CN117040080A - 充电机并联均流控制方法及其控制系统 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种充电机并联均流控制方法及其控制系统，属于动车组供电技术领域，该充电机并联均流控制方法包括以下步骤：获取充电机各个高频逆变模块的输出电压和输出电流；将各输出电压与预设的输出电压采用PI控制计算得到各高频逆变模块对应的移相角的第一数值；根据各高频逆变模块的输出电流采用Bang‑Bang控制计算得到各高频逆变模块对应的移相角的第二数值；将移相角的第一数值与移相角的第二数值叠加，得到各高频逆变模块的移相角的叠加值；根据移相角的叠加值，对各个高频逆变模块的输出电压、输出电流进行调节。本发明提供的充电机并联均流数字控制系统采用电压环与均流补偿相结合的方式实现多个高频逆变模块之间的均流。

Description

充电机并联均流控制方法及其控制系统
技术领域
本发明属于动车组供电技术领域，尤其涉及一种充电机并联均流控制方法及其控制系统。
背景技术
应用于高铁的高频式充电机通常采用多个高频逆变模块并联组成，以提高充电机的充电效率。在多个高频逆变模块并联运行时，由于各个高频逆变模块的参数无法做到完全一致，致使各模块所分担的电流大小不一，这将严重影响整台充电机的可靠性和运行的稳定性。现有技术中，人们提出了多种均流措施，以使高铁充电机的多个高频逆变模块电流均匀。
目前，国内外常用的均流控制技术主要有：输出阻抗法、主从控制法、平均电流法和最大电流法。其中，输出阻抗法通过调整各电源模块的输出阻抗特性来达到并联均流目的。输出阻抗法是最简单的均流方法，但是其不适合用于对电压调整率要求较高的系统。主从控制均流法是指在若干个电源模块中指定某一个模块为主控制模块，其它模块为从控模块，各从控模块根据主控模块的电流进行电流调节，以达到各模块之间的并联均流。当主控模块出现故障时，整个并联系统都将瘫痪。平均电流法是指将并联系统中的各个电源模块的输出电流的采样信号都通过一个阻值相同的电阻R连接到公共母线上，通过检测各自电阻上是否有电流通过来判断并联系统是否实现均流，并通过电阻上电流的大小来调节电源模块输出电流的大小，实现均流。当母线电压发生短路或者某个电源模块出现故障时，均流母线电压下降导致各个电源模块通过控制环路使得各自的输出电压降低，甚至达到输出电压的下限值，造成并联电源系统无法正常工作。最大电流法是指在多个并联的电源模块中，输出电流最大点电源模块自动的被指定为主控制模块，其余的电源模块为从控制模块。这些传统的均流控制技术大多采用模拟量控制实现，而且，传统均流结构模块内部通常只含有电压环，均流调节精度低，不能很好地满足高铁充电机的实际需要。
虽然在一些充电机在传统模拟控制方法的基础上，外加均流环，与电压电流双环构成三环控制系统的并联均流控制策略，但是这个中控制方法存在控制过程复杂、不易实现、实用性差等问题。
发明内容
针对相关技术中存在的不足之处，本发明提供了一种充电机并联均流控制方法及其控制系统，以对充电机多个并联设置的高频逆变模块的输出电流进行补偿，使各个高频逆变模块的输出电流相同。
本发明提供一种充电机并联均流数字控制方法，包括以下步骤：
获取充电机各个高频逆变模块的输出电压和输出电流；
将各输出电压与预设的输出电压采用PI控制计算得到各高频逆变模块对应的移相角的第一数值；
根据各高频逆变模块的输出电流采用Bang-Bang控制计算得到各高频逆变模块对应的移相角的第二数值；
将移相角的第一数值与移相角的第二数值叠加，得到各高频逆变模块的移相角的叠加值；
根据移相角的叠加值，对各个高频逆变模块的输出电压和输出电流进行调节，以使各个高频逆变模块输出电压和输出电流相同。
