CN113394991B - 一种非隔离式三相整流变换器及控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及电力电子领域，具体涉及一种非隔离式三相整流变换器及控制方法，其中的三相整流变换器包括输入整流桥组、降压开关单元和储能续流单元；所述输入整流桥组的输入端与外接的三相三线电源连接，所述降压开关单元的输入端与所述整流桥组的输出端连接，所述降压开关单元的输出端与所述储能续流单元连接。本发明结构简洁，控制方法也较为精简，可以使变换器中的整流桥及降压开关最大程度的复用，在中大功率、需要高效率及高功率密度的场合，优势十分明显。
Description
技术领域
本发明涉及电力电子领域，特别是涉及一种非隔离式三相整流变换器及控制方法。
背景技术
由于当前用电设备功率越来越大，采用三相供电方式的用电设备也越来越多，如果用电设备没有功率因数矫正(PFC)功能就会对电网的电能质量破坏很大，严重时甚至会导致电网的瘫痪。为满足电网质量要求，减少对电网的谐波污染或者造成配网不必要的输送负担，因此三相用电设备必须具备PFC功能或者增加滤波装置，以满足相关法规要求。
一般来说，对于三相交流输入的整流变换电路，如果需要PFC(功率因素校正)功能，则通常以两电平或者三电平升压型为主，但升压后，输出电压较高，对后端所接的变换器或者负载使用有所限制，如输入标称三相三线380VAC的，输出一般都设定在720V左右，甚至高达800V，而常规的性能较好的功率管在650V以下，近年有电压稍高且高频开关性能较好的1200V左右的SiC等新型开关器件，但成本高昂；为解决整流变换器后端的直流变换器的功率器件的局限性，同时又兼顾效率及其他因素，近年来降压型的两电平整流变换器也成为大家研究的热点，如图1，图2所示的整流器电路是几种已知的满足整流后电压降低的PFC电路，即降压式PFC。这两种变换器电路各有特点，图1电路相对经典传统，图2相对复杂但时序控制相对简单。无论是前述哪种，电路中的部分或者全部开关管都因为功能限制没有得到最大程度的利用，而只能在电源工频周期的中少部分的开关周期内使用。如果是用于并联或者交错扩大功率，则显得很复杂。因此有必要设计一种新的电路来解决该弊端。
发明内容
本发明目的在于提出一种非隔离式三相整流变换器及控制方法，以解决上述现有技术存在的导流通路器件多及未充分利用降压开关器件导流能力而导致的应用场所成本要求相对较高的问题。
为实现上述目的，本发明采用以下技术方案。
第一方面，本发明提出一种非隔离式三相整流变换器，包含输入整流桥组、降压开关单元和储能续流单元；所述输入整流桥组包括第一至第二整流桥，所述第一整流桥和第二整流桥内部均由四个二极管分别两两同向串联成两个功能相同的桥臂组，再由两个桥臂组并联组成，形成两个交流输入口、一个输出正端和一个输出负端，其中，交流输入口为桥臂组中两个二极管串联的中点，输出正端为二极管桥臂组的阴极，输出负端为二极管桥臂组的阳极；所述降压开关单元包括第一至第四开关管，所述储能续流单元包括第九二极管、第一续流电感、第二续流电感和滤波电容；
所述输入整流桥组的输入端与外接的三相三线电源连接，其中，所述第一整流桥的一个交流输入口接A相交流，另外一个交流输入口接B相交流，第一整流桥的整流输出正端与降压开关单元的第一开关管的漏极连接，整流输出负端与降压开关单元的第二开关管的源极连接；所述第二整流桥的一个交流输入口接B相交流，另外一个交流输入口接C相交流，第二整流桥的整流输出正端与降压开关单元的第三开关管的漏极连接，整流输出负端与降压开关单元的第四开关管的源极连接；所述第一续流电感的一端连接第一开关管的源极、第三开关管的源极和第九二极管的阴极，另外一端连接滤波电容的一端或者有极性电容的正极，形成整流变换器的正输出端；第二续流电感的一端连接第二开关管的漏极、第四开关管的漏极和第九二极管的阳极，另外一端连接滤波电容的另外一端或者有极性电容的负极，形成整流变换器的负输出端。
进一步地，所述第一至第四开关管为高频驱动信号控制开通与关断的半导体器件，且所述第一至第四开关管上均设有反并二极管，所述反并二极管为集成二极管、寄生二极管或外加二极管。
进一步地，所述非隔离式三相整流变换器还包括输入滤波器，所述三相三线电源经所述输入滤波器滤波后接入所述输入整流桥组。
进一步地，所述第一续流电感和第二续流电感可以是单独的两个电感或是绕制在同一个磁性材料上的两个电感；也可以只使用一个电感，所述电感的感量为所述第一续流电感和第二续流电感的感量之和。
