CN114244113B - 一种混合型双路径降压-升压开关电源转换器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种混合型双路径降压‑升压开关电源转换器，包括六个CMOS开关器件S1至S6、电容CF以及电感L，其中：开关器件S1和S6为NMOS器件，开关器件S2、S3、S4和S5为PMOS器件，开关器件S1至S6的栅极均连接驱动控制信号；S1的源极连接地电位，漏极连接S2的漏极与电感L的左端；S2的源极连接输入信号VIN与S4的源极；S3的源极连接S5的源极、负载电容Co的上极板并产生输出信号VOUT，漏极连接电感L的右端与电容CF的上极板；S4的漏极连接S5的漏极、S6的漏极以及电容CF的下极板；S6的源极、负载电容Co的下极板连接地电位。本发明降低了电感电流与纹波电流大小，降低开关器件与电感寄生电阻引起的导通损耗，可使用普通CMOS工艺进行制作，降低了制作难度与成本。

Description

一种混合型双路径降压-升压开关电源转换器
技术领域
本发明涉及电子技术领域，具体涉及一种混合型双路径降压-升压开关电源转换器。
背景技术
移动设备的用户数量每年都在增加，每个移动设备通常都配有一个电压从最高4.2V到最低2.7V的锂离子电池，随着电池使用时间的增加，电池电压将逐渐下降，而为了使电池能够稳定输出3.3V左右的电压给移动设备其它功能模块供电，需要一个DC-DC转换器来提供高于或低于电池电压的稳定电压值。一个简单的降压转换器不适合这种情况，因为无法进行升压转换。同理，简单的升压转换器亦然。所以，在整个电池电压范围内，降压-升压转换器可以成为一个解决方案。
为有效延长电池的使用时间，至关重要的一点是使降压-升压转换器在整个电池电压范围内保持高效率运作，稳定输出3.3V左右的电压。然而，传统的降压-升压转换器(CBB：Conventional Buck-Boost Converter)，其虽然有转换范围大的优点，但也存在电感电流大、电感电流纹波大，以及由此导致的高导通损耗而降低效率的问题。
Yong-Min Ju提出FCBB(Flying-Capacitor Buck-Boost Converter)混合型降压-升压转换器，该电路基于传统降压转换器结构，使得转换器工作于降压模式时，能够将电流路径上导通的开关由两个减少为一个，从而减少导通损耗，提高效率。而在升压模式下，通过将增加的一个电容充电至电源电压来实现升压功能，且同理减少了电流路径上的开关数目，以此实现FCBB结构提高效率的目的。
虽然FCBB结构可以通过减少电路电流路径上的开关数目以减少导通损耗，提高效率。但是FCBB结构依旧存在大的电感电流与纹波电流，从而导致大的电感寄生电阻损耗与开关导通损耗。此外根据下表1的FCBB结构开关器件电压应力表可知，FCBB结构开关器件的最大电压应力为VIN+VOUT，因此使得FCBB 结构需要使用高压BCD工艺来制作，这将增加芯片的制作成本与难度。
表1 FCBB结构开关器件电压应力表
模式 S1 S2 S3 S4
降压 V<sub>IN</sub> V<sub>IN</sub> V<sub>OUT</sub> 0
升压 V<sub>OUT</sub> V<sub>IN</sub>+V<sub>OUT</sub> V<sub>OUT</sub> V<sub>OUT</sub>
发明内容
本发明的目的是提供一种混合型双路径降压-升压开关电源转换器，通过增加电容支路的能量传输路径，从而降低电感电流与纹波电流大小，以获得更低的电感寄生电阻损耗与开关器件导通损耗，提高效率。
为了实现上述任务，本发明采用以下技术方案：
一种混合型双路径降压-升压开关电源转换器，包括六个CMOS开关器件S1 至S6、电容CF以及电感L，其中：
开关器件S1和S6为NMOS器件，开关器件S2、S3、S4和S5为PMOS器件，开关器件S1至S6的栅极均连接驱动控制信号；S1的源极连接地电位，漏极连接S2的漏极与电感L的左端；S2的源极连接输入信号VIN与S4的源极； S3的源极连接S5的源极、负载电容Co的上极板并产生输出信号VOUT，漏极连接电感L的右端与电容CF的上极板；S4的漏极连接S5的漏极、S6的漏极以及电容CF的下极板；S6的源极、负载电容Co的下极板连接地电位。
