CN115441732A - 一种多端口直流变换器及其控制方法 - Google Patents

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张玉荣
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Abstract

本发明提供一种多端口直流变换器及其控制方法，方法包括：各个变换器分别依据直流母线电压，以及，基准母线电压与各自对应的偏差，控制自身工作状态，以使直流母线电压保持为电压参考值；另外，各个变换器对应的偏差不同；也即，通过各端口控制器的协调控制，实现直流母线电压控制权的自主切换，保证在任意端口故障时系统仍能维持稳定运行。该方法兼具集中控制和对等控制的优点，不需要复杂的中央控制器逻辑，减少了通信的工作量，在不增加控制的复杂化前提下，最大限度的维持了系统稳定运行。

Description

一种多端口直流变换器及其控制方法
技术领域
本发明属于直流变换器及其领域，更具体的说，尤其涉及一种多端口直流变换器及其控制方法。
背景技术
从能源电力发展来看，要求以“优化结构、提升效率、保障安全、降低成本”为方向推动能源高质量发展。
现有的光伏电站主要采用交流输出，但交流系统存在电压越限和宽频域振荡问题，且交流线路损耗也制约了系统整体效率和输出能力。
与交流系统相比，直流系统在同样电压等级下输送能力更强、损耗更小，并且可避免系统容抗和感抗影响，不存在无功补偿、系统谐振等技术问题。随着电力电子技术的发展，光伏中压直流变换器可以解决光伏直流送出问题。
将光伏中压直流变换器和多端口变换器相结合，可以增强系统的供电可靠性和灵活性，有助于多种分布式电源或储能的接入，有助于各种形式负荷的接入，适用于交直流混合配电的应用场合。
现有技术中，依据输出电压与预设的限电压控制上限之间的关系，控制光伏直流变换器的功率，以使直流变换器运行模式的平滑切换。但是该现有技术应用场景是两端口的光伏直流变换器，控制方式只考虑两个端口间的协调控制，针对三端口及以上的多端口系统，该方法无法协调各端口之间的运行模式切换。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种多端口直流变换器及其控制方法，用于在不增加控制的复杂化前提下，最大限度的维持了系统稳定运行。
本申请第一方面公开了一种多端口直流变换器的控制方法，所述多端口直流变换器的4个变换器的一侧通过直流母线相连，各个变换器的另一侧均作为多端口直流变换器的端口分别连接光伏阵列、中压直流配网、低压直流配网和低压交流配网；所述控制方法，包括：
各个所述变换器分别依据直流母线电压，以及，基准母线电压与各自对应的偏差，控制自身工作状态，以使所述直流母线电压保持为所述电压参考值；其中所述电压参考值为所述基准母线电压、所述基准母线电压与所述偏差之和、或者所述基准母线电压与所述偏差之差；其中，各个变换器对应的偏差不同。
可选的，各个所述变换器分别依据直流母线电压，以及，基准母线电压与各自对应的偏差，控制自身工作状态，以使所述直流母线电压保持为所述电压参考值，包括：
与光伏阵列相连的光伏DC/DC变换器依据所述直流母线电压，以及，所述基准母线电压与第一偏差，控制自身工作状态，以使所述直流母线电压保持为所述电压参考值。
可选的，光伏DC/DC变换器依据所述直流母线电压，以及，所述基准母线电压与第一偏差，控制自身工作状态，以使所述直流母线电压保持为所述电压参考值，包括：
所述直流母线电压的反馈值，与，所述基准母线电压与第一偏差之和的给定值进行相减后作为第一比例积分调节器的输入；其中，所述第一比例积分调节器的输出下限值为-1；光伏阵列电压的给定值与光伏阵列电压的反馈值相减后输入第三比例积分调节器，并经过第二反相器后作为所述第一比例积分调节器的输出上限值；
所述第一比例积分调节器的输出连接至第二反相器；
所述第二反相器的输出与所述光伏DC/DC变换器中的电感电流的反馈值进行相减后作为第二比例积分调节器的输入；
所述第二比例积分调节器的输出经过PWM调制，输出PWM方波、作为所述光伏DC/DC变换器中的各个开关管的驱动信号。