第二方面，本发明提出一种包含两个上述非隔离式三相整流变换器并联组成的三相整流变换器，且该两个变换器的输入与三相三线电源连接的相序不相同。
第三方面，本发明提出一种三相整流变换器，包括至少三个上述的非隔离式三相整流变换器，各个非隔离式三相整流变换器的输入输出并联，其中至少三个变换器的输入与三相三线电源连接的相序不相同；并且各个所述非隔离式三相整流变换器的高频开关工作相位同频或者按照1/N个或2/N个高频开关周期交错，其中，N为并联的非隔离式三相整流变换器的总数。
第四方面，本发明提出一种应用于上述第一方面、第二方面和第三方面所提出的三相整流变换器的控制方法，包括以下步骤，
S1：根据输入的三相三线电源电压信号的锁相分析各相电源当前时刻所处的相位和区间段；
S2：根据所述相位分析出各个所述区间段中各相电源的电压的瞬时值大小；
S3：对当前区间段下的降压开关单元施加驱动信号进行PWM驱动控制，使其中瞬时值较高的两相电流先导通；此时，若瞬时值最低相与瞬时值次高相的幅值方向相同且共用同一个降压开关管通路，关闭所有开关管，反之，则将已导通的瞬时值次高相交流的回路上降压开关通路关断，让瞬时值最高相和瞬时值最低相的电流继续导通；
S4：然后关断降压开关单元的所有驱动信号，再通过储能续流单元进行续流，从而使各相电流在每个开关周期内都能够导通。
进一步地，所述的控制方法的步骤S3具体包括：给瞬时值最高与最低的两相交流回路中对应开关管同时施加相同占空比的大小“高”模式PWM驱动信号，同时对幅值瞬时值次高的电流回路中对应降压开关管施加“中”模式PWM驱动信号，因此，在各个区间段中，施加“高”模式PWM驱动信号的开关管后关断，施加“中”模式PWM驱动信号的开关管先关断；如果瞬时值最低相与瞬时值次高相同幅值方向且共同一个降压开关管通路，则该通路中的开关管只能施加“中”模式PWM驱动信号。
与现有技术相比，本发明的有益效果包括：
从结构及性能上，本发明的三相整流变换器的输出电压的幅值范围最高为三相相电压有效值的倍，克服了传统的升压型三相整流变换电路后端高压的弊端，使得后端的直流变换器功率器件的受限性降低，可选余地更大。
同时本发明提出的降压型整流变换电路，也改变了传统降压式的交错并联实现通路形式，具有更少的器件，几乎接近现有已知方案的三分之二开关管，节省驱动电路(供电)。因此整个整流变换电路简单，控制逻辑精简，效率高，适合于中大功率需求场合，优势十分明显。
由于结构上的简化，只需控制降压开关单元输出正端或输出负端的导通即可，进而降低了控制的难度，从PFC功能的开关操作来看，通过对每相的开关管施加有规律或者逻辑的组合PWM驱动信号，简化控制方法。同时利用对各相回路导通时间的调整来改变并联电路间的正负电流回路阻抗，从而避免交叉环流。
附图说明
图1是现有的经典降压式PFC电路一的结构示意图。
图2是现有的Swiss整流器电路二的结构示意图。
图3是本发明实施例1的非隔离式三相整流变换器的电路结构示意图。
图4是本发明实施例2的非隔离式三相整流变换器的电路结构示意图。
图5是本发明实施例1、实施例2和实施例3的三相电压波形示意及交汇点定义示意图。
图6是本发明实施例2的AC-BC区间AB相导通回路示意图。
图7是本发明实施例2的AC-O区间BC相续流回路示意图。
图8是本发明实施例2的O-BC区间AC相续流回路示意图。
图9是本发明实施例2的AC-BC区间电感电流续流回路示意图。
图10是本发明实施例2的等效变换示意图一。
图11是本发明实施例2的等效变换示意图二。
图12是本发明实施例2的等效变换示意图三。
图13是本发明实施例2的三相交流周期内各开关管驱动波形关系示意图。
图14是本发明实施例3的非隔离式三相整流变换器的电路结构示意图。
具体实施方式
下面结合具体实施方式并对照附图对本发明作进一步详细说明。应该强调的是，下述说明仅仅是示例性的，而不是为了限制本发明的范围及其应用。参照以下附图，将描述非限制性和非排他性的实施例，其中相同的附图标记表示相同的部件，除非另外特别说明。
实施例1：
