CN211183826U - 一种交直流微电网接口变换器电路 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种交直流微电网接口变换器电路，该交直流微网接口变换器具有无变压器的两级对称结构，包括双向全桥的AC‑DC级和DC‑DC级、直流链路；各变换级包括四个桥臂、交流侧差模滤波器、交直流共模滤波器以及相臂间的连接电感；通过对直流链路电压的控制以实现功率交流电网与直流微网之间的功率和能量双向交互；将两个并联的碳化硅MOSFET桥臂通过相间电感相连，构成一组桥臂并对其变换器进行控制；在DC‑DC级中装载共模控制器可解耦交流和直流系统之间的共模影响，可大大降低其漏电流；同时优化MOSFET相臂组间的交错角和电感电容设计，减少了变换器共模和差模磁性元件的总体积，从而降低了整个变换器的体积，实现变换器的低成本和高效率。

Description

一种交直流微电网接口变换器电路

技术领域

本实用新型涉及一种交直流微电网接口变换器电路，属于电力系统技术领域。

背景技术

为整合可再生能源和储能，直流微电网因其结构简单，效率高而成为一种较为常用的解决方案。直流微电网可以通过接口转换器在公共耦合点(PCC) 连接到交流电网，并交换净能量，变换器多采用隔离型接口变换器。但对于住宅和一些商业设施中的低功率并网直流系统，如小规模光伏发电而言，无变压器转换器具有较好的应用前景与实际意义；同时能够较好的降低转换器装置的尺寸、成本，提高其变换效率；

然而使用非隔离式接口转换器会在接地交流和直流系统之间引入低阻抗共模路径；在这种架构中，交流和直流CM量会通过功率转换器和地发生耦合；由于CM路径内的阻抗，产生的CM电流可能很大，危及人身安全并加速元件老化；为此，目前常采用两级式双向AC-DC变换器，其主要特点是允许dc-link上产生较大的电压纹波，从而大大降低AC-DC级功率转换中所需的dc-link电容，但是该变换器为了处理较大的dc-link电压纹波，采用IGBT开关器件，导致了较高的开关损耗；此外，CM性能较差、效率比较低以及无源滤波器设计等问题并没有得到充分解决。

发明内容

实用新型的目的在于提供一种交直流微电网接口变换器电路，以克服现有技术的不足。

为达到上述目的，本实用新型采用如下技术方案：

采用无变压器式拓扑结构以及选用碳化硅(SiC)MOSFET作为功率变换的开关器件，使变换器具有很好的传导性能、开关损耗小等特点，在此基础上优化MOSFET交错角及电感电容设计，减少变换器共模和差模磁性元件的总体积，降低整个装置的体积，大大降低设备的成本，实现变换器的高效率和高功率密度设计。

一种交直流微电网接口变换器电路，包含双向全桥的AC-DC变换级， DC-DC变换级和直流链路；

AC-DC级：包括四个桥臂、交流侧差模滤波器、交直流共模滤波器以及交流侧桥臂组组间电感；每个桥臂由上下两个MOSFET组成，各桥臂之间通过并联构成全桥的AC-DC变换级；

可将四个桥臂可以分成两组交错桥臂，其中桥臂上开关管s₁和桥臂上开关管s₂在一组中，桥臂上开关管s₃和桥臂上开关管s₄在另一组中；在每组中，两个桥臂通过相间电感连接并共享相同的差模占空比，两桥臂组的占空比分别为d₁＝0.5+d/2和d₂＝0.5-d/2，每个桥臂的上下开关管的驱动信号互补；实现变换器AC-DC级的有/无相移的开关控制；

其中，d₁、d₂分别为两桥臂组开关的占空比；d为理想占空比；s₁、s₂、 s₃、s₄为四个AC-DC级桥臂上开关管；

DC-DC级：包括四个桥臂、直流侧DM滤波器、交直流CM滤波器以及直流侧桥臂组组间电感；由于对称结构，桥臂的连接关系与AC-DC级一样，由两个MOSFET组成的桥臂之间通过并联构成全桥DC-DC功率变换级；

同样可将四个桥臂可以分成两组交错桥臂，其中桥臂上MOSFET管s₅和桥臂上MOSFET管s₆在一组中，桥臂上MOSFET管s₇和桥臂上MOSFET 管s₈在另一组中；在每组中，两个桥臂通过相间电感连接并共享相同的DM 占空比；原始的DM占空比与AC-DC级的设计中一致，将此占空比与DC-DC 级CM控制器生成的CM占空比进行计算，获得最终的两个桥臂组的占空比分别为d₃和d₄；