可选的，各个所述变换器分别依据直流母线电压，以及，基准母线电压与各自对应的偏差，控制自身工作状态，以使所述直流母线电压保持为所述电压参考值，包括：
与低压直流配网相连的双向DC/DC变换器依据所述直流母线电压，以及，所述基准母线电压与第二偏差，控制自身工作状态，以使所述直流母线电压保持为所述电压参考值。
可选的，双向DC/DC变换器依据所述直流母线电压，以及，所述基准母线电压与第二偏差，控制自身工作状态，以使所述直流母线电压保持为所述电压参考值，包括：
所述直流母线电压的反馈值，与，所述基准母线电压与第二偏差之和的给定值进行相减后作为第四比例积分调节器的输入；其中，所述第四比例积分调节器的输出下限值为-1；输出上限值为电感电流的给定值经过第三反相器后的值；
所述直流母线电压的反馈值，与，所述基准母线电压与第二偏差之差的给定值进行相减后作为第五比例积分调节器的输入；其中，所述第四比例积分调节器的输出上限值为1；所述第四比例积分调节器的输出作为第五比例积分调节器的输出下限值；
所述第五比例积分调节器的输出与第一电感电流的反馈值相减后，输入至第六比例积分调节器；所述第六比例积分调节器的输出经PWM调制，输出 PWM方波、作为第一电感对应的第一Boost电路的驱动信号；
所述第五比例积分调节器的输出与第二电感电流的反馈值相减后，输入至第七比例积分调节器；所述第七比例积分调节器的输出经PWM调制，输出 PWM方波、作为第二电感对应的第二Boost电路的驱动信号。
可选的，各个所述变换器分别依据直流母线电压，以及，基准母线电压与各自对应的偏差，控制自身工作状态，以使所述直流母线电压保持为所述电压参考值，包括：
与低压交流配网相连的DC/AC变换器依据所述直流母线电压，以及，所述基准母线电压与第三偏差，控制自身工作状态，以使所述直流母线电压保持为所述电压参考值。
可选的，DC/AC变换器依据所述直流母线电压，以及，所述基准母线电压与第三偏差，控制自身工作状态，以使所述直流母线电压保持为所述电压参考值，包括：
所述直流母线电压的反馈值，与，所述基准母线电压与第三偏差之和的给定值进行相减后作为第八比例积分调节器的输入；其中，所述第八比例积分调节器的输出下限值为-1；输出上限值为交流电流q轴分量的给定值经过第七反相器后的值；
所述直流母线电压的反馈值，与，所述基准母线电压与第三偏差之差的给定值进行相减后作为第九比例积分调节器的输入；其中，所述第九比例积分调节器的输出上限值为1；所述第八比例积分调节器的输出作为第九比例积分调节器的输出下限值；
所述第九比例积分调节器的输出与交流电流d轴分量的反馈值相减后，输入至第十比例积分调节器；所述第十比例积分调节器的输出经PWM调制，输入至dq/abc坐标变换单元；
交流电流q轴分量的给定值与交流电流q轴分量的反馈值相减后，输入至第十一比例积分调节器；所述第十一比例积分调节器的输出经PWM调制，接着输入至所述dq/abc坐标变换单元；
所述dq/abc坐标变换单元的输出再次进行PWM调制，输出PWM方波、作为所述DC/AC变换器中各个开关管的驱动信号。
可选的，各个所述变换器分别依据直流母线电压，以及，基准母线电压与各自对应的偏差，控制自身工作状态，以使所述直流母线电压保持为所述电压参考值，包括：
与中压直流配网相连的中压DC/DC变换器采用开环定频控制，以使在所述中压直流变换器正常运行时将直流母线电压钳位到所述电压参考值。
本申请第二方面公开了一种多端口直流变换器，包括：光伏DC/DC变换器、中压直流DC/DC变换器、双向DC/DC变换器和DC/AC变换器；
各个变换器的一侧通过直流母线相连；
所述光伏DC/DC变换器的另一侧作为所述多端口直流变换器的第一端口、连接光伏阵列；
所述中压直流DC/DC变换器的另一侧作为所述多端口直流变换器的第二端口、连接中压直流配网；
所述双向DC/DC变换器的另一侧作为所述多端口直流变换器的第三端口、连接低压直流配网；
所述DC/AC变换器的另一侧作为所述多端口直流变换器的第四端口、连接低压交流配网；