本技术方案通过采用电压环与均流补偿相结合的数字均流控制方法，对高频逆变模块的输出电流进行补偿调节，以使各个高频逆变模块的输出电流相同；PI控制器根据输出滤波单元的输出电压与预设的输出电压到高频逆变模块对应的移相角的第一数值；Bang-Bang控制器根据各高频逆变模块的输出电流以及移相角的原始值，得到各高频逆变模块对应的移相角的第二数值；数字信号处理器根据移相角的第一数值与移相角的第二数值叠加后的数值，对高频逆变模块的输出电流进行补偿调节，使各高频逆变模块的输出电流相同。
在其中一些实施例中，采用Bang-Bang控制计算移相角的第二数值时，若两个高频逆变模块的输出电流的差值的绝对值超过误差范围，则两个高频逆变模块的移相角的第二数值对应为移相角的原始值；若两个高频逆变模块的输出电流的差值的绝对值在误差范围内，则两个高频逆变模块移相角的第二数值为0。
在其中一些实施例中，在预设周期内，当两个高频逆变模块的输出电流的差值超过第一设定值，并且电流较大的高频逆变模块的移相角的第二数值小于第二设定值时，则电流较大的高频逆变模块在下一周期内移相角的第二数值为当前周期内移相角的第二数值+1。
在其中一些实施例中，当两个高频逆变模块的输出电流的差值不超过第一设定值，或电流较大的高频逆变模块移相角的第二数值不超过第二设定值时，则电流较大的高频逆变模块在下一周期内移相角的第二数值为当前周期内移相角的第二数值。
在其中一些实施例中，在计算移相角的第一数值和计算移相角的第二数值前，需要先判断充电机是否处于运行状态，若充电机处于运行状态，则进行移相角的第一数值和移相角的第二数值的计算；若充电机未处于运行状态，则不进行移相角数值的计算。
在其中一些实施例中，充电机是否处于运行状态是根据获取的各个高频逆变模块的输出电压和输出电流判断的。
在其中一些实施例中，移相角的原始值是根据高频逆变模块的输出电压计算得到的。
除此，本发明还提供了一种充电机并联均流数字控制系统，包括：
输入整流模块，用于将输入的交流电转换成直流电；
至少两个高频逆变模块，两个高频逆变模块并联设置，两个高频逆变模块的输入端分别与输入整流模块的输出端连接；高频逆变模块包括：
高频逆变单元，用于将平滑的直流电转换为高频的方波电压；
全波整流单元，用于将高频方波电压转换为脉冲电压；
输出滤波单元，用于将方波电压转换为所需的直流电压；
输出滤波模块，输出滤波模块的输入端与两个高频逆变模块的输出滤波单元的输出端连接，输出滤波模块的输出端与负载连接，用于给负载充电。
在其中一些实施例中，高频逆变单元包括逆变桥电路以及高频变压器，逆变桥电路的输入端与输入整流模块的输出端连接，逆变桥电路的输出端与高频变压器的输出端连接，高频变压器的输出端与输出滤波单元连接。
在其中一些实施例中，还包括数字信号处理器，数字信号处理器设于高频逆变单元；数字信号处理器至少包括PI控制模块、Bang-Bang控制模块以及移相寄存器；PI控制模块根据输出滤波单元的输出电压与预设的输出电压采用PI控制计算高频逆变模块对应的移相角的第一数值；Bang-Bang控制模块根据各高频逆变模块的输出电流采用Bang-Bang控制计算各高频逆变模块对应的移相角的第二数值；移相寄存器根据移相角的第一数值与移相角的第二数值叠加后的数值，对高频逆变模块的输出电压、输出电流进行补偿调节。
基于上述技术方案，本发明实施例中充电机并联均流数字控制系统采用电压环与均流补偿相结合的方式实现多个高频逆变模块之间的均流；其中，电压环主要采用PI控制，根据高频逆变模块的输出电压进行调节；均流补偿采用输出可变的Bang-Bang控制，根据高频逆变模块的输出电流进行调节。在传统PI控制的基础上，又增加了均流补偿环节，不仅控制简单、调节速度快、调节精度高，而且将两者结合的“PI+Bang-Bang控制”在不过多增加控制系统复杂度情况下，继承了两者的优点，实现了多个高频逆变模块间输出电流又快又稳的调节。
附图说明
此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：
图1为本发明充电机并联均流数字控制系统一个实施例处于的结构示意图；
图2为本发明充电机并联均流数字控制系统一个实施例的控制图；
图3为本发明充电机并联均流数字控制方法一个实施例的工作流程图；