如图3所示，本实施例提出了一种非隔离式三相整流变换器，包括输入整流桥组、降压开关单元和储能续流单元；所述输入整流桥组的输入端与外接的三相三线电源(或者带有滤波器的三相三线电源)输出端连接，所述输入整流桥组的输出端与所述降压开关单元的输入端连接，所述降压开关单元的输出端与所述储能续流单元连接。所述三相三线电源为交流电源，包括A相、B相及C相；所述输入整流桥组包括第一整流桥FB1和第二整流桥FB2，所述第一整流桥FB1和第二整流桥FB2都是二极管全桥整流桥，内部是由四个二极管(为方便后续讨论，第一整流桥FB1内二极管分别记为第一至第四二极管D1～D4，第二整流桥FB2内二极管分别记为第五至第八二极管D5～D8)分别两两同向串联组成两个功能相同的桥臂组，再由两个桥臂组并联组成，形成两个交流输入口、一个输出正端(即二极管桥臂组的阴极)和一个输出负端(即二极管桥臂的阳极)，其中，交流输入口为桥臂组中两个二极管串联的中点；所述降压开关单元包含第一至第四开关管Q1～Q4，所述储能续流单元包含第九二极管D9、第一续流电感L1、第二续流电感L2和滤波电容C1。
所述第一整流桥FB1的一个交流输入口接A相交流，另外一个交流输入口接B相交流；第一整流桥FB1的整流输出正端与第一开关管Q1的漏极连接，整流输出负端与第二开关管Q2的源极连接。所述第二整流桥FB2的一个交流输入口接B相交流，另外一个交流输入口接C相交流；第二整流桥FB2的整流输出正端与第三开关管Q3的漏极连接，整流输出负端与第四开关管Q4的源极连接。第一续流电感L1的一端连接第一开关管Q1的源极、第三开关管Q3的源极和第九二极管D9的阴极，另外一端连接滤波电容C1的一端或者有极性电容的正极，形成该三相整流变换器的正输出端；第二续流电感L2的一端连接第二开关管Q2的漏极、第四开关管Q4的漏极和第九二极管D9的阳极，另外一端连接滤波电容C1的另外一端或者有极性电容的负极，形成该三相整流变换器的负输出端。
所述三相三线电源的三相交流电压信号如图5所示，A相、B相及C相之间彼此相差120度的相位，由于实际输入的交流电压可能存在瞬变或者畸变，所以本实施例示出的电压波形为标准的波形作为参考，便于后文描述。本实施例示出的非隔离式三相整流变换器还包括输入滤波器，所述输入滤波器设置在所述输入整流桥组前端，所述三相三线电源经输入滤波器滤波后接入所述降压开关单元，对输入电源起滤波作用，同时也可以对反射至输入端的内部杂波起滤波和衰减作用。
所述降压开关单元的第一至第四开关管Q1～Q4为半导体功率开关管，可以为MOS管、IGBT管，本领域的技术人员应该理解到，本发明不局限于上述两种半导体功率开关，还可以是其他可执行高频开关操作的功率元件。各开关管之间可以使用独立的驱动电源；第一开关管Q1和第三开关管Q3也可以共用一个驱动电源。
实施例2：
本实施例提供的非隔离式三相整流变换器是将两个图3所示实施例1的变换器单元的输入输出进行并联，但是这两个子变换器单元的输入与三相三线电源连接的相序有差异，第一个输入连接采用ABC三相相序排列，另外一个则采用CAB或者任意与第一个不相同的相序排列。
如图4所示，在本实施例中，非隔离式三相整流变换器包括两个不同相序连接方式的子变换器单元记为变换器a和变换器b，变换器a的输入连接采用ABC相序排列(与实施例1的变换器单元相序一致)，变换器b的输入连接采用CAB相序排列；变换器a和变换器b的输入输出并联。
所述变换器a包括输入整流桥组a、降压开关单元a和储能续流单元a，所述输入整流桥组a包括第一整流桥a FB1a和第二整流桥a FB2a，所述第一整流桥a FB1a和第二整流桥aFB2a都是二极管全桥整流桥，内部是由四个二极管(为方便后续讨论，第一整流桥FB1内二极管分别记为第一至第四二极管a D1a～D4a，第二整流桥aFB2a内二极管分别记为第五至第八二极管a D5a～D8a)分别两两同向串联组成两个功能相同的桥臂组，再由两个桥臂组并联组成，形成两个交流输入口、一个输出正端(即二极管桥臂组的阴极)和一个输出负端(即二极管桥臂组的阳极)，其中，交流输入口为桥臂组中两个二极管串联的中点；所述降压开关单元a包含第一至第四开关管a Q1a～Q4a；所述储能续流单元a包含第一续流电感aL1a、第二续流电感a L2a、第九二极管a D9a和滤波电容a C1a。
所述变换器b包括输入整流桥组b、降压开关单元b和储能续流单元b，所述输入整流桥组b包括第一整流桥b FB1b和第二整流桥b FB2b，所述第一整流桥b FB1b和第二整流桥bFB2b都是二极管全桥整流桥，内部是由四个二极管(为方便后续讨论，第一整流桥FB1内二极管分别记为第一至第四二极管b D1b～D4b，第二整流桥b FB2b内二极管分别记为第五至第八二极管b D5b～D8b)分别两两同向串联组成两个功能相同的桥臂组，再由两个桥臂组并联组成，形成两个交流输入口、一个输出正端(即二极管桥臂组的阴极)和一个输出负端(即二极管桥臂组的阳极)，其中，交流输入口桥臂组中两个为二极管串联的中点；所述降压开关单元b包含第一至第四开关管b Q1b～Q4b；所述储能续流单元b包含第一续流电感bL1b、第二续流电感b L2b、第九二极管b D9b和滤波电容b C1b。