各个变换器结合实现如本申请第一方面任一项所述的多端口直流变换器的控制方法。
可选的，在上述多端口直流变换器中，
所述光伏DC/DC变换器采用多路Boost电路并联的拓扑；
所述中压直流DC/DC变换器包括：多个单向谐振变换器；
所述双向DC/DC变换器包括：两个并联连接的双向谐振变换器；
所述DC/AC变换器包括：四个并联连接的三相逆变器。
从上述技术方案可知，本发明提供的一种多端口直流变换器的控制方法，包括：各个变换器分别依据直流母线电压，以及，基准母线电压与各自对应的偏差，控制自身工作状态，以使直流母线电压保持为电压参考值；也即，通过各端口控制器的协调控制，实现直流母线电压控制权的自主切换，保证在任意端口故障时系统仍能维持稳定运行。该方法兼具集中控制和对等控制的优点，不需要复杂的中央控制器逻辑，减少了通信的工作量，在不增加控制的复杂化前提下，最大限度的维持了系统稳定运行。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本发明实施例提供的一种多端口直流变换器的控制方法的流程图；
图2是本发明实施例提供的多端口直流变换器的控制方法中光伏DC/DC 变换器的控制框图；
图3是本发明实施例提供的多端口直流变换器的控制方法中双向DC/DC 逆变器的控制框图；
图4是本发明实施例提供的多端口直流变换器的控制方法中DC/AC变换器的控制框图；
图5是本发明实施例提供的一种多端口直流变换器的示意图；
图6是本发明实施例提供的一种多端口直流变换器中光伏DC/DC变换器的示意图；
图7是本发明实施例提供的一种多端口直流变换器中中压DC/DC变换器的示意图；
图8是本发明实施例提供的一种多端口直流变换器中双向DC/DC变换器的示意图；
图9是本发明实施例提供的一种多端口直流变换器中DC/AC变换器的示意图；
图10是本发明实施例提供的一种多端口直流变换器中中央控制器的一控制流程图；
图11是本发明实施例提供的一种多端口直流变换器中中央控制器的另一控制流程图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
在本申请中，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
本申请实施例提供了一种多端口直流变换器的控制方法，用于解决现有技术中控制方式只考虑两个端口间的协调控制，针对三端口及以上的多端口系统，该方法无法协调各端口之间的运行模式切换的问题。
该多端口直流变换器包括4个变换器；各个变换器的一侧通过直流母线相连，各个变换器的另一侧均作为多端口直流变换器的端口分别连接光伏阵列、中压直流配网、低压直流配网和低压交流配网。
具体的，四个变换器分别为：光伏DC/DC变换器、中压直流DC/DC变换器、双向DC/DC变换器和DC/AC变换器。
各个变换器的一侧通过直流母线相连。
光伏DC/DC变换器的另一侧作为多端口直流变换器的第一端口、连接光伏阵列。
中压直流DC/DC变换器的另一侧作为多端口直流变换器的第二端口、连接中压直流配网。
双向DC/DC变换器的另一侧作为多端口直流变换器的第三端口、连接低压直流配网。
DC/AC变换器的另一侧作为多端口直流变换器的第四端口、连接低压交流配网。
参见图1，该多端口直流变换器的控制方法，包括：
S101、各个变换器分别依据直流母线电压，以及，基准母线电压与各自对应的偏差，控制自身工作状态，以使直流母线电压保持为电压参考值。
其中，电压参考值为所述基准母线电压、基准母线电压与偏差之和、或者基准母线电压与所述偏差之差。
也就是说，多端口直流变换器中的各个变换器均具备将直流母线电压维持在基准母线电压的功能。各个变换器中均具备控制器。
具体的，各个变换器的控制器将直流母线电压与基准母线电压作为各个变换器工作的控制参数，从而通过控制变换器的工作状态以维持直流母线电压为基准母线电压。
也即，各个端口使用各自的控制器控制端口的运行方式，直流母线的控制权由各个端口控制器自主协调控制。
该基准母线低压可以是800V，当然可以是其他数值，如在630～850之间的任意数值。该基准母线低压确定后不能改。
