限制了系统成本的降低和功率密度的提高，同时电解电容作为影响寿命的主要元件，也成为影响AC/DC变换器可靠性的极为关键的因素。
发明内容
本发明要解决的技术问题是，克服现有技术中的不足，提供一种应用于V2G储能设备调度的解耦拓扑双向模态切换策略。
为解决技术问题，本发明的解决方案是：
提供一种应用于V2G储能设备调度的解耦拓扑双向模态切换策略，包括：
(1)在单相H桥AC-DC变换器中增加由解耦电感Ldp与解耦电容Cdp串联构成的解耦LC支路，其一端连接网侧电压Vg的阴极和H桥中某一桥臂B的中点，另一端连接在H桥的两桥臂的共同端部；以连接解耦LC支路的桥臂B作为PFC-解耦复用桥臂，另一个桥臂作为PFC桥臂；
(2)由统一的控制器执行控制策略，将双向模态切换时的直流母线电压冲击转移到解耦电容上，使解耦支路在接收调度实现双向切换时起到能量缓冲的作用，改善动态响应波形；
所述控制策略具体包括下述步骤：
(2.1)在每一个控制周期内，控制器检测当前电路状态，并根据电路状态和外部传输或内部设的参考信号产生电路控制信号；
(2.2)检测母线电压，由控制器经过计算得到相应的解耦电压参考值来控制PFC-解耦复用桥臂中的开关管动作，将母线侧承受的纹波转移到解耦电容上；
(2.3)假设系统稳定运行时，在第(k+n)个开关周期内，PFC占空比和解耦支路占空比分别为d(k+n)1和d(k+n)2；通过计算两个桥臂的PWM输出信号，得到两个占空比数值；
其中，L1是PFC电路中的升压电感；iLI是内电感电流；Vg是电网的输入电压；Vbus是母线电压；Ldp是解耦电路中的解耦电感；iLdp是流过解耦支路电感Ldp的电流；Vdp是解耦电容Cdp上的电压；为实现拓扑复用，应满足d(k+n)1+d(k+n)1＜1；
(2.4)在时域中直接引入乘积项(Vref-Vbus)×sin(2ωt)，对电路瞬时功率变化做出自适应功率控制，实现LC解耦支路的解耦电压功率的闭环控制策略；
其中，sin(2ωt)是网侧电压Vg经锁相环得到的二倍频正弦基准；当母线电压Vbus小于基准母线电压Vref时，(Vref-vbus)与sin(2ωt)相位相反；当Vbus大于Vref时，(Vref-Vbus)与sin(2ωt)同相；当Vbus等于Vref时，(Vref-Vbus)等于0；因解耦电压功率闭环的存在，使得功率方向变化时母线电压的波动得到抑制，无需检测切换方向即能实现自适应纹波抑制；
(2.5)开始双向模态切换后，假设此时从充电切换到放电状态，必然导致直流母线电压上升；在检测到母线电压高于限定值时，对步骤(2.3)中占空比d1和d2输出的桥臂PWM信号分别进行强制赋值；
当处于电网电压正半周期vg＞0，PFC和解耦占空比遵循公式
当处于电网电压负半周期vg≤0，PFC和解耦占空比遵循公式
在双向模态切换时PFC占空比与稳态时相同，解耦占空比赋值此开关周期内的最大值，使得PFC-解耦复用桥臂中的开关管能够在切换瞬间最大程度导通，将母线电压上的功率冲击转移到解耦支路上，最大程度实现双向切换时的自适应纹波抑制。
本发明中，所述解耦电压功率闭环为负反馈环路，解耦做双向切换时不用检测电路方向。
本发明中，所述控制策略采用无功环补偿，根据电网的输入电压、输入电流的采样结果相乘计算切换时功率因数角补偿，实现双向模态切换时的功角补偿，提高双向模态切换时的功率因数。
本发明进一步提供了用于实现前述解耦拓扑双向模态切换策略的解耦电路，包括控制器、母线电容Cbus和图腾柱式H桥；升压电感L1、网侧电容C1和网侧电感Lg共同组成LCL滤波器，且连接在网侧电压Vg的阳极与H桥某一桥臂A的中点之间；该电路还包括由解耦电感Ldp与解耦电容Cdp串联构成的解耦LC支路，其一端连接网侧电压Vg的阴极和H桥的另一桥臂B中点，另一端连接在H桥的两桥臂A、B的共同端部；该电路以桥臂A为PFC桥臂，桥臂B为PFC和解耦复用桥臂；所述控制器中采用负反馈环路的解耦电压功率闭环。