下面详细分析该变换器的工作原理。
如图5所示，输入A代表输入A相(PhaseA)，输入B代表输入B相(Phase B)，输入C代表输入C相(Phase C)；为了方便描述，设三相电压相差120°，且为正弦电压，每360°一个循环；考虑到表述直观方便，以30°到390°(下一周期的30°点)为一个完整周期，因此如图5所示，各交汇点分别定义为AC(30°)、BC(90°)、BA(150°)、CA(210°)、CB(270°)、AB(330°)、AC(30°/390°)；过零点标为“0”点。
如图4所示，该三相整流变换器的正输出端与负输出端之间可接负载或可等效为负载的电路，根据电路降压的基本原理，输出电压应该是比输入电压低才构成降压。因此在本电路中，三相中瞬时值最大的两相形成导通相对输出端则构成了电压差形成输入电源，如图5所示，该输入电源瞬时差值最低点应该是A相的30°、90°、150°、210°、270°、330°点(以图5中A相的0°或者原点做参考)，或者类似周期性相差关系点，此时的最低值为1+1/2倍的相电压最高幅值，因此相负载侧的输出电压的幅值范围最高为三相相电压V的倍，V为相电压有效值。假设输出电压设定只要小于/>则会小于三相电压(两相间)任意时刻的最大电压差值，因此降压型工作原理成立。
如图6所示，设从AC点开始，到BC点，即AC-BC区间，该区间A相与B相电压瞬时值(绝对值)高于C相，因此与A相连接的第一整流桥a FB1a、第一整流桥b FB1b和第二整流桥bFB2b的内部正端二极管，即第一二极管aD1a、第二二极管b D2b和第五二极管b D5b，受正偏电压而导通，电压记为Va；与B相连接的第一整流桥aFB1a、第二整流桥aFB2a和第二整流桥bFB2b的内部负端二极管，即第四二极管a D4a、第七二极管a D7a和第八二极管b D8b，受正偏电压而导通，电压记为Vb；与C相连接的第二整流桥a FB2a和第一整流桥b FB1b的内部二极管受电压Va及Vb反偏而无法导通，对应的电压分别被箝位为Va及Vb，即第一二极管b D1b的阴极电压被箝位为Va，第八二极管a D8a的阳极电压被箝位Vb。当与三相交流连接的三路电路中的开关管第一至第四开关管a Q1a～Q4a或者第一至第四开关管b Q1b～Q4b同时被施加PWM驱动开通信号，则第一至第四开关管a Q1a～Q4a或者第一至第四开关管b Q1b～Q4b中对应的开关管会被开通；因此，A相的电流可经第一二极管aD1a、第一开关管a Q1a、第一续流电感a L1a，流经滤波电容a C1a或滤波电容b C1b或负载、第二续流电感a L2a，经过第二开关管a Q2a和第四二极管aD4a构成的支路或者经过第四开关管a Q4a和第七二极管aD7a构成的支路，回到B相交流源；或者，A相的电流可经第二二极管b D2b和第一开关管bQ1b构成的支路或者经第五二极管b D5b和第三开关管b Q3b构成的支路，流经第一续流电感b L1b、滤波电容a C1a或滤波电容b C1b或负载、第二续流电感b L2b，经过第四开关管bQ4b和第八二极管b D8b，回到B相交流源；因此如图6所示，变换器a或者变换器b的电流经过了输入整流桥组和降压开关单元的两条并联的通路。
如图7所示，紧接着前述驱动控制，在AC-0区间内当第一开关管a Q1a的驱动以及第一至第四开关管b Q1b～Q4b的驱动被关闭后，此时变换器a单元由于回路中有第一续流电感a L1a和第二续流电感a L2a的存在，电流无法立即反向，电感电动势会发生反向而续流，同时与C相连接的第二整流桥a FB2a的正向二极管第六二极管a D6a受正偏电压导通，而第三开关管a Q3a受开通驱动信号一直导通，因此，电流由C相经过第六二极管a D6a、第三开关管a Q3a、第一续流电感a L1a、滤波电容a C1a或滤波电容b C1b或负载、第二续流电感a L2a，流经第四开关管a Q4a和第七二极管a D7a构成的支路或者流经第二开关管a Q2a和第四二极管aD4a构成的支路，形成回路回到B相。而变换器b单元由于A、C相的电压幅值同向(AC-0区间)，且C相瞬时值低于A相，因此第一二极管b D1b被反向偏置而无法导通，但由于回路中有第一续流电感b L1b和第二续流电感b L2b的存在，电感电动势会发生反向从而使第九二极管b D9b反向偏置而导通进行续流，所以此时变换器b单元的第一至第四开关管b Q1b～Q4b不能再施加导通驱动信号。