在本实施例中，各个变换器分别依据直流母线电压，以及，基准母线电压与各自对应的偏差，控制自身工作状态，以使直流母线电压保持为电压参考值；也即，通过各端口控制器的协调控制，实现直流母线电压控制权的自主切换，保证在任意端口故障时系统仍能维持稳定运行。该方法兼具集中控制和对等控制的优点，不需要复杂的中央控制器逻辑，减少了通信的工作量，在不增加控制的复杂化前提下，最大限度的维持了系统稳定运行。
在实际应用中，上述步骤S101可以包括：与光伏阵列相连的光伏DC/DC 变换器依据直流母线电压，以及，基准母线电压与第一偏差，控制自身工作状态，以使直流母线电压保持为电压参考值。
该第一偏差的取值，此处不做具体限定，视实际情况而定即可，均在本申请的保护范围内。
具体的，如图2所示，光伏DC/DC变换器依据直流母线电压，以及，基准母线电压与第一偏差，控制自身工作状态，以使直流母线电压保持为电压参考值的具体过程为：
直流母线电压的反馈值，与，基准母线电压与第一偏差之和的给定值进行相减后作为第一比例积分调节器的输入。其中，第一比例积分调节器的输出下限值为-1。光伏阵列电压的给定值与光伏阵列电压的反馈值相减后输入第三比例积分调节器，并经过第二反相器后作为第一比例积分调节器的输出上限值。
第一比例积分调节器的输出连接至第二反相器。
第二反相器的输出与光伏DC/DC变换器中的电感电流的反馈值进行相减后作为第二比例积分调节器的输入。
第二比例积分调节器的输出经过PWM调制，输出PWM方波、作为光伏 DC/DC变换器中的各个开关管的驱动信号。
其中，其中Upv为光伏阵列电压；Upv_ref为光伏阵列给定电压；Udcline 为直流母线电压；dU1为偏差电压值，也即第一偏差，其可以通过后台修改； I_feedback为电感电流反馈，其光伏DC/DC变换器中的基本模块的电感电流；如，其为L11的电流。如图6所示的结构中，其由多个模块并联构成，每个模块与基本模块的区别是由两个电感及桥臂支路并联而成。电感及桥臂支路并联和模块并联都是为了提升变换器功率。
该光伏DC/DC变换器的控制器包含电压外环和电流内环，电压外环为直流母线电压控制环，控制器上限值由光伏阵列电压控制器输出给定。
在实际应用中，上述步骤S101可以包括：与中压直流配网相连的中压 DC/DC变换器采用开环定频控制，以使在中压直流变换器正常运行时将直流母线电压钳位到电压参考值。
中压DC/DC变换器采用开环定频控制，正常运行时将中间母线电压钳位到800V。
也就是说，该直流母线电压主要由中压DC/DC变换器维持。
如图7所示，当中压DC/DC变换器正常运行时，由于中压DC/DC变换器的高压侧二极管的钳位特性，高压侧被钳位到20kV，经过中压DC/DC变换器变比折算，低压侧为800V，进而使直流母线电压维持在800V。
在实际应用中，上述步骤S101可以包括：与低压直流配网相连的双向 DC/DC变换器依据直流母线电压，以及，基准母线电压与第二偏差，控制自身工作状态，以使直流母线电压保持为电压参考值。
如图3所示，在实际应用中，双向DC/DC变换器依据直流母线电压，以及，基准母线电压与第二偏差，控制自身工作状态，以使直流母线电压保持为电压参考值，包括：
直流母线电压的反馈值，与，基准母线电压与第二偏差之和的给定值进行相减后作为第四比例积分调节器的输入。其中，第四比例积分调节器的输出下限值为-1。输出上限值为电感电流的给定值经过第三反相器后的值。
直流母线电压的反馈值，与，基准母线电压与第二偏差之差的给定值进行相减后作为第五比例积分调节器的输入。其中，第四比例积分调节器的输出上限值为1。第四比例积分调节器的输出作为第五比例积分调节器的输出下限值。
第五比例积分调节器的输出与第一电感电流的反馈值相减后，输入至第六比例积分调节器。第六比例积分调节器的输出经PWM调制，输出PWM方波、作为第一电感对应的第一Boost电路的驱动信号。
第五比例积分调节器的输出与第二电感电流的反馈值相减后，输入至第七比例积分调节器。第七比例积分调节器的输出经PWM调制，输出PWM方波、作为第二电感对应的第二Boost电路的驱动信号。