图4为本发明充电机并联均流数字控制方法一个实施例中均流环的流程图；
图5为传统电压环控制的仿真结果；
图6为本发明充电机并联均流数字控制系统一个实施例的仿真结果。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对实施例中的技术方案进行清楚、完整的描述。显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而非全部的实施例。基于本发明的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“中心”、“横向”、“纵向”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。
术语“第一”、“第二”、“第三”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”、“第三”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。
在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
如附图1所示，在本发明充电机并联均流数字控制系统的一个示意性实施例中，该充电机并联均流数字控制系统包括输入整流模块、高频逆变模块和输出滤波模块。
充电机通常会设置多个高频逆变模块，多个高频逆变模块相互并联设置，以提高充电机的充电效率。但是在多个高频逆变模块并联运行时，由于各个高频逆变模块的参数无法做到完全一致，致使各模块所分担的电流大小不一，这将严重影响整台充电机的可靠性和运行的稳定性。在本实施例中，以一个充电机配置两个高频逆变模块为例进行详细介绍。
上述充电机并联均流数字控制系统中，输入整流模块用于将输入的交流电转换成直流电；输入整流模块包括三相电路，高压交流电输入三相电路后，输出稳定的直流电；需要说明的是，三相电路优选为三相APFC电路。
上述充电机并联均流数字控制系统中，高频逆变模块设置为两个，两个高频逆变模块并联设置，两个高频逆变模块的输入端分别与输入整流模块的输出端连接；高频逆变模块包括高频逆变单元、全波整流单元和输出滤波单元；高频逆变单元用于将平滑的直流电转换为高频的方波电压；全波整流单元用于将高频方波电压转换为脉冲电压；输出滤波单元用于将脉冲电压转换为所需的直流电压。
具体地，高频逆变单元包括逆变桥电路以及高频变压器，逆变桥电路的输入端与输入整流模块的输出端连接，逆变桥电路的输出端与高频变压器的输出端连接，高频变压器的输出端与输出滤波单元连接。由三相APFC电路输出的直流电压经过逆变桥电路后变为高频方波交流电，高频交流电经过高频变压器降压、隔离后，进行二次整流；需要说明的是，逆变桥电路中包括多个功率开关管，多个功率开关管相互并联或串联，以共同限定形成逆变桥。
全波整流单元包括两个并联设置的二极管,用于将高频方波电压转换为脉冲电压。
输出滤波单元包括滤波电感和电容，滤波电感和电容相互并联设置，用于将脉冲电压转换为所需的直流电压。
上述充电机并联均流数字控制系统中，输出滤波模块的输入端与两个高频逆变模块的输出滤波单元的输出端连接，输出滤波模块的输出端与负载连接，用于给负载充电。需要说明的是，负载可能为蓄电池，也可能为其他电子设备。
上述充电机并联均流数字控制系统中，还包括数字信号处理器，数字信号处理器设于高频逆变单元；数字信号处理器至少包括PI控制模块、Bang-Bang控制模块以及移相寄存器；PI控制模块根据输出滤波单元的输出电压与预设的输出电压采用PI控制计算高频逆变模块对应的移相角的第一数值；Bang-Bang控制模块根据各高频逆变模块的输出电流采用Bang-Bang控制计算各高频逆变模块对应的移相角的第二数值；移相寄存器根据移相角的第一数值与移相角的第二数值叠加后的数值，对高频逆变模块的输出电压和输出电流进行补偿调节。