本发明中，所述H桥是由四个开关管Q1～4组成的无桥Boost PFC拓扑，其中两个开关管Q1～2串联组成桥臂A，两个开关管Q3～4串联组成桥臂B。
本发明中，所述控制器中内置采样单元、锁相单元、乘法单元和无功环计算单元，其中，
采样单元，用于对电网的输入电压、输入电流以及母线电压进行采样；
锁相单元，用于对网侧电压进行锁相，从而得到网侧电压的相位；
乘法单元，用于将母线电压波动值与锁相单元变换的结果相乘，经补偿网络得到参考解耦电压波动Vdp；以及
无功环计算单元，用于根据电网的输入电压、输入电流的采样结果相乘，实时计算无功功率大小来补偿切换时的功率因数角。
发明原理描述：
在本发明所述解耦电路中，由于二倍频功率纹波被转移到解耦支路，母线电容的容值会大大减小，甚至能做到完全移除，这就可能导致电路受到暂态扰动时系统的动态性能变差。而功率解耦拓扑具有纹波抑制能力，本发明通过适当的控制策略，能够在减小母线容值的同时提高系统暂态扰动下的动态响应。因此，本发明能够解决针对双向模态切换时系统母线电压冲击和功率因数下降的技术难题，具有自适应电压纹波抑制能力，使得解耦控制无需检测解耦支路的信息即可保证系统在功率波动、双向模式切换时的动态响应性能。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
1、本发明针对双向模态切换时有源功率解耦拓扑母线电压冲击和功率因数下降的缺陷，通过统一调制的双向切换纹波抑制技术，大幅度减小储能设备调度时输出侧母线电压波动，同时提高双向模式切换中的功率因数。
2、本发明可以在利用原有拓扑中的桥臂将功率转移到解耦电容上，同时抑制母线电容两端存在的稳态纹波电压和双向切换时动态电压冲击，无需检测电路处于充电或放电状态。
3、本发明通过母线电压侧波动进行修正，保证双向切换参考功率方向变化时，参考解耦波动的统一和准确跟踪，无需额外添加有源器件和传感器；
4、本发明通过在时域中引入外电压环纹波与网侧锁相输出乘积项修正解耦电压交流参考，使得解耦控制无需检测解耦支路的信息即可保证系统在功率波动、双向充放电模式切换时的动态响应性能；
附图说明
图1是本发明中所提及的双向有源功率解耦拓扑及其控制框图。
图2是本发明中所提及的双向模态切换时的纹波抑制调制策略。
图3是本发明中应用于V2G两级式电动汽车功率双向流动示意图。
图4是本发明中工作在额定工况下，传统单相H桥AC-DC双向变换器并网电压波形、并网电流波形、直流母线电压波形、解耦电压波形。
图5是本发明中工作在额定工况下，采用本发明控制的双向变换器并网电压波形、并网电流波形、直流母线电压波形、解耦电压波形。
具体实施方式
本发明所述的应用于V2G储能设备调度的解耦拓扑双向模态切换策略是基于单相H桥AC-DC变换器外加LC串联支路及其控制器实现的。该AC-DC变换器和控制器的示意图如图1所示。在图1中，PFC电路由升压电感L1、开关管Q1～4和母线电容Cbus组成，外加LC串联解耦支路，而控制器根据电路状态和外部传输或内部预设的参考信号产生电路控制信号进行控制。Vg和Ig分别是网侧交流电压和电流，Vbus和Vdp分别是母线电容Cbus和解耦支路电容Cdp上的电压。开关管Q1～4组成无桥Boost PFC拓扑，其中A桥臂的Q1～2充当PFC桥臂，高频工作在开关频率实现PFC功能，L1是PFC电路中的升压电感；B桥臂的Q3～4原本为工频管，在此复用作高频管与在网侧电压Vg的阴极和整机地之间的LC串联支路构成Buck电路，其开关动作将原本母线电容承受的电压纹波转移到解耦电容Cdp之上，Ldp作能量缓冲。外部传输的参考信号由通信设备从外部传输到控制器。其中具体地：