其中Ubst_low为直流母线电压；dU2为偏差电压值，也即第二偏差，dU2 与dU1是不同的参数，需要设置不同值；I_ref为Boost电感电流给定值，也即上述电感电流给定值，其可以通过上位机给定，或者通过功率给定值计算得到；Ibst1为第一电感电流；如图8所示的电感L1的电流；Ibst2为第二电感电流，如图8所示的电感L2的电流。
该双向DC/DC变换器中的控制器也包含电压外环和电流内环，电压外环采用偏差控制器，偏差控制器可以依据直流母线电压值自主控制双向DC/DC 变换器运行于恒电流模式或者恒母线电压模式，以控制直流母线电压稳定。
当Ubst_low大于上偏差控制器电压参考值800+dU2时，下偏差控制器由于积分的累加作用，输出为第四比例积分控制器的输出下限值，而该值等于上偏差控制器的输出。因此，这种情况下偏差控制器的输出就等于上偏差控制器的输出。因为Ubst_low大于800+dU2，上偏差控制器输出为负，电流由直流母线流向750V配网，直流母线电压降低，最终直流母线电压被稳定在电压参考值800+dU2。
当直流母线电压Ubst_low小于下偏差控制器电压参考值800-dU2时，下偏差控制器输出为正，电流由750V配网流向直流母线，直流母线电压升高，最终直流母线电压被稳定在电压参考值800-dU2。
当直流母线电压Ubst_low小于上偏差控制器电压参考800+dU2，且大于下偏差控制器电压参考值800-dU2时，下偏差控制器由于积分的累加作用，输出为第四比例积分控制器的输出下限值，即为上偏差控制器的输出值。上偏差控制器由于积分的累加作用，输出为第五比例积分控制器的输出上限值。因此，在这种情况下电压偏差控制器的输出为-Iref。
在实际应用中，上述步骤S101可以包括：与低压交流配网相连的DC/AC 变换器依据直流母线电压，以及，基准母线电压与第三偏差，控制自身工作状态，以使直流母线电压保持为电压参考值。
如图4所示，在实际应用中，DC/AC变换器依据直流母线电压，以及，基准母线电压与第三偏差，控制自身工作状态，以使直流母线电压保持为电压参考值，包括：
直流母线电压的反馈值，与，基准母线电压与第三偏差之和的给定值进行相减后作为第八比例积分调节器的输入。其中，第八比例积分调节器的输出下限值为-1。输出上限值为交流电流q轴分量的给定值经过第七反相器后的值。
直流母线电压的反馈值，与，基准母线电压与第三偏差之差的给定值进行相减后作为第九比例积分调节器的输入。其中，第九比例积分调节器的输出上限值为1。第八比例积分调节器的输出作为第九比例积分调节器的输出下限值。
第九比例积分调节器的输出与交流电流d轴分量的反馈值相减后，输入至第十比例积分调节器。第十比例积分调节器的输出经PWM调制，输入至 dq/abc坐标变换单元。
交流电流q轴分量的给定值与交流电流q轴分量的反馈值相减后，输入至第十一比例积分调节器。第十一比例积分调节器的输出经PWM调制，接着输入至dq/abc坐标变换单元。
dq/abc坐标变换单元的输出再次进行PWM调制，输出PWM方波、作为 DC/AC变换器中各个开关管的驱动信号。
其中，Udc为直流母线电压；dU3为偏差电压值，也即第三偏差，其与 dU2和dU1是不同的参数，需要设置不同值；Id_ref为交流电流d轴分量的给定值；Id_feedback为交流电流d轴分量；Iq_ref为交流电流q轴分量的给定值； Iq_feedback为交流电流q轴分量。
控制器包含电压外环和电流内环，电压外环采用偏差控制器，偏差控制器可以依据直流母线电压值自主控制DC/AC变换器运行于恒电流模式或者恒母线电压模式、以控制直流母线电压稳定。
其中，通过Clark变换和Park变换将三相交流电流由三相静止坐标系变换到dq旋转坐标系下，便于控制，此为变流器控制领域常用技术。
本申请实施例提供了一种多端口直流变换器。
如图5所示，该多端口直流变换器，包括：光伏DC/DC变换器、中压直流DC/DC变换器、双向DC/DC变换器和DC/AC变换器。
各个变换器的一侧通过直流母线相连。
光伏DC/DC变换器的另一侧作为多端口直流变换器的第一端口、连接光伏阵列。
