CN113507226A - 一种三相整流变换器及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种三相整流变换器及其控制方法，其中的三相整流变换器包括输入整流桥组、降压开关单元和储能续流单元；所述输入整流桥组的输入端与外接的三相三线电源连接，所述降压开关单元的输入端与所述整流桥组的输出端连接，所述降压开关单元的输出端与所述储能续流单元连接。同时本整流器具备两个开关单元整流回路，这两个开关单元可同相位并联或者错相并联工作。本发明的三相整流变换器结构简洁，控制方法也较为精简，可以使变换器中的整流桥及开关管最大程度的复用，在中大功率、需要高效率及高功率密度的场合，优势十分明显。

Description

一种三相整流变换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子领域，特别是涉及一种三相整流变换器及其控制方法。
背景技术
由于当前用电设备功率越来越大，采用三相供电方式的用电设备也越来越多，如果用电设备没有功率因数矫正(PFC)功能就会对电网的电能质量破坏很大，严重时甚至会导致电网的瘫痪。为满足电网质量要求，减少对电网的谐波污染或者造成配网不必要的输送负担，因此三相用电设备必须具备PFC功能或者增加滤波装置，以满足相关法规要求。
一般来说，对于三相交流输入的整流变换电路，如果需要PFC(功率因素校正)功能，则通常以两电平或者三电平升压型为主，但升压后，输出电压较高，对后端所接的变换器或者负载使用有所限制，如输入标称三相三线380VAC的，输出一般都设定在720V左右，甚至高达800V，如果后端连接DC/DC变换器，常规的性价比较好的功率管在650V或者以下，有电压稍高且高频开关性能较好的1200V左右的SiC等新型开关器件，但成本高昂；为解决整流变换器后端的直流变换器的功率器件的局限性，同时又兼顾效率及其他因素，近年来降压型PFC整流变换器也成为大家研究的热点，如图1，图2所示的整流器电路是两种已知的满足整流后电压降低的PFC电路，即降压式PFC。这两种变换器电路各有特点，图1电路相对经典传统，图2Swiss整流器相对复杂但时序控制相对简单。无论是前述哪种，电路中的部分或者全部开关管都因为功能限制没有得到最大程度的利用，而只能在电源工频周期的中少部分的开关周期内使用。如果是用于并联或者交错扩大功率，则显得很复杂，或者直接用于大功率成本较高，因此有必要设计一种新的电路来解决该弊端。
发明内容
本发明目的在于提出一种三相整流变换器及其控制方法，以解决上述现有技术存在的导流通路器件多及未充分利用降压开关器件导流能力导致的不适宜在成本要求相对较高的场所进行应用的技术问题。
为实现上述目的，本发明采用以下技术方案。
第一方面，本发明提出一种非隔离式三相整流变换器，包含输入整流桥组、降压开关单元和储能续流单元；所述输入整流桥组包括第一至第三整流桥，所述第一至第三整流桥内部是由四个二极管分别两两同向串联组成两个功能相同的桥臂组，再将两个桥臂组并联，形成两个交流输入口、一个输出正端和一个输出负端，其中，输出正端为二极管串联组的阴极，输出负端为二极管串联组的阳极，交流输入口为二极管串联的中点，所述第一整流桥包括第一至第四二极管，所述第二整流桥包括第五至第八二极管，所述第三整流桥包括第九至第十二二极管；所述降压开关单元包括第一开关单元和第二开关单元，其中，第一开关单元包括第一至第四开关管、第十三二极管和第十四二极管，第二开关单元包括第五至第八开关管、第十五二极管和第十六二极管，所述第一开关单元和第二开关单元共用所述输入整流桥组中的其中一个整流桥；所述储能续流单元包括第十七至第十八二极管、第一至第四续流电感和滤波电容C1；
所述输入整流桥组的输入端与外接的三相三线电源连接，所述第一整流桥的一个交流输入口接A相交流，另外一个交流输入口接B相交流，第一整流桥的整流输出正端与第一开关管的漏极连接，整流输出负端与第二开关管的源极连接；所述第二整流桥的一个交流输入口接B相交流，另外一个交流输入口接C相交流，第二整流桥的整流输出正端分别与第十三二极管的阳极及第十五二极管的阳极相连，整流输出负端分别与第十四二极管的阴极及第十六二极管的阴极相连；所述第三整流桥的一个交流输入口接C相交流，另外一个交流输入口接A相交流，第三整流桥的整流输出正端与第七开关管的漏极连接，整流输出负端与第八开关管的源极连接；