需要说明的是，预设的输出电压是根据负载的特性设定的。根据高频逆变模块的输出电压可以计算得到移相角的原始值，采用Bang-Bang控制对移相角的第二数值进行选择，当两个高频逆变模块的输出电流的差值的绝对值超过误差范围时，两个高频逆变模块的移相角的第二数值对应为移相角的原始值；当两个高频逆变模块的输出电流的差值的绝对值在误差范围内时，则两个高频逆变模块的移相角的第二数值为0。
上述充电机并联均流数字控制系统采用电压环与均流补偿相结合的方式实现多个高频逆变模块之间的均流；其中，电压环主要采用PI控制，根据高频逆变模块的输出电压进行调节；均流补偿采用输出可变的Bang-Bang控制，根据高频逆变模块的输出电流进行调节。在传统PI控制的基础上，又增加了均流补偿环节，不仅控制简单、调节速度快，而且将两者结合的“PI+Bang-Bang控制”在不过多增加控制系统复杂度情况下，继承了两者的优点，实现了多个高频逆变模块间输出电流又快又稳的调节。
基于上述充电机并联均流数字控制系统，本发明还提供一种充电机并联均流数字控制方法，包括以下步骤：
获取充电机各个高频逆变模块的输出电压和输出电流。
将各输出电压与预设的输出电压采用PI控制计算得到各高频逆变模块对应的移相角的第一数值；需要说明的是，移相角的第一数值是采用PI控制根据输出电压计算得到的，因此，利用PI控制计算移相角的第一数值进行输出电压调节的方式，也可以被称为电压环。还需要说明的是，由于各个高频逆变模块的输出电压并不完全相同，因此，各高频逆变模块的移相角的第一数值也不完全相同。
根据各高频逆变模块的输出电流采用Bang-Bang控制计算得到各高频逆变模块对应的移相角的第二数值；利用Bang-Bang控制模块得到移相角的第二数值时，若两个高频逆变模块的输入电流的差值的绝对值超过误差范围时，则两个高频逆变模块的移相角的第二数值对应为移相角的原始值；若两个高频逆变模块的输入电流的差值的绝对值在误差范围内时，则两个高频逆变模块移相角的第二数值为0。需要说明的是，移相角的原始值最大控制量的占空需要进行限制，以防止充电机并联均流数字控制系统发生振荡。还需要说明的是，移相角的原始值是根据高频逆变模块的输出电流变化的值，不是最大值，是Bang-Bang控制的一种变形。此外，还需要说明的是，利用Bang-Bang控制计算移相角的第二数值进行输出电流补偿调节的方式，也可以被称为均流补偿。
将移相角的第一数值与移相角的第二数值叠加，得到各高频逆变模块的移相角的叠加值。
根据移相角的叠加值，对各个高频逆变模块的输出电压、输出电流进行调节，以使各个高频逆变模块的输出电压和输出电流相同。
由于采用PI控制计算移相角的第一数值与采用Bang-Bang控制计算移相角的第二数值是相互独立的过程，因此，在实际应用中，移相角的第一数值与第二数值没有固定的计算顺序，可以先计算移相角的第一数值，也可以先计算移相角的第二数值，也可以同时计算移相角的第一数值和第二数值。
由于高频逆变模块是在连续周期内进行工作的，因此，高频逆变模块的输出电压和输出电流并非固定不变的。
在预设周期内，当两个高频逆变模块的输出电流的差值超过第一设定值，并且电流较大的高频逆变模块的移相角的第二数值小于第二设定值时，则电流较大的高频逆变模块在下一周期内移相角的第二数值为当前周期内移相角的第二数值+1。当两个高频逆变模块的输出电流的差值不超过第一设定值，或电流较大的高频逆变模块移相角的第二数值不超过第二设定值时，则电流较大的高频逆变模块在下一周期内移相角的第二数值为当前周期内移相角的第二数值。其中，第一设定值与第二设定值是预先设定的数值，在不同的应景下，第一设定值与第二设定值可能会有所不同，此处属于常规技术，不再赘述。
需要说明的是，在采用PI控制和Bang-Bang控制计算移相角的数值前，先根据获取的各个高频逆变模块的输出电压和输出电流，判断充电机是否处于运行状态，若充电机处于运行状态时，采用PI控制计算和Bang-Bang控制计算移相角的第一数值、第二数值。