其中d₃、d₄分别为两桥臂组开关的占空比；s₅、s₆、s₇、s₈为四个DC-DC 级桥臂上MOSFET管；

直流链路：作为交直流侧功率、能量交互的中间环节，对直流链路电压的合理控制可实现交直流混合微电网的稳定运行。

所述交直流微电网接口变换器电路采用无变压器非隔离式的拓扑结构。

所述开关为碳化硅SiCMOSFET。

与现有技术相比，本实用新型具有以下有益的技术效果：

本实用新型的交直流微网接口变换器具有无变压器的两级对称拓扑结构，包含双向全桥的AC-DC级和DC-DC级；AC-DC级主要控制交流电流和直流链dc-link电压，可将交流电网侧功率与能量输送到直流侧，并且能够减少dc-link电容的二倍频功率纹波；DC-DC级能够对dc-link电压进行升压变换以满足直流微电网的电压需求；在两级式结构的变换器中功率都是双向流动的，可实现交流电网与直流微网之间的功率和能量交互；此外，选用碳化硅MOSFET作为功率变换的开关器件，同时将两个并联的碳化硅MOSFET 桥臂通过相间电感相连，构成一组桥臂并对其进行控制，实现功率的转换；在变换器的DC-DC级中装载共模控制器可实现交流和直流系统之间的共模解耦，可大大降低其漏电流；通过采用自适应控制及有源共模控制方法对接口变换器进行控制，实现该变换器的高效率工作。

附图说明

图1为本实用新型的交直流微电网接口变换器电路图；

图2为本实用新型的带滤波器和采样控制的两级交错式接口变换器电路图；

图3为本实用新型的AC-DC级桥臂上开关管无相移驱动信号图；

图4为本实用新型的AC-DC级桥臂上开关管有相移驱动信号图；

图5为本实用新型的接口变换器AC-DC级控制系统图；

图6为本实用新型的接口变换器DC-DC级控制系统图；

图7位本实用新型的接口变换器系统仿真波形图：(a)交流侧电压v_ac； (b)交流侧电流i_ac；(c)交流侧功率P_ac；(d)直流链路电压v_dc-link；(e) 谷采样波形图；(f)直流侧电压i_dc；(g)直流侧电压v_dc。

图中数字所表示的相应部分名称：1、AC-DC级；2、DC-DC级；3、交流侧的桥臂组1；4、交流侧的桥臂组2；5、DC-DC级的桥臂组1；6、DC-DC 级的桥臂组2；7、直流侧DM滤波器；8、交流侧DM滤波器；9、交直流CM 滤波器1；10、交直流CM滤波器2；11、直流侧桥臂组组间电感；12、交流侧桥臂组组间电感；13、接地电阻；14、公共接地点；15、CM控制器。

具体实施方式

下面结合附图对本实用新型做进一步详细描述：

如图1所示为本实用新型的交直流微电网接口变换器电路，包含双向全桥的AC-DC变换级(1)，DC-DC变换级(2)和直流链路dc-link；

AC-DC级：包括四个桥臂、交流侧差模滤波器(DM)、交直流共模滤波器(CM)以及交流侧桥臂组组间电感；每个桥臂由上下两个MOSFET组成，各桥臂之间通过并联构成全桥的AC-DC变换级；

可将四个桥臂可以分成两组交错桥臂，其中s₁和s₂在一组中，s₃和s₄在另一组中；在每组中，两个桥臂通过相间电感连接并共享相同的DM占空比，两桥臂组的占空比分别为d₁＝0.5+d/2和d₂＝0.5-d/2，每个桥臂的上下开关管的驱动信号互补；实现变换器AC-DC级的有/无相移的开关控制；

其中，d₁、d₂分别为两桥臂组开关的占空比；d为理想占空比；s₁-s₄为 AC-DC级桥臂上开关管；

DC-DC级：包括四个桥臂、直流侧DM滤波器、交直流CM滤波器以及直流侧桥臂组组间电感；由于对称结构，桥臂的连接关系与AC-DC级一样，由两个MOSFET组成的桥臂之间通过并联构成全桥DC-DC功率变换级；

同样可将四个桥臂可以分成两组交错桥臂，其中s₅和s₆在一组中，s₇和 s₈在另一组中；在每组中，两个桥臂通过相间电感连接并共享相同的DM占空比；原始的DM占空比与AC-DC级的设计中一致，将此占空比与DC-DC 级CM控制器生成的CM占空比进行计算，获得最终的两个桥臂组的占空比分别为d₃和d₄；