如图8所示，在0-BC区间内时，第一至第四开关管a Q1a～Q4a的驱动或第四开关管b Q4b的驱动被关闭后；此时由于变换器b单元回路中有第一续流电感b L1b和第二续流电感b L2b的存在，电流无法立即反向，电感电动势会发生反向而续流，同时与C相连接的第一整流桥b FB1b的负端二极管第三二极管b D3b受正偏电压导通，而第二开关管b Q2b受开通驱动信号一直导通；因此，电流由A相经过第二二极管b D2b和第一开关管b Q1b构成的支路或者经过第五二极管b D5b和第三二极管b Q3b构成的支路，流经第一续流电感b L1b、滤波电容a C1a或滤波电容b C1b或负载、第二续流电感b L2b，经过第二开关管b Q2b和第三二极管b D3b形成回路回到C相。而变换器a单元由于B、C同向(0-BC区间)，且C相瞬时值小于B相，因此第八二极管a D8a被反向偏置而无法导通，但由于回路中有第一续流电感a L1a和第二续流电感a L2a的存在，电感电动势会发生反向从而使第九二极管a D9a反向偏置而导通进行续流，所以此时变换器a单元的第一至第四开关管a Q1a～Q4a不能再施加导通驱动信号。
由上可知，在每个开关周期内实现每相均可以导通电流从而实现高PF值及低THDI的关键在于，先由瞬时值较高且极性相反的两相导通，并在回路的电感上储能，尔后关闭与瞬时值的绝对值次高相的通路的开关管，使续流电流通过瞬时值最低相；如果两相电源极性相同且连接在同一个整流桥组即共用同一个降压开关回路，则瞬时值最低相的整流桥二极管会被反向偏置而不能导通。因此在每个开关周期，两相幅值同向的较高相(瞬时值次高相)的电流回路会先关闭，如图7在30°至60°或AC-O区间，A相的驱动则先于B相关闭，C相与B相续流；如图8在60°至90°或O-BC区间，B相的驱动则先于A相关闭，C相与A相续流。先关闭的开关管的PWM驱动模式记为“中”，后关断开关管的PWM驱动模式记为“高”；瞬时值最低相的开关管驱动虽然也可以施加“高”模式PWM，但是降压开关管须在“中”关闭后才能导通，这种PWM驱动模式又可记为“低”模式。因此在该实施例的实际控制中，虽然开关管导通的占空比可以有三种，但是正常情况下每个周期的PWM驱动有两种数值即可满足控制。
如图9所示，当施加在降压开关管上的所有PWM开通电压都关闭，开关管断开后输入的所有电流回路则被切断，由于电感的电流不能瞬变，第一续流电感a L1a、第二续流电感aL2a、第一续流电感b L1b和第二续流电感b L2b必然保持续流，因此第九二极管a D9a和第九二极管b D9b受正向偏置导通。因此，电流由滤波电容a C1a的负端或者电路输出端的等效负载负端，经过第二续流电感a L2a、第九二极管a D9a及第一续流电感a L1a，回到滤波电容a C1a的正端或者电路输出端的等效负载正端，构成电流续流回路；或者，电流由滤波电容b C1b的负端或者电路输出端的等效负载负端，经过第二续流电感b L2b、第九二极管bD9b及第一续流电感b L1b，回到滤波电容b C1b的正端或者电路输出端的等效负载正端，构成电流续流回路。
根据以上关于实施案例的工作原理，降压开关单元中，在同一开关周期内，导通回路上的开关管的驱动信号(PWM)先关闭的驱动模式记为“中”，后关断的PWM驱动模式记为“高”。该控制方法在每个开关周期先由瞬时值相对较高且极性相反的两相先导通，导通回路的电感则会产生压降和储能，随后关闭与瞬时值次高相的通路(关闭回路中的开关管)使续流电流通过瞬时值(绝对值)最低相。同时，如果由于两相电源极性相同且连接在同一个整流桥组(即共用同一个降压开关回路)，则瞬时值最低相的整流桥内的二极管会被反向偏置而不能导通。所以必须有两个或者两个以上的实施1中的变换器单元才可以保证在每个开关周期内三相交流源均有电流流通，如果根据实时控制将PWM驱动信号占空比调制好，就可以使得电流波形与电压波形跟随一致，因此可以获得较高的PF值，即实现PFC矫正功能。