具体地，首先根据获取的滤波处理后的输出电压信号和输出电流信号，然后判断是否有启动信号，如果没有启动信号，说明充电机此时不工作，充电机并联均流数字控制系统进入等待状态，如果有启动信号，则判断充电机并联均流数字控制系统是否软起结束，当软起结束后，进入闭环运行状态，此时采用PI控制和Bang-Bang控制分别进行移相角第一数值与第二数值的计算。如果有停止信号，则采用PI控制和Bang-Bang控制使移相角的第一数值、第二数值分别为0，从而使输出滤波模块的输出电压和输出电流为0。
软起是指电力电子器件(例如电机控制模块、变频器等)在启动时，通过控制电流或电压的变化使设备逐渐加速或减速到正常运行状态，以减少电路中的电流冲击和电压峰值，保护电路元器件并减少设备的机械损伤。软起可以增加设备的寿命，减少能耗，提高系统效率。
充电机并联均流数字控制系统软起的作用是实现在整个启动过程中无冲击而平滑的启动，而且可根据系统元器件负载的特性来调节启动过程中的各种参数。根据获取的输出电压信号和输出电流信号判断是否软起结束也属于本领域的现有技术，此处不再赘述。
传统的控制方法多采用模拟量控制实现，而上述充电机并联均流数字控制方法通过移相角的叠加值调节输出电压和/或输出电流，采用数字量进行控制，相对于模拟量控制，数字均流控制方式具有易于实现复杂控制、所需元器件少、受环境影响小、均流精度高等优点。
下面结合具体数值，详细介绍上述充电机并联均流数字控制系统及控制方法。
如图1所示，上述充电机并联均流数字控制系统可以分为两级拓扑，前级拓扑为输出整流模块，即三相APFC，三相输入AC380V经过三相APFC电路后，输出稳定的直流电；后级拓扑由高频逆变模块一和高频逆变模块二组成，高频逆变模块一和高频逆变模块二分别为15kW的DC/DC模块，高频逆变模块一和高频逆变模块二交错并联，额定输出功率30kW。
在高频逆变模块一中，逆变桥电路中设有四个功率MOS管Q7～Q10，其中功率MOS管Q7、Q8串联，功率MOS管Q9、Q10串联，功率MOS管Q7、Q8串联后的电路与功率MOS管Q9、Q10串联后的电路又相互并联；全波整流电路中设有两个相互并联的二极管D7、D8；输出滤波电路中设有滤波电感Lf1、电容Cf1。
在高频逆变模块二中，逆变桥电路中设有四个功率MOS管Q11～Q14，其中功率MOS管Q11、Q12串联，功率MOS管Q13、Q14串联，功率MOS管Q11、Q12串联后的电路与功率MOS管Q13、Q14串联后的电路又相互并联；全波整流电路中设有两个相互并联的二极管D9、D10；输出滤波电路中设有滤波电感Lf2、电容Cf2。
数字信号处理器DSP至少包括PI控制模块、Bang-Bang控制模块以及移相寄存器TRPHD；PI控制模块用于实现采用PI控制根据输出滤波单元的输出电压与预设的输出电压采用PI控制计算高频逆变模块对应的移相角的第一数值的过程；Bang-Bang控制模块用于实现采用Bang-Bang控制根据各高频逆变模块的输出电流采用Bang-Bang控制计算各高频逆变模块对应的移相角的第二数值的过程；移相寄存器用于实现根据移相角的第一数值与移相角的第二数值叠加后的数字，对高频逆变模块的输出电流进行补偿调节。
数字信号处理器DSP选用DSP28335，DSP28335的两个移相寄存器ePWM2.TBPHS和ePWM5.TBPHS与高频逆变模块一和高频逆变模块二对应设置。ePWM2、ePWM5模块都设置为增计数模式。
三相输入AC380V经过三相APFC电路后，输出稳定的直流电进入高频逆变模块一和高频逆变模块二中；直流电进入高频逆变模块一后，经过由Q7～Q10组成的逆变桥变换后，变为高频方波交流电源；高频交流电经过高频变压器T1降压、隔离后，进行二次整流；经过由D7、D8两个二极管组成的全波整流电路，将变压器副边输出的高频方波交流电源整成脉冲电源；脉冲电源经过滤波电感Lf1、电容Cf1组成的输出滤波电路得到稳定的110V直流电压。直流电进入高频逆变模块二后，经过由Q11～Q14组成的逆变桥变换后，变为高频方波交流电源；高频交流电经过高频变压器T1降压、隔离后，进行二次整流；经过由D9、D10两个二极管组成的全波整流电路，将变压器副边输出的高频方波交流电源整成脉冲电源；脉冲电源经过滤波电感Lf2、电容Cf2组成的输出滤波电路得到稳定的110V直流电压。