中压直流DC/DC变换器的另一侧作为多端口直流变换器的第二端口、连接中压直流配网。
双向DC/DC变换器的另一侧作为多端口直流变换器的第三端口、连接低压直流配网。
DC/AC变换器的另一侧作为多端口直流变换器的第四端口、连接低压交流配网。
也就是说，该多端口直流变换器有四个端口；其中，第一端口可以是直流DC450V～850V的端口、接光伏阵列；第二端口可以是直流DC±10kV的端口、接中压直流配网；第三端口可以是直流DC±375V的端口、接低压直流配网；第四端口可以是交流AC400V的端口、接低压交流配网。
这四个端口共用一条直流DC800V的直流母线。
各个变换器结合实现上述实施例提供的多端口直流变换器的控制方法。
该多端口直流变换器的控制方法的工作过程和原理，详情此处不再一一赘述，均在本申请的保护范围内。
在实际应用中，各个变换器的结构可以是：
(1)光伏DC/DC变换器采用至少一路Boost电路。
在光伏DC/DC变换器采用多路Boost电路时，多Boost电路采用并联连接，也即该DC/DC变换器为多路Boost电路并联的拓扑。
具体的，如图6所示，光伏DC/DC变换器中每路Boost电路可以采用两桥臂交错并联。
每路Boost电路包括两个电容、四个开关管和两个电感；以一路Boost电路为例，电感C11的两端作为第一端口，也即直流DC450V～850V的端口，接光伏阵列；电感C11的正极分别与电感L12和L11的一端相连，电感L11 的另一端与开关管S11和S12之间的连接点相连；电感L12的另一端与开关管S13和S14之间的连接点相连。电容C12的两端连接至直流母线；电容C12 的正极与开关管S11和S13之间的连接点相连；电容C12的负极、电容C11 的负极、开关管S12和S14之间的连接点相连。
(2)中压直流DC/DC变换器包括：至少一个单向谐振变换器。
在中压直流DC/DC变换器包括多个单向谐振变换器时，各个单向谐振变换器的高压侧串联连接，其低压侧并联连接。
中压直流DC/DC变换器的高压侧与中压直流配网相连，中压直流DC/DC 变换器的低压侧与直流母线相连。
中压直流DC/DC变换器可以简称为20kV DCDC。其由四个单向谐振变换器组成，如图7所示。单向谐振变换器低压侧采用全桥LLC拓扑，中间采用高频变压器隔离，高压侧采用二极管全桥整流，四个单向谐振变换器采用低压侧并联高压侧串联的连接方式。其中，DC+为中压直流DC/DC变换器的低压侧正极，DC-为中压直流DC/DC变换器的低压负极；DC+10KV为中压直流DC/DC变换器的高压侧正极，其电位为DC+10KV；DC-10KV为中压直流DC/DC变换器的高压侧负极，其电位为DC-10KV。
(3)双向DC/DC变换器包括：至少一个双向谐振变换器。
在双向DC/DC变换器包括多个双向谐振变换器时，各个双向谐振变换器并联连接。图8以两个双向谐振变换器为例进行展示。
双向DC/DC变换器的高压侧与直流母线相连，双向DC/DC变换器的低压侧与低压直流配网相连。
如图8所示。双向谐振变换器低压侧采用全桥LLC拓扑，中间采用高频变压器隔离，高压侧采用全桥LLC拓扑与双向Boost电路级联。其中，DC800+ 为双向DC/DC变换器的高压侧正极，DC800-为双向DC/DC变换器的高压负极；DC+375V为双向DC/DC变换器的低压侧正极；DC-10KV为双向DC/DC 变换器的低压侧负极。
(4)DC/AC变换器包括：至少一个三相逆变器。
在DC/AC变换器包括多个三相逆变器时，各个三相逆变器并联连接。图 9以四个三相逆变器为例进行展示。
如图9所示，该三相逆变器采用三相半桥拓扑，接LCL滤波器，通过隔离变压器与低压交流配网相连。
在实际应用中，该多端口直流变换器还包括：中央控制器。
如图10所示，中央控制器用于：
获取到启动指令时，控制连接光伏DC/DC变换器启动。
判断光伏DC/DC变换器是否完成启动且直流母线电压是否大于基准母线电压。
若是，控制连接中压DC/DC变换器启动。并在中压DC/DC变换器完成启动时，控制与双向DC/DC变换器和DC/AC变换器启动。