此外，如果在不考虑控制复杂性，只是需要实现前述相同效果的情况下，也可以采用另外一种控制模式，对各个降压回路的开关管不同时施加驱动信号，先给瞬时值较高且极性相反的两相施加信号使其导通，而后关闭正在导通的两相中的瞬时值次高相电流通路上的开关管，并对瞬时值最低相交流回路上的开关管施加驱动信号使其导通，从而使续流电流通过瞬时值最低相，然后再控制关闭所有的降压开关管。因此在每个开关周期，两相幅值同向的较高相的电流回路会先关闭，先关闭的PWM驱动模式记为“中”，后开通的PWM驱动模式记为“低”，先开通而最后关断的PWM驱动模式记为“高”。该种方式其并未脱离我们前述的“高”“中”控制策略，因此后面不再做详细叙述。
可以对本三相整流变换器的以上各工作模式电路进行等效变换：
在本实施例中，取图4中的一个子单元即变换器a单元或变换器b单元，简化后的电路如图10所示，该电路相比图1或者图2资料中所示的电路多了一条并联导流通路；根据对称性及开关功能性将图10所示的电路进一步等效和简化后，得到的电路如图11所示，瞬态情况下交流源通过二极管整流后可等效为直流源，或者交流源加二极管在瞬时电路中可以视为直流源；同时交流回路中的组合开关管也可以简化等效为一个开关，因此，图11简化后得到的电路如图12所示。进行上述等效后，该电路实际可以看作是一个降压电路，因此该电路具备典型的降压功能Vo＝Vin*D。考虑到线路中的器件导通损耗以及占空比导通角丢失(如死区，驱动延时等)以及必要的功率因素矫正功能，输出电压要低于全工频周期内的瞬时值较高两相的最低差值的0.96倍以内，所以该降压整流变换器的输出电压(正母线及负母线间的压差)的幅值范围最高为三相相电压V的2.036倍，即倍。
对于其他区间段而言，除因两相电源极性相同且连接在同一个整流桥，共用同一个降压开关回路导致瞬时值最低相的整流桥内的二极管会被反向偏置而不能导通，此时对应的所有的开关管只能施加“中”PWM驱动信号外，可以推出：
BC-BA区间内，在BC-0区间，A、B两相电流通路的降压开关管驱动信号为“高”PWM驱动状态，C相的电流通路的降压开关管驱动信号为“中”PWM驱动信号，即C相回路先关断；在0-BA区间，C、B两相电流通路的降压开关管的驱动信号为“高”PWM驱动状态，A相电流通路的降压开关管的驱动信号为“中”PWM驱动信号，即A相回路先关断。
BA-CA区间内，在BA-0区间，A、C两相电流通路的降压开关管的驱动信号为“高”PWM驱动状态，B相电流通路的降压开关管的驱动信号为“中”PWM驱动信号，即B相回路先关断；在0-CA区间，A、B两相电流通路的降压开关管的驱动信号为“高”PWM驱动状态，C相电流通路的降压开关管的驱动信号为“中”PWM驱动信号，即C相回路先关断。
CA-CB区间内，在CA-0区间，B、C两相电流通路的降压开关管的驱动信号为“高”PWM驱动状态，A相电流通路的降压开关管的驱动信号为“中”PWM驱动信号，即B相回路先关断；在0-CB区间，A、C两相电流通路的降压开关管的驱动信号为“高”PWM驱动状态，B相电流通路的降压开关管的驱动信号为“中”PWM驱动信号，即B相回路先关断。
CB-AB区间内，在CB-0区间，B、A两相电流通路的降压开关管的驱动信号为“高”PWM驱动状态，C相电流通路的降压开关管的驱动信号为“中”PWM驱动信号，即C相回路先关断；在0-AB区间，B、C两相电流通路的降压开关管的驱动信号为“高”PWM驱动状态，A相电流通路的降压开关管的驱动信号为“中”PWM驱动信号，即A相回路先关断。
AB-AC区间内，在AB-0区间，C、A两相电流通路的降压开关管的驱动信号为“高”PWM驱动状态，B相电流通路的降压开关管的驱动信号为“中”PWM驱动信号，即B相回路先关断；在0-AC区间，B、A两相电流通路的降压开关管的驱动信号为“高”PWM驱动状态，C相电流通路的降压开关管的驱动信号为“中”PWM驱动信号，即C相回路先关断。
由于现实中三相电压并不一定完全理想，存在相位、幅值、方向的变化，只能根据实际锁相来判断产生各区间段的驱动波形，因此应该以区间段各交流电压的瞬时波形的特征来判断，而不以理想角度来表示，根据三相电源信号的特点，可以分成十二个区间段，十二个区间段根据上述原理，各个开关管驱动信号的波形逻辑表如下表1所示。
表1开关管驱动状态逻辑表一