所述第十三二极管的阴极与第三开关管的漏极连接，所述第一续流电感L1的一端分别连接第一开关管的源极、第三开关管的源极和第十七二极管的阴极，另外一端连接滤波电容C1的一端或者有极性电容的正极，形成整流变换器的正输出端；所述第十五二极管的阴极与第五开关管的漏极连接，所述第三续流电感的一端分别连接第五开关管的源极、第七开关管的源极和第十八二极管的阴极，另外一端连接整流变换器的正输出端；所述第十四二极管的阳极与第四开关管的源极连接，所述第二续流电感的一端分别连接第二开关管的漏极、第四开关管的漏极和第十七二极管的阳极，另外一端连接滤波电容C1的另外一端或者有极性电容的负极，形成整流变换器的负输出端；所述第十六二极管的阳极与第六开关管的源极连接，所述第四续流电感的一端分别连接第六开关管的漏极、第八开关管的漏极和第十八二极管的阳极，另外一端连接整流变换器的负输出端。
进一步地，所述第一至第八开关管为高频驱动信号控制开通与关断的半导体器件，且第一至第八开关管上均设有反并二极管，所述反并二极管为集成二极管、寄生二极管或者外加二极管。
进一步地，所述第一续流电感和第二续流电感可以是单独的两个电感或是绕制在同一个磁性材料上的两个电感；所述第三续流电感和第四续流电感可以是单独的两个电感或是绕制在同一个磁性材料上的两个电感。
进一步地，所述的三相整流变换器还包括输入滤波器，所述三相三线电源经所述输入滤波器滤波后接入所述输入整流桥组。
进一步地，所述三相整流变换器的第一整流桥、第二整流桥和第三整流桥可以分别连接三相交流电源中的任意两相，三个整流桥所组成的输入线电压必须各自不同或者不能重复。
第二方面，本发明还提出一种应用于上述的三相整流变换器的控制方法，包括以下步骤，
S1：根据输入的三相三线电源电压信号的锁相分析各相电源当前时刻所处的相位和区间段；
S2：根据所述相位分析出各个所述区间段中各相电源的电压的瞬时值大小；
S3：对当前区间段下的降压开关单元施加驱动信号进行PWM驱动控制使其中瞬时值较高的两相电流先导通；此时，若瞬时值最低相与瞬时值次高相同幅值方向且共用同一个开关单元通路，直接关闭该开关单元内的所有开关管，反之，则将已导通的瞬时值次高相交流的回路上开关管关断，让瞬时值最高相和瞬时值最低相的电流继续导通；
S4：然后关断降压开关单元的所有开关管的驱动信号，再通过储能续流单元进行续流，从而使各相电流在每个开关周期内都能够导通。
进一步地，所述控制方法的步骤S3具体包括：给瞬时值最高与最低的两相交流回路中对应开关管同时施加相同占空比的大小“高”模式PWM驱动信号，同时对幅值瞬时值次高的电流回路中对应的开关管施加“中”模式PWM驱动信号，因此，在各个区间段中，施加“高”模式PWM驱动信号的开关管后关断，施加“中”模式PWM驱动信号的开关管先关断；如果瞬时值最低相与瞬时值次高相同幅值方向且共用同一个开关单元通路，则该开关单元通路中的开关管只能施加“中”模式PWM驱动信号。
进一步地，所述第一开关单元和第二开关单元内的开关管同频同相工作或者按照0～1/2个高频开关周期错相工作；其中，1/2个高频开关周期交错是最佳数值。
与现有技术对比，本发明的有益效果包括：
从结构及性能上，本发明克服了传统的升压型三相整流变换电路后端高压的弊端，使得后端的直流变换器功率器件的受限性降低，可选余地更大；本发明的三相整流变换器的输出电压的幅值范围最高为三相相电压有效值的
Figure BDA0003134512030000041
倍。
同时本发明提出的降压型整流变换电路，也改变了传统降压式的交错并联实现通路形式，具有更少的器件，几乎接近现有已知方案的三分之二开关管，节省驱动电路(供电)。因此整个整流变换电路简单，控制逻辑精简，效率高，适合于中大功率需求场合，优势十分明显。
由于结构上的简化，只需控制降压开关单元的输出正端或者输出负端的导通即可，进而降低了控制的难度，从PFC功能的开关操作来看，通过对每相的开关管施加有规律或者逻辑的组合PWM驱动信号，简化控制方法。同时利用对各相回路导通时间的调整来改变并联电路间的正负电流回路阻抗，从而避免交叉环流。
附图说明
图1是现有的经典降压式PFC电路1结构示意图。
图2是现有的Swiss整流器电路2结构示意图。
图3是本发明实施例1的非隔离式三相整流变换器的电路结构示意图。
图4是本发明实施例1的三相电压波形示意及交汇点定义示意图。