解耦电路包括控制器、母线电容Cbus和图腾柱式H桥；升压电感L1、网侧电容C1和网侧电感Lg共同组成LCL滤波器，且连接在网侧电压Vg的阳极与H桥某一桥臂A的中点之间；该电路还包括由解耦电感Ldp与解耦电容Cdp串联构成的解耦LC支路，其一端连接网侧电压Vg的阴极和H桥的另一桥臂B中点，另一端连接在H桥的两桥臂A、B的共同端部；该电路以桥臂A为PFC桥臂，桥臂B为PFC和解耦复用桥臂；所述控制器中采用负反馈环路的解耦电压功率闭环。
由四个开关管Q1～4组成的无桥Boost PFC拓扑，其中两个开关管Q1～2串联组成桥臂A，两个开关管Q3～4串联组成桥臂B。
所述控制器中内置采样单元、锁相单元、乘法单元和无功环计算单元，其中，采样单元，用于对电网的输入电压、输入电流以及母线电压进行采样；锁相单元，用于对网侧电压进行锁相，从而得到网侧电压的相位；乘法单元，用于将母线电压波动值与锁相单元变换的结果相乘，经补偿网络得到参考解耦电压波动Vdp；无功环计算单元，用于根据电网的输入电压、输入电流的采样结果相乘，实时计算无功功率大小来补偿切换时的功率因数角。
在双向V2G储能场景中，需要变换器实时响应电网指令进行充放电调度。AC-DC拓扑在传统的双环控制策略下在双向模式切换中功率因数会有明显的下降，而较低的功率因数会对电网造成一定的冲击。由于引入LC解耦支路，功率解耦拓扑具有天然的纹波抑制性能，通过加以适当控制策略，能够根据功率变化实现切换纹波抑制，提高双向模式切换时的动态响应性能和功率因数。
本发明通过利用原有拓扑中的桥臂将功率转移到解耦电容上，同时抑制母线电容两端存在的稳态纹波电压和双向切换时动态电压冲击，无需检测电路处于充电或放电状态。
其控制策略具体包括下述步骤：
步骤1：在每一个控制周期内，控制器检测当前电路状态，并根据电路状态和外部传输或内部预设的参考信号产生电路控制信号，如图1所示。该拓扑采用平均电流控制给A桥臂PWM控制信号，保证该AC-DC电路稳定运行在正常PFC工作状态；
步骤2：在网侧电压Vg的阴极和整机地之间加一条LC串联支路做解耦，如图1所示。所述支路不需要添加任何传感器，只需要检测母线电压，由控制器经过计算得到相应的解耦电压参考值来控制B桥臂开关管动作，将母线侧承受的纹波转移到解耦电容上。
步骤3：系统稳定运行时，在第(k+n)个开关周期内，PFC占空比和解耦支路占空比分别为d(k+n)1和d(k+n)2，并按照算式
计算给定桥臂A和桥臂B的PWM输出信号，得到
其中，L1是PFC电路中的升压电感；iL1是内电感电流；Vg是电网的输入电压；Vbus是母线电压；Ldp是解耦电路中的解耦电感；iLdp是流过解耦支路电感Ldp的电流；Vdp是解耦电容Cdp上的电压。为实现拓扑复用，d(k+n)1和d(k+n)2的分配需满足d(k+n)1+d(k+n)1＜1。
步骤4：当系统给出切换指令时，传输到解耦支路的母线电压波动能否根据功率变化是能否精确解耦的关键。图1给出了解耦电压功率闭环示意图，sin(2ωt)是网测电压Vg经锁相环得到的二倍频正弦基准。当Vbus小于Vref时，(Vref-vbus)与sin(2ωt)相位相反；当Vbus大于Vref时，(Vref-Vbus)与sin(2ωt)同相；当Vbus等于Vref时，(Vref-Vbus)等于0。因此在时域中直接引入乘积项(Vref-Vbus)×sin(2ωt)，对电路瞬时功率变化做出自适应功率控制。解耦电压功率闭环的存在，使得功率方向变化时抑制母线电压的波动，无需检测切换方向，即可实现自适应纹波抑制。
步骤5：当开始模式切换后，假设此时从充电切换到放电状态，必然导致直流母线电压上升。系统检测到母线电压高于限定值时，对步骤3计算的占空比d1和d2输出的桥臂PWM信号分别进行强制赋值。当处于电网电压正半周期vg＞0，PFC和解耦占空比遵循公式