如图2所示，Vref为高频逆变模块输出电压的预设值，Fdb为高频逆变模块的输出电压，Vref与Fdb比较后所得的误差输入给PI控制模块，PI控制模块运算输出经限幅后输出控制高频逆变模块一的移相角的第一数值Duty1、高频逆变模块二的移相角的第一数值Duty2。需要说明的是，Gz(s)为被控对象的传递函数，属于本领域的公知常识技术，此处不再赘述。
实时采集高频逆变模块一的第一电流Im1和高频逆变模块二的第二电流Im2，根据高频逆变模块一的第一电流Im1和高频逆变模块二的第二电流Im2的差值的不同，Bang-Bang控制输出不同的值。当第一电流Im1与第二电流Im2的差值的绝对值ek超过误差ε时，高频逆变模块一中移相角的第二数值为Bal_duty1、高频逆变模块二中移相角的第二数值为Bal_duty2。当第一电流Im1与第二电流Im2的差值的绝对值ek小于误差ε时，高频逆变模块一中移相角的第二数值为0、高频逆变模块二中移相角的第二数值也为0。需要说明的是，误差ε可以为具体的数值，也可以是范围，误差ε属于本领域的公知常识技术，此次不再赘述。
Bang-Bang控制方式如下：
其中，uk为移相角的第二数值。
高频逆变模块一的移相角的第一数值与第二数值叠加得到高频逆变模块一的移相角的叠加值，高频逆变模块一的移相角的叠加值输入移相寄存器ePWM2.TBPHS中，移相寄存器ePWM2.TBPHS根据高频逆变模块一的移相角的叠加值对移相角进行调节，从而实现高频逆变模块一输出电压、输出电流的调节。
高频逆变模块二的移相角的第一数值与第二数值叠加得到高频逆变模块二的移相角的叠加值，高频逆变模块二的移相角的叠加值输入移相寄存器ePWM5.TBPHS中，移相寄存器ePWM5.TBPHS根据高频逆变模块二的移相角的叠加值对移相角进行调节，从而实现高频逆变模块二输出电压、输出电流的调节，最后使高频逆变模块一输出电压与高频逆变模块二输出电压相同，高频逆变模块一输出电流与高频逆变模块二输出电流相同。
在本实施例中，脉冲宽度调制的时钟频率为37.5MHz，ePWM2、ePWM5模块都设置为增计数模式。开关频率为70kHz，设定周期寄存器TRPHD＝37.5MHz/70kHz＝536，ePWM2、ePWM5模块的比较寄存器CMPA＝268。使能相位寄存器TBPHS，并设定TBPHS＝θ(0≤θ≤268-20＝248)，相应的移相角α＝180*θ/268。
移相精度为：φmin＝180°/268＝0.67°
上述充电机并联均流数字控制系统通过调节移相角的叠加值，以调节移相寄存器TBPHS中数值。由此可知，可以直接对移相寄存器TBPHS中的值进行操作，在采用PI控制输出移相角的第一数值的基础上，叠加均流补偿值，从而改变移相角的叠加值。不仅可以实现输出电压和输出电流的移相，而且可以满足了实际工程移相角度的要求。
在实际应用中，如图3所示，当数字信号处理器DSP的控制算法的中断后，首先对获取的高频逆变模块一和高频逆变模块二的输出电压、输出电流信号进行滤波处理，然后判断系统是否有启动信号，如果没有，则充电机并联均流数字控制系统进入等待状态；如果有启动信号，则进入软起，并判断软起是否结束。当软起结束后，充电机并联均流数字控制系统进入闭环运行状态。充电机并联均流数字控制系统闭环运行时，采用PI控制+输出可变的Bang-Bang控制策略，叠加移相角的第一数值与第二数值，将高频逆变模块一与高频逆变模块二移相角最终的叠加值对应输入DSP的移相寄存器ePWM2.TBPHS和ePWM5.TBPHS中。如果有停止信号，则初始化PI控制和Bang-Bang控制的参数，令他们全部为0。