表1中，“低”表示根据前述控制方法，可施加与最大瞬时值相降压开关管同样的驱动信号，或者最迟在同方向(瞬时值)相降压开关管的驱动(导通)信号关闭前再施加与最大瞬时值相降压开关管构成续流的驱动信号(占空比记为“高-中”)；“低2”表示不需要施加驱动(导通)信号或者在最大瞬时值相降压开关管导通期间可以施加任意占空比的信号。因此，考虑到控制的简化和归一化，在不影响功能实现的基础上，将“低”和“低2”规律化为下表2所示的驱动信号。
表2开关管驱动状态逻辑表二
根据驱动状态逻辑表各个区间段开关管的驱动信号，可执行如下控制方法：
检测输入交流电压，判断输入电压的各项指标是否满足工作条件，不满足条件继续等待；如若满足条件，则开始工作，根据输入的三相三线电源电压信号的锁相判断，分析各相电源的当前时刻所处的相位和区间段(总分为12个区间段)；分析出各相电源的电压的瞬时值(绝对值)大小，除因两相电源极性相同且连接在同一个整流桥组，共用同一个降压开关回路，导致瞬时值最低相的整流桥二极管会被反向偏置而不能导通，此时所有的降压开关管只能施加“中”PWM驱动信号外；对瞬时值次之的电流回路中对应降压开关管施加“中”模式PWM驱动信号，给其余降压开关管施加相同占空比大小的“高”模式PWM驱动信号，使瞬时值较高的两相电源构成电流通路；同时储能单元的电感上形成分压储能，在“中”模式PWM驱动信号关闭后，原施加“高”模式PWM驱动信号的另外两相的降压开关管会给电感提供续流通路而继续导通。“高”“中”模式PWM驱动信号的具体占空比大小则由控制器实时控制运算结果确定。当所有降压开关管的驱动关闭后，电感电动势反向，电感电流由第九二极管a D9a和第九二极管b D9b构成通路。总体来说，各相输入导通电流的时间与相电压的瞬时值成相对关系，即瞬时值越高的，电流导通时间越久(或者占空比越大)，瞬时值最大相的电流导通时间等于瞬时值相对较低另外两相电流导通时间的和，且小于开关周期的总时间，相关波形驱动如图13所示。
通过上述控制方法，有效保证在每个开关周期，三相均有电流流通，同时根据实时控制将PWM驱动信号占空比调制好，就可以使得电流波形与电压波形跟随一致，因此可以获得较高的PF值，即实现PFC矫正功能。因此，本发明的三相整流变换电路在高功率密度场合，优势十分明显，可满足高精尖产品需要。
实施例3：
如图14所示，本实施例提出了一种根据实施例1中的非隔离式三相整流变换器作改进变形的实施方案。在本实施例中，提出一种非隔离式三相整流变换器，包括至少三个如上实施例1中所述的三相整流变换器并联，各个三相整流变换器之间的开关管驱动以同频模式工作。
此外，对于实施例2或者实施例3，因为包含多个实施例1中的变换器子单元，因此每个变换器子单元间的开关管频率还可以采用错相模式。
通过前述的“高”“中”驱动信号控制法，可以分别对至少两个(记为N)并联连接的三相整流变换器进行控制，N个并联连接的三相整流变换器的开关周期内工作相位相差1/N个高频开关周期；因此交流输入端的电流可以构成多相交错并联，从而以使交流输入电流可以更易达到连续，从而改善降压型电源输入电流断续的缺点；同时也可以减小输入滤波器以及降低EMI干扰。
本领域技术人员将认识到，对以上描述做出众多变通是可能的，所以实施例仅是用来描述一个或多个特定实施方式。尽管已经描述和叙述了被看作本发明的示范实施例，本领域技术人员将会明白，可以对其做出各种改变和替换，而不会脱离本发明的精神。另外，可以做出许多修改以将特定情况适配到本发明的教义，而不会脱离在此描述的本发明中心概念。所以，本发明不受限于在此披露的特定实施例，但本发明可能还包括属于本发明范围的所有实施例及其等同物。
Claims (10)
1.一种非隔离式三相整流变换器，其特征在于，包含输入整流桥组、降压开关单元和储能续流单元；所述输入整流桥组包括第一至第二整流桥，所述第一整流桥和第二整流桥内部均由四个二极管分别两两同向串联成两个功能相同的桥臂组，再由两个桥臂组并联组成，形成两个交流输入口、一个输出正端和一个输出负端，其中，交流输入口为桥臂组中两个二极管串联的中点，输出正端为二极管桥臂组的阴极，输出负端为二极管桥臂组的阳极；所述降压开关单元包括第一至第四开关管；所述储能续流单元包括第九二极管、第一续流电感、第二续流电感和滤波电容；