电网电压负半周期vg≤0，PFC和解耦占空比遵循公式
在图2中，d(k+n)1和d(k+n)2分别为在第T(k+n)个开关周期内PFC和解耦支路的占空比。该图展示了在双向模式切换过程中PFC占空比与解耦占空比强制赋此开关周期内能够得到的最大值，使得桥臂B中的Q3能够在切换瞬间最大程度导通。该策略能够最大程度实现双向切换时的自适应纹波抑制。即切换时PFC占空比与稳态时相同，解耦占空比赋值此开关周期内的最大值，使得桥臂B中的Q3能够在切换瞬间最大程度导通，将将母线电压上的功率冲击转移到解耦支路上。
解耦支路在接收调度实现双向切换时起到能量缓冲的作用。该支路与母线电压以及桥臂B组成Buck电路，目的是复用B桥臂的两个开关管，将双向模态切换时的直流母线电压冲击转移到解耦电容上，改善动态响应波形。
所述解耦电压功率闭环为负反馈环路，使得解耦做双向切换时不用检测电路方向。在图3中，电路状态无论是从充电方向切换到放电方向还是反向，该控制都可实现统一调制，同时增加两级变换器的动态响应速度，实现功率解耦的同时抑制暂态母线波动。
在图3所示应用实例基础上，分别应用传统单相H桥AC-DC双向变换器和本发明控制的双向变换器之后的仿真效果如图4和图5所示。
在图4中，电网电压稳定在220Vac，功率从充电方向的3kW切换到放电方向的3kW，切换前母线电压稳定在800V，存在±50V的二倍频纹波。切换时双向变换器母线电压波形存在超过200V的电压冲击，且交流侧功率因数明显下降。在图5中，电网电压稳定在220Vac，功率从充电方向的3kW切换到放电方向的3kW，切换前母线电压稳定在800V，且无明显二倍频纹波。切换时双向变换器母线电压冲击为80V，得到明显纹波抑制效果。可以看出，对比无纹波抑制电路情况，变换器稳态和暂态的纹波电压得到明显抑制，且交流侧功率因数有一定程度改善，仅存在一个工频周期的下降。图4和图5的对比表明，对比无纹波抑制电路情况，使用双向模态切换策略后，系统稳态和暂态的纹波电压得到明显抑制。
该拓扑控制中采用无功环补偿，根据所述电网的输入电压、输入电流的采样结果相乘计算切换时功率因数角补偿单元，实现双向模态切换时的功角补偿，提高了双向模态切换时的功率因数。如图5所示，交流侧功率因数有一定程度改善，仅存在一个工频周期的下降。
Claims (6)
1.一种应用于V2G储能设备调度的解耦拓扑双向模态切换方法，其特征在于，包括：
(1)在单相H桥AC-DC变换器中增加由解耦电感Ldp与解耦电容Cdp串联构成的解耦LC支路，其一端连接网侧电压Vg的阴极和H桥中某一桥臂B的中点，另一端连接在H桥的两桥臂的共同端部；以连接解耦LC支路的桥臂B作为PFC-解耦复用桥臂，另一个桥臂作为PFC桥臂；
(2)由统一的控制器执行控制方法，将双向模态切换时的直流母线电压冲击转移到解耦电容上，使解耦支路在接收调度实现双向切换时起到能量缓冲的作用，改善动态响应波形；
所述控制方法具体包括下述步骤：
(2.1)在每一个控制周期内，控制器检测当前电路状态，并根据电路状态和外部传输或内部设的参考信号产生电路控制信号；
(2.2)检测母线电压，由控制器经过计算得到相应的解耦电压参考值来控制PFC-解耦复用桥臂中的开关管动作，将母线侧承受的纹波转移到解耦电容上；
(2.3)假设系统稳定运行时，在第(k+n)个开关周期内，PFC占空比和解耦支路占空比分别为d(k+n)1和d(k+n)2；通过计算两个桥臂的PWM输出信号，得到两个占空比数值；
其中，L1是PFC电路中的升压电感；iL1是内电感电流；Vg是电网的输入电压；Vbus是母线电压；Ldp是解耦电路中的解耦电感；iLdp是流过解耦支路电感Ldp的电流；Vdp是解耦电容Cdp上的电压；为实现拓扑复用，应满足d(k+n)1+d(k+n)1＜1；