图5是本发明实施例1的AC-BC区间AB相导通回路示意图。
图6是本发明实施例1的AC-O区间BC相续流回路示意图。
图7是本发明实施例1的O-BC区间AC相续流回路示意图。
图8是本发明实施例1的AC-BC区间电感电流续流回路示意图。
图9是本发明实施例1的等效变换示意1。
图10是本发明实施例1的等效变换示意2。
图11是本发明实施例1三相交流周期内各开关组驱动波形关系示意。
具体实施方式
下面结合具体实施方式并对照附图对本发明作进一步详细说明。应该强调的是，下述说明仅仅是示例性的，而不是为了限制本发明的范围及其应用。参照以下附图，将描述非限制性和非排他性的实施例，其中相同的附图标记表示相同的部件，除非另外特别说明。
实施例1：
如图3所示，本实施例提出了一种非隔离式三相整流变换器，包括输入整流桥组、降压开关单元和储能续流单元；所述输入整流桥组的输入端与外接的三相三线电源或者带有滤波器的三相三线电源的输出端连接，所述输入整流桥组的输出端与所述降压开关单元的输入端连接，所述降压开关单元的输出端与所述储能续流单元连接。所述输入整流桥组包括第一至第三整流桥FB1～FB3，所述第一至第三整流桥FB1～FB3是二极管全桥整流桥，内部是由四个二极管(为方便后续讨论，第一整流桥FB1内的二极管记分别为第一至第四二极管D1～D4，第二整流桥FB2内的二极管分别记为第五至第八二极管D5～D8，第三整流桥FB3内的二极管分别记为第九至第十二二极管D9～D12)分别两两同向串联组成两个功能相同的桥臂组，再将两个桥臂组并联，形成两个交流输入口、一个输出正端(即二极管桥臂组的阴极)和一个输出负端(即二极管桥臂组的阳极)，其中，桥臂组中两个二极管串联的中点为交流输入口；所述降压开关单元包括第一开关单元和第二开关单元，其中，第一开关单元包括第一至第四开关管、第十三二极管和第十四二极管，第二开关单元包括第五至第八开关管、第十五二极管和第十六二极管，所述第一开关单元和第二开关单元共用所述输入整流桥组中的其中一个整流桥；所述储能续流单元包含第十七至第十八二极管D17～D18、第一至第四续流电感L1～L4和滤波电容C1。
输入的三相交流电源，包括A相、B相及C相；所述第一整流桥FB1的一个交流输入口接A相交流，另外一个交流输入口接B相交流；第一整流桥FB1的整流输出正端与降压开关单元的第一开关管Q1的漏极连接，整流输出负端与降压开关单元的第二开关管Q2的源极连接。第二整流桥FB2的一个交流输入口接B相交流，另外一个交流输入口接C相交流；第二整流桥FB2的整流输出正端与降压开关单元的第十三二极管D13的阳极及第十五二极管D15的阳极相连，整流输出负端与降压开关单元的第十四二极管D14的阴极及第十六二极管D16的阴极相连。第三整流桥FB3的一个交流输入口接C相交流，另外一个交流输入口接A相交流；第三整流桥FB3的整流输出正端与降压开关单元的第七开关管Q7的漏极连接，整流输出负端与降压开关单元的第八开关管Q8的源极连接。
所述第十三二极管D13的阴极与第三开关管Q3的漏极连接；所述第一续流电感L1的一端分别连接第一开关管Q1的源极、第三开关管Q3的源极和第十七二极管D17的阴极，另外一端连接滤波电容C1的一端或者有极性电容的正极，形成整流变换器的正输出端。所述第十五二极管D15的阴极与第五开关管Q5的漏极连接；所述第三续流电感L3的一端分别连接第五开关管Q5的源极、第七开关管Q7的源极和第十八二极管D18的阴极，另外一端连接整流变换器的正输出端。所述第十四二极管D14的阳极与第四开关管Q4的源极连接；所述第二续流电感L2的一端分别连接第二开关管Q2的漏极、第四开关管Q4的漏极和第十七二极管D17的阳极，另外一端连接滤波电容C1的另外一端或者有极性电容的负极，形成整流变换器的负输出端。所述第十六二极管D16的阳极与第六开关管Q6的源极连接；所述第四续流电感L4的一端分别连接第六开关管Q6的漏极、第八开关管Q8的漏极和第十八二极管D18的阳极，另外一端连接整流变换器的负输出端。
如图3所示，本实施例示出的三相整流变换器还包括输入滤波器，所述输入滤波器设置在所述输入整流桥组前端，三相三线电源经输入滤波器滤波后接入所述降压开关单元，对输入电源起滤波作用，同时也可以对内部反射至输入端的杂波起滤波和衰减作用。
下面进行下面详细分析该变换器的工作原理。