如图11所示，中央控制器还用于：
获取到停机指令时，控制双向DC/DC变换器和DC/AC变换器停止运行。
判断双向DC/DC变换器和DC/AC变换器是否均完成停机。
若是，则控制光伏DC/DC变换器停止运行，并在光伏DC/DC变换器停止运行时，控制第一变换器停止运行。
本说明书中的各个实施例中记载的特征可以相互替换或者组合，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。尤其，对于系统或系统实施例而言，由于其基本相似于方法实施例，所以描述得比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。以上所描述的系统及系统实施例仅仅是示意性的，其中所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。本领域普通技术人员在不付出创造性劳动的情况下，即可以理解并实施。
专业人员还可以进一步意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来实现，为了清楚地说明硬件和软件的可互换性，在上述说明中已经按照功能一般性地描述了各示例的组成及步骤。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (10)

1.一种多端口直流变换器的控制方法，其特征在于，所述多端口直流变换器的4个变换器的一侧通过直流母线相连，各个变换器的另一侧均作为多端口直流变换器的端口分别连接光伏阵列、中压直流配网、低压直流配网和低压交流配网；所述控制方法，包括：
各个所述变换器分别依据直流母线电压，以及，基准母线电压与各自对应的偏差，控制自身工作状态，以使所述直流母线电压保持为所述电压参考值；
其中，所述电压参考值为所述基准母线电压、所述基准母线电压与相应的所述偏差之和或者所述基准母线电压与相应的所述偏差之差；各个所述变换器对应的偏差不同。
2.根据权利要求1所述的多端口直流变换器的控制方法，其特征在于，各个所述变换器分别依据直流母线电压，以及，基准母线电压与各自对应的偏差，控制自身工作状态，以使所述直流母线电压保持为所述电压参考值，包括：
与光伏阵列相连的光伏DC/DC变换器依据所述直流母线电压，以及，所述基准母线电压与第一偏差，控制自身工作状态，以使所述直流母线电压保持为所述电压参考值。
3.根据权利要求2所述的多端口直流变换器的控制方法，其特征在于，光伏DC/DC变换器依据所述直流母线电压，以及，所述基准母线电压与第一偏差，控制自身工作状态，以使所述直流母线电压保持为所述电压参考值，包括：
所述直流母线电压的反馈值，与，所述基准母线电压与第一偏差之和的给定值进行相减后作为第一比例积分调节器的输入；其中，所述第一比例积分调节器的输出下限值为-1；光伏阵列电压的给定值与光伏阵列电压的反馈值相减后输入第三比例积分调节器，并经过第二反相器后作为所述第一比例积分调节器的输出上限值；
所述第一比例积分调节器的输出连接至第二反相器；
所述第二反相器的输出与所述光伏DC/DC变换器中的电感电流的反馈值进行相减后作为第二比例积分调节器的输入；
所述第二比例积分调节器的输出经过PWM调制，输出PWM方波、作为所述光伏DC/DC变换器中的各个开关管的驱动信号。
4.根据权利要求1所述的多端口直流变换器的控制方法，其特征在于，各个所述变换器分别依据直流母线电压，以及，基准母线电压与各自对应的偏差，控制自身工作状态，以使所述直流母线电压保持为所述电压参考值，包括：
与低压直流配网相连的双向DC/DC变换器依据所述直流母线电压，以及，所述基准母线电压与第二偏差，控制自身工作状态，以使所述直流母线电压保持为所述电压参考值。
5.根据权利要求4所述的多端口直流变换器的控制方法，其特征在于，双向DC/DC变换器依据所述直流母线电压，以及，所述基准母线电压与第二偏差，控制自身工作状态，以使所述直流母线电压保持为所述电压参考值，包括：