(2.4)在时域中直接引入乘积项(Vref-Vbus)×sin(2ωt)，对电路瞬时功率变化做出自适应功率控制，实现LC解耦支路的解耦电压功率的闭环控制方法；
其中，sin(2ωt)是网侧电压Vg经锁相环得到的二倍频正弦基准；当母线电压Vbus小于基准母线电压Vref时，(Vref-vbus)与sin(2ωt)相位相反；当Vbus大于Vref时，(Vref-Vbus)与sin(2ωt)同相；当Vbus等于Vref时，(Vref-Vbus)等于0；因解耦电压功率闭环的存在，使得功率方向变化时母线电压的波动得到抑制，无需检测切换方向即能实现自适应纹波抑制；
(2.5)开始双向模态切换后，假设此时从充电切换到放电状态，必然导致直流母线电压上升；在检测到母线电压高于限定值时，对步骤(2.3)中占空比d1和d2输出的桥臂PWM信号分别进行强制赋值；
当处于电网电压正半周期vg＞0，PFC和解耦占空比遵循公式
当处于电网电压负半周期vg≤0，PFC和解耦占空比遵循公式
在双向模态切换时PFC占空比与稳态时相同，解耦占空比赋值此开关周期内的最大值，使得PFC-解耦复用桥臂中的开关管能够在切换瞬间最大程度导通，将母线电压上的功率冲击转移到解耦支路上，最大程度实现双向切换时的自适应纹波抑制。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述解耦电压功率闭环为负反馈环路，解耦做双向切换时不用检测电路方向。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述控制方法采用无功环补偿，根据电网的输入电压、输入电流的采样结果相乘计算切换时功率因数角补偿，实现双向模态切换时的功角补偿，提高双向模态切换时的功率因数。
4.一种用于实现权利要求1所述解耦拓扑双向模态切换方法的解耦电路，包括控制器、母线电容Cbus和图腾柱式H桥；升压电感L1、网侧电容C1和网侧电感Lg共同组成LCL滤波器，且连接在网侧电压Vg的阳极与H桥某一桥臂A的中点之间；其特征在于，该电路还包括由解耦电感Ldp与解耦电容Cdp串联构成的解耦LC支路，其一端连接网侧电压Vg的阴极和H桥的另一桥臂B中点，另一端连接在H桥的两桥臂A、B的共同端部；该电路以桥臂A为PFC桥臂，桥臂B为PFC和解耦复用桥臂；所述控制器中采用负反馈环路的解耦电压功率闭环。
5.根据权利要求4所述的解耦电路，其特征在于，所述H桥是由四个开关管Q1～Q4组成的无桥Boost PFC拓扑，其中两个开关管Q1～Q2串联组成桥臂A，两个开关管Q3～Q4串联组成桥臂B。
6.根据权利要求4所述的解耦电路，其特征在于，所述控制器中内置采样单元、锁相单元、乘法单元和无功环计算单元，其中，
采样单元，用于对电网的输入电压、输入电流以及母线电压进行采样；
锁相单元，用于对网侧电压进行锁相，从而得到网侧电压的相位；
乘法单元，用于将母线电压波动值与锁相单元变换的结果相乘，经补偿网络得到参考解耦电压波动Vdp；以及
无功环计算单元，用于根据电网的输入电压、输入电流的采样结果相乘，实时计算无功功率大小来补偿切换时的功率因数角。
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| CN202110115191.6A CN112909972B (zh) | 2021-01-27 | 2021-01-27 | 一种应用于v2g储能设备调度的解耦拓扑双向模态切换策略 |
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