如图3所示，所述第一至第八开关管Q1～Q8为半导体功率开关管，可以为MOS管、IGBT管等，本领域的技术人员应该理解到，本发明不局限于上述两种半导体功率开关，还可以是其他可执行高频开关操作的功率元件。各开关管之间使用独立的驱动电源；或者，第一开关管Q1和第三开关管Q3可以共用一个驱动电源，第五开关管Q5和第七开关管Q7可以共用一个驱动电源。
输入的三相交流电源的三相交流电压信号如图4所示，A相、B相和C相彼此相差120度的相位，由于实际输入的交流电压可能存在瞬变或者畸变，所以本实施例示出的电压波形为标准的波形作为参考，便于后文描述。如图4所示，输入A代表输入A相(PhaseA)，输入B代表输入B相(Phase B)，输入C代表输入C相(Phase C)；为了方便描述，设三相电压相差120°，且为正弦电压，每360°一个循环；考虑到表述直观方便，以30°到390°(下一周期的30°点)为一个完整周期，因此各交汇点分别定义为AC(30°)、BC(90°)、BA(150°)、CA(210°)、CB(270°)、AB(330°)、AC(30°/390°)；过零点标为“0”点。
如图3～4所示，正极输出端与负极输出端之间可接负载或可等效为负载的电路，根据电路降压的基本原理，输出电压应该是比输入电压低才构成降压。因此在本电路中，三相中瞬时值最大的两相形成导通相对输出端则构成了电压差形成输入电源，该输入电源瞬时差值最低点应该是A相的30°、90°、150°、210°、270°、330°点(以图4中A相的0°或者原点做参考)，或者类似周期性相差关系点，此时的最低值为1+1/2倍的相电压最高幅值，因此相负载侧的输出电压的幅值范围最高为三相相电压V的
Figure BDA0003134512030000061
倍，V为相电压有效值。假设输出电压设定只要小于
Figure BDA0003134512030000062
则会小于三相电压两相间任意时刻的最大电压差值，因此降压型工作原理成立。
如图5所示，因此，设从AC点开始，到BC点，AC-BC区间，该区间A相与B相电压瞬时值的绝对值高于C相，因此与A相连接的第一整流桥FB1和第三整流桥FB3的内部正端二极管即第一二极管D1和第九二极管D9，受正偏电压而导通，电压记为Va，与B相连接的第一整流桥FB1和第二整流桥FB2的内部负端二极管即第四二极管D4和第七二极管D7，受正偏电压而导通，电压记为Vb；与C相连接的第二整流桥FB2和第三整流桥FB3的内部二极管受电压Va及Vb反偏而无法导通，对应的电压而是分别被箝位为Va及Vb，即第八二极管D8的阳极电压被箝位为Vb，第十二极管D10的阴极电压被箝位为Va。当与三相交流连接的三路电路中的第一至第四开关管Q1～Q4或者第五至第八开关管Q5～Q8同时被施加PWM驱动开通信号，则第一至第四开关管Q1～Q4或者第五至第八开关管Q5～Q8中对应的开关管会被开通。因此，A相的电流可经第一二极管D1、第一开关管Q1、第一续流电感L1、滤波电容C1和第二续流电感L2，流经第二开关管Q2和第四二极管D4构成的支路或者流经第六开关管Q6、第十六二极管D16和第七二极管D7构成的支路，回到B相交流源；或者A相的电流可经第九二极管D9、第七开关管Q7、第三续流电感L3、滤波电容C1和第四续流电感L4，流经第六开关管Q6、第十六二极管D16和第七二极管D7构成的支路，回到B相交流源。因此如图5所示，有第一开关单元和第二开关单元两个降压通流回路，且第一开关单元和第二开关单元共用其中B相所在的第二整流桥FB2作为电流回路。
如图6所示，紧接着前述驱动控制，在AC-0区间内，当第一开关管Q1以及第七开关管Q7的驱动被关闭后，由于第一开关单元的降压通流回路中有第一续流电感L1和第二续流电感L2的存在，电流不会立即反向，第一续流电感L1和第二续流电感L2的电感电动势会发生反向而续流，同时与C相连接的第六二极管D6及第十三二极管D13受正偏电压导通，而第三开关管Q3受开通驱动信号所以一直导通；因此，电流由C相经过第六二极管D6、第十三二极管D13、第三开关管Q3、第一续流电感L1、滤波电容C1和第二续流电感L2，流经第二开关管Q2和第四二极管D4构成的支路或者流经第六开关管Q6、第十六二极管D16和第七二极管D7构成的支路，形成回路，电流回到B相。由于第二开关单元的降压通流回路中有第三续流电感L3和第四续流电感L4的存在，电流不会立即反向，第三续流电感L3和第四续流电感L4的电感电动势会发生反向而续流，同时与C相连接的第三整流桥FB3受A相电压的反偏无法导通，而与之相连的第二整流桥FB2内的正向二极管第六二极管D6及第十五二极管D15受正偏电压导通，而第五开关管Q5受开通驱动信号所以一直导通；因此，电流由C相经过第六二极管D6、第十五二极管D15和第五开关管Q5，流经第三续流电感L3、滤波电容C1和第四续流电感L4，再经第六开关管Q6、第十六二极管D16和第七二极管D7形成回路，电流回到B相；此时第一开关单元和第二开关单元共用其中C相所在的FB2整流桥组作为电流必经之路回流。