上述充电机并联均流数字控制方法，如图4所示，采用Bang-Bang控制调节移相角的控制周期为200us，第一设定值为10A，第二设定值为3。首先，将移相角的第二数值Bal_duty1、Bal_duty2初始化为0。为了避免系统在软起时采用Bang-Bang控制进行调节，造成系统的不稳定，需要先判断系统的状态。当系统处于运行状态时，才进入Bang-Bang控制调节；否则，高频逆变模块一与高频逆变模块二移相角的第二数值Bal_duty1、Bal_duty2为0。其次，判断高频逆变模块一与高频逆变模块二电流差值的情况。需要说明的是，根据两个模块电流的大小，可分为两种模式:当高频逆变模块二的电流a大于高频逆变模块一的电流b，且差值超过10A，且此时高频逆变模块一的移相角的第二数值Bal_duty1<3时，此为模式一；当高频逆变模块二的电流a小于高频逆变模块一的电流b，且差值超过10A，且此时高频逆变模块二的移相角的第二数值Bal_duty2<3时，此为模式二。
以模式一为例，当a-b>10，且高频逆变模块一的移相角的第二数值Bal_duty1<3时，令高频逆变模块一的移相角的第二数值Bal_duty1为1；200us后，再次判断根据高频逆变模块一与高频逆变模块二的电流情况判断。如果a-b>10，高频逆变模块一在当前周期内移相角的第二数值仍小于3，则高频逆变模块一在当前周期内移相角的第二数值Bal_duty1'为高频逆变模块一在上一周期内移相角的第二数值Bal_duty1加1，Bal_duty1'此时为2；如果此时a-b<10，则高频逆变模块一在当前周期内移相角的第二数值Bal_duty1'为1。
高频逆变模块一的移相角的第二数值Bal_duty1与PI控制模块输出的移相角的第一数值Duty1叠加后输入DSP28335的ePWM2的移相寄存器TBPHS中，从而实现电流的均流调节。
模式二同理，Bal_duty2与PI控制模块输出的移相角的第一数值Duty2叠加后输入DSP28335的ePWM5的移相寄存器TBPHS中。
仿真结果分析：
以输入电压为AC380V，预设输出电压为DC110V，负载为30kW为例，进行仿真分析。
图5为现有技术中单电压环控制，高频逆变模块一与高频逆变模块二输出阻抗不一致时的电流，可以看出，两个模块电流差值在25A左右，且一直保持不均流的趋势。
图6为电压环+均流补偿控制，两个模块电流差值在8A左右，一直保持均流趋势，与单电压环相比，电流差值下降了68％，均流效果显著。
上述充电机并联均流数字控制方法采用数字均流控制法，将“电压环+均流补偿”相结合：电压环采用PI控制，均流补偿环节采用输出可变的Bang-Bang控制，均流补偿与电压环并联，动态响应快。在均流过程中，控制系统实时检测各模块的运行状态，当负载突变时，各个模块可以迅速调整，防止模块出现过电流，提高了系统的可靠性、稳定性。均流补偿环节直接输入到移相寄存器中，既实现了并联高频逆变模块间的均流，又满足了数字移相精度的要求。上述充电机并联均流数字控制系统均流精度高且无振荡现象，并且简单实用、可靠；移相精度高，能够满足实际工程的需要。
最后应当说明的是：本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。
以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非对其限制；尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细的说明，所属领域的普通技术人员应当理解：依然可以对本发明的具体实施方式进行修改或者对部分技术特征进行等同替换；而不脱离本发明技术方案的精神，其均应涵盖在本发明请求保护的技术方案范围当中。

Claims (10)

1.一种充电机并联均流数字控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
获取充电机各个高频逆变模块的输出电压和输出电流；
将各所述输出电压与预设的输出电压采用PI控制计算得到各所述高频逆变模块对应的移相角的第一数值；