所述直流母线电压的反馈值，与，所述基准母线电压与第二偏差之和的给定值进行相减后作为第四比例积分调节器的输入；其中，所述第四比例积分调节器的输出下限值为-1；输出上限值为电感电流的给定值经过第三反相器后的值；
所述直流母线电压的反馈值，与，所述基准母线电压与第二偏差之差的给定值进行相减后作为第五比例积分调节器的输入；其中，所述第四比例积分调节器的输出上限值为1；所述第四比例积分调节器的输出作为第五比例积分调节器的输出下限值；
所述第五比例积分调节器的输出与第一电感电流的反馈值相减后，输入至第六比例积分调节器；所述第六比例积分调节器的输出经PWM调制，输出PWM方波、作为第一电感对应的第一Boost电路的驱动信号；
所述第五比例积分调节器的输出与第二电感电流的反馈值相减后，输入至第七比例积分调节器；所述第七比例积分调节器的输出经PWM调制，输出PWM方波、作为第二电感对应的第二Boost电路的驱动信号。
6.根据权利要求1所述的多端口直流变换器的控制方法，其特征在于，各个所述变换器分别依据直流母线电压，以及，基准母线电压与各自对应的偏差，控制自身工作状态，以使所述直流母线电压保持为所述电压参考值，包括：
与低压交流配网相连的DC/AC变换器依据所述直流母线电压，以及，所述基准母线电压与第三偏差，控制自身工作状态，以使所述直流母线电压保持为所述电压参考值。
7.根据权利要求6所述的多端口直流变换器的控制方法，其特征在于，DC/AC变换器依据所述直流母线电压，以及，所述基准母线电压与第三偏差，控制自身工作状态，以使所述直流母线电压保持为所述电压参考值，包括：
所述直流母线电压的反馈值，与，所述基准母线电压与第三偏差之和的给定值进行相减后作为第八比例积分调节器的输入；其中，所述第八比例积分调节器的输出下限值为-1；输出上限值为交流电流q轴分量的给定值经过第七反相器后的值；
所述直流母线电压的反馈值，与，所述基准母线电压与第三偏差之差的给定值进行相减后作为第九比例积分调节器的输入；其中，所述第九比例积分调节器的输出上限值为1；所述第八比例积分调节器的输出作为第九比例积分调节器的输出下限值；
所述第九比例积分调节器的输出与交流电流d轴分量的反馈值相减后，输入至第十比例积分调节器；所述第十比例积分调节器的输出经PWM调制，输入至dq/abc坐标变换单元；
交流电流q轴分量的给定值与交流电流q轴分量的反馈值相减后，输入至第十一比例积分调节器；所述第十一比例积分调节器的输出经PWM调制，接着输入至所述dq/abc坐标变换单元；
所述dq/abc坐标变换单元的输出再次进行PWM调制，输出PWM方波、作为所述DC/AC变换器中各个开关管的驱动信号。
8.根据权利要求1-7任一项所述的多端口直流变换器的控制方法，其特征在于，各个所述变换器分别依据直流母线电压，以及，基准母线电压与各自对应的偏差，控制自身工作状态，以使所述直流母线电压保持为所述电压参考值，包括：
与中压直流配网相连的中压DC/DC变换器采用开环定频控制，以使在所述中压直流变换器正常运行时将直流母线电压钳位到所述电压参考值。
9.一种多端口直流变换器，其特征在于，包括：光伏DC/DC变换器、中压直流DC/DC变换器、双向DC/DC变换器和DC/AC变换器；
各个变换器的一侧通过直流母线相连；
所述光伏DC/DC变换器的另一侧作为所述多端口直流变换器的第一端口、连接光伏阵列；
所述中压直流DC/DC变换器的另一侧作为所述多端口直流变换器的第二端口、连接中压直流配网；
所述双向DC/DC变换器的另一侧作为所述多端口直流变换器的第三端口、连接低压直流配网；
所述DC/AC变换器的另一侧作为所述多端口直流变换器的第四端口、连接低压交流配网；
各个变换器结合实现如权利要求1-8任一项所述的多端口直流变换器的控制方法。
10.根据权利要求9所述的多端口直流变换器，其特征在于，
所述光伏DC/DC变换器采用至少一路Boost电路；
所述中压直流DC/DC变换器包括：至少一个单向谐振变换器；
所述双向DC/DC变换器包括：至少一个双向谐振变换器；
所述DC/AC变换器包括：至少一个三相逆变器。
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