如图7所示，在0-BC区间内时，当按照前述AC-0区间的驱动控制方式使AB两相的电流导通后，如果第五至第六开关管Q5～Q6的驱动被关闭后，则此时由于第二开关单元的回路中有第三续流电感L3和第四续流电感L4的存在，电流不会立即反向，第三续流电感L3和第四续流电感L4的电感电动势会发生反向而续流，同时与C相连接的第三整流桥FB3内的负端二极管D12受正偏电压导通，而第七开关管Q7和第八开关管Q8受开通驱动信号一直导通；因此，电流由A相经过第九二极管D9、第七开关管Q7、第三续流电感L3、滤波电容C1和第四续流电感L4，流经第八开关管Q8和第十二二极管D12形成回路，电流回到C相。而在0-BC区间，由于B相、C相同向，且C相瞬时值小于B相，因此，第二整流桥FB2内的第八二极管D8被反向偏置而无法导通，所以此时第一开关单元的第一至第四开关管Q1～Q4不能再施加导通驱动信号；但由于第一开关单元的回路中有第一续流电感L1和第二续流电感L2的存在，第一续流电感L1和第二续流电感L2的电感电动势会发生反向，从而使第十七二极管D17反向偏置而导通进行续流。
由上可知，在每个开关周期内实现每相均可以导通电流从而实现高PF值及低THDI的关键在于，先由瞬时值较高且极性相反的两相导通，并在回路中的电感上储能，尔后关闭瞬时值的绝对值次高相的通路，导通回路中的开关管，使续流电流通过瞬时值最低相；如果两相电源极性相同且连接在同一个整流桥组，共用同一个开关单元回路，则瞬时值最低相的整流桥二极管会被反向偏置而不能导通。因此在每个开关周期，两相幅值同向的较高相(即瞬时值次高相)的电流回路会先关闭，如图6在30°至60°或AC-O区间，A相的驱动则先于B相关闭，C相与B相续流；如图7在60°至90°或O-BC区间，B相的驱动则先于A相关闭，C相与A相续流；先关闭的开关管(导通)PWM驱动模式记为“中”，后关断的开关管(导通)的PWM驱动模式记为“高”。瞬时值最低相的开关管驱动虽然也可以施加“高”模式PWM，但是瞬时值最低相的开关管须在“中”关闭后才能导通，这种PWM驱动模式又可记为“低”模式。因此在该实施例的实际控制中，虽然开关管导通的占空比可以有三种，但是正常情况下每个周期的PWM驱动有两种数值即可满足控制。
如图8所示，当施加在开关管上的所有PWM开通电压都关闭，开关管断开后输入的所有电流回路则被切断，假设第一至第四续流电感L1～L4有储能，由于电感的电流不能瞬变，其必然保持续流，因此第十七二极管D17及第十八二极管D18会分别受正向电压偏置导通。因此，电流可由滤波电容C1的负端或者电路输出端的等效负载负端，经过第二续流电感L2、第十七二极管D17及第一续流电感L1或者经过第四续流电感L4、第十八二极管D18及第三续流电感L3，回到滤波电容C1的正端或者电路输出端的等效负载正端，构成电流续流回路，释放原电感中的储能，完成整流变换器一个开关周期的变换状态。
根据以上关于实施案例的工作原理，降压开关单元中，在同一开关周期内，导通回路上的开关管的驱动信号(PWM)先关闭的驱动模式记为“中”，后关断的PWM驱动模式记为“高”。该控制方法在每个开关周期先由瞬时值相对较高且极性相反的两相先导通，导通回路的电感则会产生压降和储能，随后关闭与瞬时值次高相的通路中的开关管，使续流电流通过瞬时值(绝对值)最低相。同时，如果由于两相电源极性相同且连接在同一个整流桥组，共用同一个开关单元回路，则瞬时值最低相的整流桥二极管会被反向偏置而不能导通，同时该开关单元没有其他的通路可以让该相导通，在该状态条件下，则该开关单元中对应通路的开关管必须关闭。如果根据实时控制将PWM驱动信号占空比调制好，就可以使得电流波形与电压波形跟随一致，因此可以获得较高的PF值，即实现PFC矫正功能。