其中d₃、d₄分别为两桥臂组开关的占空比；s₅-s₈为DC-DC级桥臂上 MOSFET管；

直流链路：作为交直流侧功率、能量交互的中间环节，对直流链路电压的合理控制可实现交直流混合微电网的稳定运行。

(2)采用无变压器式拓扑结构以及选用碳化硅(SiC)MOSFET作为功率变换的开关器件，使变换器具有很好的传导性能、开关损耗小等特点，在此基础上优化MOSFET交错角及电感电容设计，减少变换器共模和差模磁性元件的总体积，降低整个装置的体积，大大降低设备的成本，实现变换器的高效率和高功率密度设计。

(3)DC-DC级能够降低dc-link电压以及获得对称的直流母线，同时在该级上安装共模(Common-Mode,CM)控制器来控制直流母线上的CM电压，实现交流和直流电网之间的CM电压解耦；直流微电网可以通过该接口变换器在公共耦合点处连接到交流电网，交换净剩能量。

(4)基于以下过程进行直流微网与交流侧电网双向功率、能量交互：

1)单相交流侧经CM和DM滤波后进行整流变换得到DC-DC级功率变换所需的dc-link电压，DC-DC对dc-link电压进行升压变换，从而实现交流电网到直流微网的能量流动即电网电能的配送；

2)直流微电网端通过DC-DC级将直流侧母线电压通过Buck变换获得dc-link电压，之后通过AC-DC级的逆变过程将直流侧能量送入交流电网侧，实现直流微电网的电能馈送；

(5)所述的交直流微电网接口变换器电路采用自适应dc-link电压控制和有源共模控制方法；对直流母线上的直流电压和低频共模电压进行对地调节控制，以产生对称的直流母线，实现变换器的共模解耦和低漏电流。

如图2所示为本实用新型的带滤波器和采样控制的两级式交直流微网接口变换器电路图，交流侧为240V单相交流电网，直流侧与380V双极型直流微电网相接，同时交流和直流侧通过电阻R_GND(13)公共接地；两级变换中通过滤波器，能改善变换器的差模及共模性能；L_{D_ac}，C_{D_ac}和Lg_{_ac}用作交流侧DM滤波器；在直流侧，L_{D_dc}，C_{D_dc}和Lg_{_dc}用作直流侧DM滤波器；将单相交流电网的信息与能量转化为直流级；L_{C_ac}，C_{C_ac}，L_{C_dc}和C_{C_dc}分别构成交流和直流侧的CM滤波；交流和直流侧通过在公共接地点相连(14)；根据变换器系统控制需要，主要对dc-link电压v_dclink、直流侧负母线对地电压v_dcN、直流侧电压v_dc、直流侧电流i_dc、交流电网电流电压i_g、v_g进行采样控制。

接口转换器用作能量路由器，以平衡交流和直流电网之间的功率；为实现高效功率级设计，使用两级交错式结构以及SiC功率器件提高转换器效率；将两个并联的SiCMOSFET工作在40kHz，使其具有很好的传导性和较低的开关损耗；交错式结构具有减小无源元件尺寸的优点，同时进行优化 MOSFET的交错角以减小差模和共模磁性元件设计的总体积，大大降低变换器的成本，实现高效率和功率密度的最终设计。

所述接口变换器的AC-DC级变换中，四个桥臂可以分成两组交错桥臂，其中s₁和s₂在一组中；s₃和s₄在另一组中；在每组中，两个桥臂通过相间电感连接并共享相同的占空比，两桥臂组占空比分别为d₁＝0.5+d/2和d₂＝0.5-d/2，其中d为理想占空比，d₁和d₂分别为AC-DC级变换中两个桥臂组对应的占空比，每个桥臂的上下开关管的驱动信号互补；如图3为本发明的开关管 PWM驱动信号图，当两组桥臂没有相移时，在一个开关周期内用于四个桥臂的上开关的PWM驱动信号如图3所示。上下开关管的驱动信号互补；在该图中，s₁和s₂的占空比为0.8，s₃和s₄的占空比为0.2。当没有相移时，它们都是中心对齐的。在每组内，两个相脚共享相同的占空比，但脉冲可以移位。这是第一个控制变量α(α为开关s₁和s₂之间的相位差即交错角)，如图4 所示。s₁和s₂的脉冲偏移0.1T_sw(T_sw为开关周期)。考虑到对称性，s₃和s₄之间的交错角也是α。栅极信号也可以在两组之间移位。这是第二个控制变量θ(θ为桥臂组1(3)与桥臂组2(4)触发信号的相位差)。在图4中，s₁和s₃的驱动信号偏移0.2T_sw，通过对α和θ的控制来实现变换器的开关移相调制。