根据各所述高频逆变模块的输出电压和输出电流采用Bang-Bang控制计算得到各所述高频逆变模块对应的所述移相角的第二数值；
将所述移相角的第一数值与所述移相角的第二数值叠加，得到各所述高频逆变模块的所述移相角的叠加值；
根据所述移相角的叠加值，对各个所述高频逆变模块的输出电压和输出电流进行调节，以使各个所述高频逆变模块输出电压和输出电流相同。
2.根据权利要求1所述的充电机并联均流数字控制方法，其特征在于，采用Bang-Bang控制计算所述移相角的第二数值时，若两个所述高频逆变模块的输出电流的差值的绝对值超过误差范围，则两个所述高频逆变模块的移相角的第二数值对应为所述移相角的原始值；若两个所述高频逆变模块的输出电流的差值的绝对值在误差范围内，则两个所述高频逆变模块移相角的第二数值为0。
3.根据权利要求1所述的充电机并联均流数字控制方法，其特征在于，在预设周期内，当两个所述高频逆变模块的输出电流的差值超过第一设定值，并且电流较大的所述高频逆变模块的移相角的第二数值小于第二设定值时，则电流较大的所述高频逆变模块在下一周期内所述移相角的第二数值为当前周期内所述移相角的第二数值+1。
4.根据权利要求3所述的充电机并联均流数字控制方法，其特征在于，当两个所述高频逆变模块的输出电流的差值不超过第一设定值，或电流较大的所述高频逆变模块移相角的第二数值不超过第二设定值时，则电流较大的所述高频逆变模块在下一周期内所述移相角的第二数值为当前周期内所述移相角的第二数值。
5.根据权利要求1所述的充电机并联均流数字控制方法，其特征在于，在计算所述移相角的第一数值和计算所述移相角的第二数值前，需要先判断所述充电机是否处于运行状态，若所述充电机处于所述运行状态，则进行所述移相角的第一数值和计算所述移相角的第二数值的计算；若所述充电机未处于所述运行状态，则不进行所述移相角数值的计算。
6.根据权利要求5所述的充电机并联均流数字控制方法，其特征在于，所述充电机是否处于运行状态是根据获取的各个高频逆变模块的输出电压和输出电流判断的。
7.根据权利要求1所述的充电机并联均流数字控制方法，其特征在于，所述移相角的原始值是根据所述高频逆变模块的输出电压计算得到的。
8.一种充电机并联均流数字控制系统，其特征在于，包括：
输入整流模块，用于将输入的交流电转换成直流电；
至少两个高频逆变模块，两个所述高频逆变模块并联设置，两个所述高频逆变模块的输入端分别与所述输入整流模块的输出端连接；所述高频逆变模块包括：
高频逆变单元，用于将所述平滑的直流电转换为高频的方波电压；
全波整流单元，用于将高频方波电压转换为脉冲电压；
所述输出滤波单元，用于将所述方波电压转换为所需的直流电压；
输出滤波模块，所述输出滤波模块的输入端与两个所述高频逆变模块的所述输出滤波单元的输出端连接，所述输出滤波模块的输出端与负载连接，用于给负载充电。
9.根据权利要求8所述的充电机并联均流数字控制系统，其特征在于，所述高频逆变单元包括逆变桥电路以及高频变压器，所述逆变桥电路的输入端与所述输入整流模块的输出端连接，所述逆变桥电路的输出端与所述高频变压器的输出端连接，所述高频变压器的输出端与所述输出滤波单元连接。
10.根据权利要求8所述的充电机并联均流数字控制系统，其特征在于，还包括数字信号处理器，所述数字信号处理器设于所述高频逆变单元；所述数字信号处理器至少包括PI控制模块、Bang-Bang控制模块以及移相寄存器；所述PI控制模块根据所述输出滤波单元的输出电压与预设的输出电压采用PI控制计算所述高频逆变模块对应的移相角的第一数值；所述Bang-Bang控制模块根据各所述高频逆变模块的输出电流采用Bang-Bang控制计算各所述高频逆变模块对应的所述移相角的第二数值；所述移相寄存器根据所述移相角的第一数值与所述移相角的第二数值叠加后的数值，对所述高频逆变模块的输出电压、输出电流进行补偿调节。
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