此外，如果在不考虑控制复杂性，只是需要实现前述相同效果的情况下，也可以采用另外一种控制模式，对各个降压回路中的开关管不同时施加驱动信号，先给瞬时值较高且极性相反的两相施加信号使其导通，而后关闭正在导通的两相中的瞬时值次高相电流通路中的开关管，并对瞬时值最低相交流回路上的开关管施加驱动信号使其导通，从而使续流电流通过瞬时值最低相，然后再控制关闭所有的开关管。因此在每个开关周期，两相幅值同向的较高相的电流回路会先关闭，先关闭的PWM驱动模式记为“中”，后开通的PWM驱动模式记为“低”，先开通而最后关断的PWM驱动模式记为“高”。该种方式其并未脱离我们前述的“高”“中”控制策略，因此后面不再做详细叙述。
可以对本三相整流变换器的以上各工作模式电路进行等效变换：
如前述分析，在交流导通降压阶段，图3所示的电路可等效为如图9所示的电路；瞬态情况下交流源通过二极管整流后可等效为直流源，或者交流源加二极管在瞬时电路中可以视为直流源，同时交流回路中的组合开关管也可以简化等效为一个开关，因此图9所示的电路可进一步等效为如图10所示的电路。进行上述等效后，该电路实际可以看作是一个降压电路，因此该电路具备典型的降压功能Vo＝Vin*D。考虑到线路中的器件导通损耗以及占空比导通角丢失(如死区，驱动延时等)以及必要的功率因素矫正功能，输出电压最好要低于全工频周期内的瞬时值较高两相的最低差值的0.96倍以内，所以该降压整流变换器的输出电压(正母线及负母线间的压差)的幅值范围最高为三相相电压V的2.036倍，即
Figure BDA0003134512030000101
倍。
对于其他区间段而言，若两相电源极性相同且连接在同一个整流桥组，共用同一个开关单元回路，则瞬时值最低相的整流桥内二极管会被反向偏置而不能导通，同时该开关单元回路内没有其他的通路可以让该相导通，在该状态条件下，则该开关单元内对应的开关管必须关闭。所以此时该开关单元内对应的所有的开关管只能施加“中”PWM驱动信号，其他的以此类推：
BC-BA区间内，BC-0区间，A、B两相电流通路的开关管驱动信号为“高”PWM驱动状态，C相电流通路的开关管的驱动信号为“中”PWM驱动信号，即C相回路先关断；0-BA区间，C、B两相电流通路的开关管的驱动信号为“高”PWM驱动状态，A相电流通路的开关管的驱动信号为“中”PWM驱动信号，即A相回路先关断。
BA-CA区间内，BA-0区间，A、C两相电流通路的开关管的驱动信号为“高”PWM驱动状态，B相电流通路的开关管的驱动信号为“中”PWM驱动信号，即B相回路先关断；0-CA区间，A、B两相电流通路的开关管的驱动信号为“高”PWM驱动状态，C相电流通路的开关管的驱动信号为“中”PWM驱动信号，即C相回路先关断。
CA-CB区间内，CA-0区间，B、C两相电流通路的开关管的驱动信号为“高”PWM驱动状态，A相电流通路的开关管的驱动信号为“中”PWM驱动信号，即B相回路先关断；0-CB区间，A、C两相电流通路的开关管的驱动信号为“高”PWM驱动状态，B相电流通路的开关管的驱动信号为“中”PWM驱动信号，即B相回路先关断。
CB-AB区间内，CB-0区间，B、A两相电流通路的开关管的驱动信号为“高”PWM驱动状态，C相电流通路的开关管的驱动信号为“中”PWM驱动信号，即C相回路先关断；0-AB区间，B、C两相电流通路的开关管的驱动信号为“高”PWM驱动状态，A相电流通路的开关管的驱动信号为“中”PWM驱动信号，即A相回路先关断。
AB-AC区间内，AB-0区间，C、A两相电流通路的开关管的驱动信号为“高”PWM驱动状态，B相电流通路的开关管的驱动信号为“中”PWM驱动信号，即B相回路先关断；0-AC区间，B、A两相电流通路的开关管的驱动信号为“高”PWM驱动状态，C相电流通路的开关管的驱动信号为“中”PWM驱动信号，即C相回路先关断。
由于现实中三相电压并不一定完全理想，存在相位、幅值、方向的变化，只能根据实际锁相来判断产生各区间段的驱动波形，因此应该以区间段各交流电压的瞬时波形的特征来判断，而不以理想角度来表示，根据三相电源信号的特点，可以分成十二个区间段，十二个区间段根据上述原理，各个开关管驱动信号的波形逻辑表如下表1所示。
表1开关管驱动状态逻辑表
Figure BDA0003134512030000111