如图5所示为本实用新型的AC-DC级控制系统图，其中G_{v_ac}和Gi_ac 分别是电压环和电流环控制器。电流环设计为具有较宽的控制带宽，以跟踪正弦电流参考。R_{i_ac}为谐振控制器主要用于提高线路频率下的电流环路增益。 v_g/v_dclink为交流电网电压前馈项，功能是改善电流跟踪。电压环路控制带宽相对较窄，在几十Hz范围内，并通过增大电压纹波调节dc-link电压v_dclink，以减少dc-link电容；在dc-link电压检测后插入一个120Hz的陷波器。PLL是单相锁相环节，可以获取电网的电压幅度和相位信息。内部电流环路产生介于-1和+1之间的DM占空比d₁-d₂，然后将该值分布在0.5左右，以产生AC-DC 级的两组桥臂的最终占空比d₁和d₂。

从交流侧总占空比d_ac＝d₁-d₂到电感器电流i_ac的传递函数G_{id_ac}如式(1)所示。由于C_dclink很大，Z_dclink的高频交互是解耦的。与在固定工作点工作的 DC-DC转换器不同，AC-DC级的传递函数根据占空比和负载条件而变化。然而，在由L_ac和C_dclink引起的共振峰之后，所有传递函数收敛于(3)和环路增益的交叉频率高于谐振频率

因此将其用于电流环控制器设计。

其中，L_ac——交流侧总DM电感；C_dclink——直流链路电容； Z_{dc_in}——DC-DC级输入阻抗；D_ac、D_dc、V_dclink——小信号建模的静态工作点。

交流电流环控制器是PR控制器。考虑一个开关周期数字延迟，比例部分调整直流增益和环路增益的带宽。谐振控制器使得增益曲线在60Hz处具有峰值。

对于电压回路，控制带宽选择在倍频以下，在暂态运行时可以保持电流参考正弦值；为加速负载响应，采用直流侧负载前馈项；交流电流基准到交流电压的低频功率级传递函数如式(4)所示，在此基础上设计电压环PI控制器；采用120Hz的陷波滤波器以减小直流链路产生较大的电压纹波。

在交流电流环和直流电压环的基础上，提出了一种自适应dc-link电压控制方法，提高变频器的效率。该方案认为dc-link电压越低，效率越高；但是，为保证变换器的正常工作最小dc-link电压设置为420V，电压裕度约为10％，可根据负载情况调节dc-link电压；将dc-link电压最小值与参考值v_{min_ref}进行比较以计算误差，dc-link电压调节控制器G_{lk_adj}获取dc-link电压参考；当未启用自适应dc-link电压控制，电压定值v_{lk_ref}提供dc-link电压参考。由于使用非常小的电容作为能量存储，因此快速负载瞬态响应对于保证直流链路电压保持在预定范围内至关重要。为了改善直流侧负载阶跃时的转换器响应，图4中的功率前馈项计算与测量的直流侧功率相对应的所需交流电流，改变交流电流参考值。实现当直流侧负载变化时，AC-DC级的快速响应。

如图6所示为本实用新型的DC-DC级控制系统图，可以控制两个直流总线之间的DM电压和直流总线到地的CM电压。图中给出了双闭环控制结构，G_{v_dc}和G_{i_dc}分别是电压环路和电流环路控制器，都具有宽的控制带宽，可实现快速电流和电压跟踪。R_d是下垂电阻，可根据转换器的输出电流调整直流母线电压基准，可实现总线电压调节和负载分配精度之间的平衡。从DM 的角度来看，全桥DC-DC级的控制本质上与使用半桥的双向Buck/Boost变换器相同。使用全桥中两组桥臂的DM占空比，即d₃-d₄。控制回路可按照 Buck/Boost变换器的设计程序进行设计。从直流侧总占空比d_dc＝d₃-d₄到电感电流G_{i_dc}以及从电感电流参考到输出电压G_{vi_dc}的传递函数如式(5)和(6)所示。