所述输入整流桥组的输入端与外接的三相三线电源连接，其中，所述第一整流桥的一个交流输入口接A相交流，另外一个交流输入口接B相交流，第一整流桥的整流输出正端与降压开关单元的第一开关管的漏极连接，整流输出负端与降压开关单元的第二开关管的源极连接；所述第二整流桥的一个交流输入口接B相交流，另外一个交流输入口接C相交流，第二整流桥的整流输出正端与降压开关单元的第三开关管的漏极连接，整流输出负端与降压开关单元的第四开关管的源极连接；所述第一续流电感的一端连接第一开关管的源极、第三开关管的源极和第九二极管的阴极，另外一端连接滤波电容的一端或者有极性电容的正极，形成整流变换器的正输出端；第二续流电感的一端连接第二开关管的漏极、第四开关管的漏极和第九二极管的阳极，另外一端连接滤波电容的另外一端或者有极性电容的负极，形成整流变换器的负输出端。
2.根据权利要求1所述的非隔离式三相整流变换器，其特征在于，所述第一至第四开关管为高频驱动信号控制开通与关断的半导体器件，且所述第一至第四开关管上均设有反并二极管，所述反并二极管为集成二极管、寄生二极管或外加二极管。
3.根据权利要求1所述的非隔离式三相整流变换器，其特征在于，还包括输入滤波器，所述三相三线电源经所述输入滤波器滤波后接入所述输入整流桥组。
4.一种三相整流变换器，其特征在于，包含两个如权利要求1~3中任一权利要求所述的非隔离式三相整流变换器，所述两个非隔离式三相整流变换器的输入输出并联，且该两个变换器的输入与三相三线电源连接的相序不相同。
5.一种三相整流变换器，其特征在于，包括至少三个如权利要求1~3中任一权利要求所述的非隔离式三相整流变换器，各个非隔离式三相整流变换器的输入输出并联，其中至少三个变换器的输入与三相三线电源连接的相序不相同。
6.一种应用于权利要求1~3中任意一项所述的非隔离式三相整流变换器的控制方法，其特征在于，包括以下步骤，
S1：根据输入的三相三线电源电压信号的锁相分析各相电源当前时刻所处的相位和区间段；
S2：根据所述相位分析出各个所述区间段中各相电源的电压的瞬时值大小；
S3：对当前区间段下的降压开关单元施加驱动信号进行PWM驱动控制，使其中瞬时值较高的两相电流先导通；此时，若瞬时值最低相与瞬时值次高相的幅值方向相同且共用同一个降压开关管通路，关闭所有开关管，反之，则将已导通的瞬时值次高相交流的回路上降压开关通路关断，让瞬时值最高相和瞬时值最低相的电流继续导通；
S4：然后关断降压开关单元的所有开关管的驱动信号，再通过储能续流单元进行续流，从而使各相电流在每个开关周期内都能够导通。
7.根据权利要求6所述的控制方法，其特征在于，所述步骤S3具体包括：给瞬时值最高与最低的两相交流回路中对应开关管同时施加相同占空比的大小“高”模式PWM驱动信号，同时对幅值瞬时值次高的电流回路中对应降压开关管施加“中”模式PWM驱动信号，因此，在各个区间段中，施加“高”模式PWM驱动信号的开关管后关断，施加“中”模式PWM驱动信号的开关管先关断；如果瞬时值最低相与瞬时值次高相同幅值方向且共同一个降压开关管通路，则该通路中的开关管只能施加“中”模式PWM驱动信号。
8.一种用于权利要求5所述的三相整流变换器的控制方法，其特征在于，包括以下步骤，
S1：根据输入的三相三线电源电压信号的锁相分析各相电源当前时刻所处的相位和区间段；
S2：根据所述相位分析出各个所述区间段中各相电源的电压的瞬时值大小；
S3：对当前区间段下的降压开关单元施加驱动信号进行PWM驱动控制，使其中瞬时值较高的两相电流先导通；此时，若瞬时值最低相与瞬时值次高相的幅值方向相同且共用同一个降压开关管通路，关闭所有开关管，反之，则将已导通的瞬时值次高相交流的回路上降压开关通路关断，让瞬时值最高相和瞬时值最低相的电流继续导通；
S4：然后关断降压开关单元的所有驱动信号，再通过储能续流单元进行续流，从而使各相电流在每个开关周期内都能够导通。
9.根据权利要求8所述的控制方法，其特征在于，所述步骤S3具体包括：给瞬时值最高与最低的两相交流回路中对应开关管同时施加相同占空比的大小“高”模式PWM驱动信号，同时对幅值瞬时值次高的电流回路中对应降压开关管施加“中”模式PWM驱动信号，因此，在各个区间段中，施加“高”模式PWM驱动信号的开关管后关断，施加“中”模式PWM驱动信号的开关管先关断；如果瞬时值最低相与瞬时值次高相同幅值方向且共同一个降压开关管通路，则该通路中的开关管只能施加“中”模式PWM驱动信号。
10.根据权利要求8所述的控制方法，其特征在于，各个所述非隔离式三相整流变换器的开关管的工作相位同频或者按照1/N个或2/N个高频开关周期交错，其中，N为并联的非隔离式三相整流变换器的总数。
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