表1中，“低”表示根据前述控制方法，可施加与最大瞬时值相的开关管相同的驱动信号，或者最迟在同幅值方向的另外一相的开关管的驱动信号关闭前再施加与最大瞬时值相的开关管构成续流的驱动信号(占空比记为“高-中”)；“低2”表示不需要施加驱动(导通)信号或者在最大瞬时值相的开关管导通期间可以施加任意占空比的信号；因此，考虑到控制的简化和归一化，在不影响功能实现的基础上，将“低”和“低2”规律化为下列的驱动信号。转换后各个开关管驱动信号的波形逻辑表如下表2所示。
表2转换后的开关管驱动状态逻辑表
Figure BDA0003134512030000112
根据驱动波形逻辑表各个区间段的驱动信号状态，可执行如下控制方法：
检测输入交流电压，判断输入电压的各项指标是否满足工作条件，不满足条件继续等待；如若满足条件，则开始工作，根据输入的三相三线电源电压信号的锁相判断，分析各相电源的当前时刻所处的相位和区间段(总分为12个区间段)；分析出各相电源的电压的瞬时值(绝对值)大小，若两相电源极性相同且连接在同一个整流桥上，共用同一个开关单元回路，则瞬时值最低相的整流桥二极管会被反向偏置而不能导通，同时该开关单元回路内没有其他的通路可以让该相导通，在该状态条件下，则该开关单元内对应的开关管必须关闭，此时该开关单元内所有的开关管只能施加“中”PWM驱动信号；对瞬时值次之的电流回路中对应的开关管施加“中”模式PWM驱动信号，给其余开关管施加相同占空比大小的“高”模式PWM驱动信号。使瞬时值较高的两相电源构成电流通路，同时储能单元的电感上形成分压储能，在“中”模式PWM驱动信号关闭后，原施加“高”模式PWM驱动信号的另外两相的开关管会给电感提供续流通路而继续导通。“高”“中”模式PWM驱动信号的具体占空比大小则由控制器实时控制运算结果确定。当所有开关管的驱动关闭后，第一至第四续流电感L1～L4的电感电动势反向，电感电流由第十七二极管D17或者第十八二极管D18续流构成通路。总体来说，各相输入导通电流的时间与相电压的瞬时值成相对关系，即瞬时值越高的，电流导通时间越久或者占空比越大，瞬时值最大相的电流导通时间等于瞬时值相对较低另外两相电流导通时间的和，且小于开关周期的总时间，相关波形驱动如图11所示。
通过上述控制方法，能够有效保证该三相整流变换电路在每个开关周期，三相均有电流流通，同时根据实时控制将PWM驱动信号占空比调制好，就可以使得电流波形与电压波形跟随一致，因此可以获得较高的PF值，即实现PFC矫正功能；在高功率密度场合，优势十分明显，可满足高精尖产品需要。
此外，本实施例中的存在第一开关单元和第二开关单元两个开关单元通路，这两个开关单元某种程度来说可以单独实现功率变换，因此这两个开关单元可以是同频同相工作或者按照0～1/2个高频开关周期错相工作；根据输入电流的总纹波以及系统的综合特性，以1/2个高频开关周期的交错工作模式是本变换器的最佳工作方式，即第一开关单元包含的第一至第四开关管Q1～Q4或者第二开关单元包含的第五至第八开关管Q5～Q8的开关管驱动以1/2开关周期(T)交错。
因为交流输入端的电流可以构成交错并联，从而可以使交流输入电流可以更易达到连续，从而改善降压型电源输入电流断续的缺点；同时也可以减小输入滤波器以及降低EMI干扰。
本领域技术人员将认识到，对以上描述做出众多变通是可能的，所以实施例仅是用来描述一个或多个特定实施方式。尽管已经描述和叙述了被看作本发明的示范实施例，本领域技术人员将会明白，可以对其做出各种改变和替换，而不会脱离本发明的精神。另外，可以做出许多修改以将特定情况适配到本发明的教义，而不会脱离在此描述的本发明中心概念。所以，本发明不受限于在此披露的特定实施例，但本发明可能还包括属于本发明范围的所有实施例及其等同物。

Claims (8)

1.一种非隔离式三相整流变换器，其特征在于，包含输入整流桥组、降压开关单元和储能续流单元；所述输入整流桥组包括第一至第三整流桥，所述第一至第三整流桥内部是由四个二极管分别两两同向串联组成两个功能相同的桥臂组，再将两个桥臂组并联，形成两个交流输入口、一个输出正端和一个输出负端，其中，输出正端为二极管串联组的阴极，输出负端为二极管串联组的阳极，交流输入口为二极管串联的中点，所述第一整流桥包括第一至第四二极管，所述第二整流桥包括第五至第八二极管，所述第三整流桥包括第九至第十二二极管；所述降压开关单元包括第一开关单元和第二开关单元，其中，第一开关单元包括第一至第四开关管、第十三二极管和第十四二极管，第二开关单元包括第五至第八开关管、第十五二极管和第十六二极管，所述第一开关单元和第二开关单元共用所述输入整流桥组中的其中一个整流桥；所述储能续流单元包括第十七至第十八二极管、第一至第四续流电感和滤波电容C1；