其中，L_dc、C_dc——直流侧滤波器电感、电容；R_dc——直流侧负载电阻。

执行控制回路设计以实现稳定的反馈回路，同时最大化控制带宽。对于电流环，功率级传递函数是从占空比到电感电流。对于图6所示的DC-DC 级控制系统，除DM控制器外，还引入了CM电压控制环路。直流负母线对地电压v_dcN为直流侧CM电压，将该值与总直流母线电压参考值的二分之一进行比较得到误差，该误差通过补偿器G_{CM_dc}(PI控制器)，生成的CM占空比，与电压电流闭环产生的两个DM占空比进行计算，产生最终的占空比 d₃和d₄，实现DC-DC级两个桥臂组的控制，达到功率转换的目的。

基于MATLAB/Simulink搭建如图1所示的采用本实用新型提出的接口变换器的交直流混合微电网系统仿真模型，系统采样如图2所示；接口变换器电路CM和DM滤波器参数如表1所示。AC-DC级与DC-DC级控制器参数如表2所示。

表1接口变换器电路CM和DM滤波器参数

表2控制器参数

如图7所示为本实用新型的接口变换器电路仿真波形图。通过将20Ω负载电阻与直流侧的原始100Ω负载并联，在t＝1s时引入负载阶跃。图7(a)-(c) 分别为交流侧电压、电流、功率波形图，P_ac是以120Hz脉动的交流电源。采用不同直流链路电压V_dc-link控制的电压波形如图7(d)所示，图7(e)是自适应控制电压曲线的谷采样，dc-link电容器在半个周期内存储能量，在另一个周期释放能量；自适应控制使得直流链路最小时能量释放结束；PLL的计算 cosφ与交流电压同相；cosφ的平方与脉动功率同相，后者用于寻找直流链路电压的谷值。在谷采样图中，曲线是cosφ的平方，当它上升并越过0.5时，触发采样信号。由图可知基于功率同步的采样方法非常稳定，并且即使在负载瞬态期间也总是出现在直流链路电压的谷底。图7(f)和(g)分别为直流电流、电压波形图，由图可知由于下垂特性，负载增加时直流母线电压将会下降。

Claims (3)

1.一种交直流微电网接口变换器电路，其特征在于，包含双向全桥的AC-DC变换级，DC-DC变换级和直流链路；

AC-DC级：包括四个桥臂、交流侧差模滤波器、交直流共模滤波器以及交流侧桥臂组组间电感；每个桥臂由上下两个MOSFET组成，各桥臂之间通过并联构成全桥的AC-DC变换级；

可将四个桥臂可以分成两组交错桥臂，其中桥臂上开关管s ₁和桥臂上开关管s ₂在一组中，桥臂上开关管s ₃和桥臂上开关管s ₄在另一组中；在每组中，两个桥臂通过相间电感连接并共享相同的差模占空比，两桥臂组的占空比分别为d ₁=0.5+d/2和d ₂=0.5-d/2，每个桥臂的上下开关管的驱动信号互补；实现变换器AC-DC级的有/无相移的开关控制；

其中，d ₁、d ₂分别为两桥臂组开关的占空比；d为理想占空比；s ₁、s ₂、s ₃、s ₄为四个AC-DC级桥臂上开关管；

DC-DC级：包括四个桥臂、直流侧DM滤波器、交直流CM滤波器以及直流侧桥臂组组间电感；由于对称结构，桥臂的连接关系与AC-DC级一样，由两个MOSFET组成的桥臂之间通过并联构成全桥DC-DC功率变换级；

同样可将四个桥臂可以分成两组交错桥臂，其中桥臂上MOSFET管s ₅ 和桥臂上MOSFET管s ₆ 在一组中，桥臂上MOSFET管s ₇ 和桥臂上MOSFET管s ₈ 在另一组中；在每组中，两个桥臂通过相间电感连接并共享相同的DM占空比；原始的DM占空比与AC-DC级的设计中一致，将此占空比与DC-DC级CM控制器生成的CM占空比进行计算，获得最终的两个桥臂组的占空比分别为d ₃ 和d ₄ ；

其中d ₃、d ₄分别为两桥臂组开关的占空比；s ₅、s ₆、s ₇、s ₈为四个DC-DC级桥臂上MOSFET管；

直流链路：作为交直流侧功率、能量交互的中间环节，对直流链路电压的合理控制可实现交直流混合微电网的稳定运行。

2.根据权利要求1所述的交直流微电网接口变换器电路，其特征在于：所述交直流微电网接口变换器电路采用无变压器非隔离式的拓扑结构。

3.根据权利要求1或2所述的交直流微电网接口变换器电路，其特征在于：所述开关为碳化硅SiCMOSFET。

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