所述输入整流桥组的输入端与外接的三相三线电源连接，所述第一整流桥的一个交流输入口接A相交流，另外一个交流输入口接B相交流，第一整流桥的整流输出正端与第一开关管的漏极连接，整流输出负端与第二开关管的源极连接；所述第二整流桥的一个交流输入口接B相交流，另外一个交流输入口接C相交流，第二整流桥的整流输出正端分别与第十三二极管的阳极及第十五二极管的阳极相连，整流输出负端分别与第十四二极管的阴极及第十六二极管的阴极相连；所述第三整流桥的一个交流输入口接C相交流，另外一个交流输入口接A相交流，第三整流桥的整流输出正端与第七开关管的漏极连接，整流输出负端与第八开关管的源极连接；
所述第十三二极管的阴极与第三开关管的漏极连接，所述第一续流电感L1的一端分别连接第一开关管的源极、第三开关管的源极和第十七二极管的阴极，另外一端连接滤波电容C1的一端或者有极性电容的正极，形成整流变换器的正输出端；所述第十五二极管的阴极与第五开关管的漏极连接，所述第三续流电感的一端分别连接第五开关管的源极、第七开关管的源极和第十八二极管的阴极，另外一端连接整流变换器的正输出端；所述第十四二极管的阳极与第四开关管的源极连接，所述第二续流电感的一端分别连接第二开关管的漏极、第四开关管的漏极和第十七二极管的阳极，另外一端连接滤波电容C1的另外一端或者有极性电容的负极，形成整流变换器的负输出端；所述第十六二极管的阳极与第六开关管的源极连接，所述第四续流电感的一端分别连接第六开关管的漏极、第八开关管的漏极和第十八二极管的阳极，另外一端连接整流变换器的负输出端。
2.根据权利要求1所述的三相整流变换器，其特征在于，所述第一至第八开关管为高频驱动信号控制开通与关断的半导体器件，且第一至第八开关管上均设有反并二极管，所述反并二极管为集成二极管、寄生二极管或者外加二极管。
3.根据权利要求1所述的三相整流变换器，其特征在于，所述第一续流电感和第二续流电感可以是单独的两个电感或是绕制在同一个磁性材料上的两个电感；所述第三续流电感和第四续流电感可以是单独的两个电感或是绕制在同一个磁性材料上的两个电感。
4.根据权利要求1所述的三相整流变换器，其特征在于，还包括输入滤波器，所述三相三线电源经所述输入滤波器滤波后接入所述输入整流桥组。
5.根据权利要求1所述三相整流变换器，其特征在于，第一整流桥、第二整流桥和第三整流桥可以分别连接三相交流电源中的任意两相，三个整流桥所组成的输入线电压必须各自不同或者不能重复。
6.一种应用于权利要求1~5中任意一项所述的三相整流变换器的控制方法，其特征在于，包括以下步骤，
S1：根据输入的三相三线电源电压信号的锁相分析各相电源当前时刻所处的相位和区间段；
S2：根据所述相位分析出各个所述区间段中各相电源的电压的瞬时值大小；
S3：对当前区间段下的降压开关单元施加驱动信号进行PWM驱动控制使其中瞬时值较高的两相电流先导通；此时，若瞬时值最低相与瞬时值次高相同幅值方向且共用同一个开关单元通路，直接关闭该开关单元内的所有开关管，反之，则将已导通的瞬时值次高相交流的回路上开关管关断，让瞬时值最高相和瞬时值最低相的电流继续导通；
S4：然后关断降压开关单元的所有开关管的驱动信号，再通过储能续流单元进行续流，从而使各相电流在每个开关周期内都能够导通。
7.根据权利要求6所述的控制方法，其特征在于，所述步骤S3具体包括：给瞬时值最高与最低的两相交流回路中对应开关管同时施加相同占空比的大小“高”模式PWM驱动信号，同时对幅值瞬时值次高的电流回路中对应的开关管施加“中”模式PWM驱动信号，因此，在各个区间段中，施加“高”模式PWM驱动信号的开关管后关断，施加“中”模式PWM驱动信号的开关管先关断；如果瞬时值最低相与瞬时值次高相同幅值方向且共用同一个开关单元通路，则该开关单元通路中的开关管只能施加“中”模式PWM驱动信号。
8.根据权利要求6所述的控制方法，其特征在于，所述第一开关单元和第二开关单元内的开关管同频同相工作或者按照0~1/2个高频开关周期错相工作；其中，1/2个高频开关周期交错是最佳数值。
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