进一步地，所述开关电源转换器的降压模式的状态一，占空比为D，开关器件S2、S3、S4导通，开关器件S1、S5、S6截止；此时，电感L与电容CF都充电至VIN-VOUT，
Figure GDA0003725756750000021
其中，iC,ch为电容CF的充电电流，iL,ch为电感L的充电电流。
进一步地，所述开关电源转换器的降压模式的状态二，占空比为1-D，开关器件S1、S5导通，开关器件S2、S3、S4、S6截止；此时，电感L放电至2VOUT -VIN，电容CF从VIN-VOUT放电，iC,dis＝iL,dis，其中，iC,dis为电容CF放电电流， iL,dis为电感L放电电流。
进一步地，所述开关电源转换器的升压模式的状态一，占空比为D，开关器件S2、S6导通，开关器件S1、S3、S4、S5截止；此时，电感L放电至2VIN- VOUT，电容CF充电至VOUT-VIN，iC,ch＝iL,dis，其中，iC,ch为电容CF充电电流，iL,dis为电感L放电电流。
进一步地，所述开关电源转换器的升压模式的状态二，占空比为1-D，开关器件S2、S3、S4导通，开关器件S1、S5、S6截止；此时，电感L放电至VOUT -VIN，电容CF从VOUT-VIN放电，
Figure GDA0003725756750000031
其中，iC,dis为电容CF放电电流，iL,dis为电感L放电电流。
与现有技术相比，本发明具有以下技术特点：
1.本发明可以在实现移动设备锂离子电池稳定输出的同时，降低了电感电流与纹波电流大小，降低开关器件与电感寄生电阻引起的导通损耗，提高效率。
2.本发明可以降低开关器件电压应力，以实现使用普通CMOS工艺进行制作，降低了制作难度与成本。
附图说明
图1为本发明提出的混合型双路径降压-升压开关电源转换器的结构示意图；
图2为本发明的降压模式示意图；
图3为本发明降压模式开关器件的控制时序图；
图4为本发明的升压模式示意图；
图5为本发明升压模式开关器件的控制时序图；
图6为本发明与现有的FCBB结构的电感平均直流电流比值
Figure GDA0003725756750000032
在升压、降压模式下的曲线图；
图7为本发明与现有的FCBB结构的电感纹波电流比值
Figure GDA0003725756750000033
在升压、降压模式下的曲线图；
图8为本发明在输入4.2V时各结构的功率级电路效率仿真图；
图9为本发明在输入2.7V时各结构的功率级电路效率仿真图。
具体实施方式
传统降压-升压电感型转换器虽然有转换效率较高、转换范围大的优点，但也存在电感电流大、电感纹波电流大、电感寄生电阻损耗与开关器件导通损耗大的问题。而FCBB混合型转换器通过减少工作中的开关器件数目以得到更高的效率，但依旧存在电感电流大、电感纹波电流大的问题，且FCBB结构引入了高开关器件电压应力，这需要特殊的高压BCD工艺制作，增加了制作成本与难度。
针对这些问题，本发明提出了一种混合型双路径降压-升压开关电源转换器，如图1所示，包括六个5V的CMOS开关器件S1至S6、电容CF以及电感L，其中：
开关器件S1和S6为NMOS器件，开关器件S2、S3、S4和S5为PMOS器件，开关器件S1至S6的栅极均连接驱动控制信号；S1的源极连接地电位，漏极连接S2的漏极与电感L的左端；S2的源极连接输入信号VIN与S4的源极； S3的源极连接S5的源极、负载电容Co的上极板并产生输出信号VOUT，漏极连接电感L的右端与电容CF的上极板；S4的漏极连接S5的漏极、S6的漏极以及电容CF的下极板；S6的源极、负载电容Co的下极板连接地电位。
本发明工作原理是：
降压模式的状态一，占空比为D，开关器件S2、S3、S4导通，开关器件S1、 S5、S6截止，如图2虚线所示。此时，电感L与电容CF都充电至VIN-VOUT，电容瞬态电流
Figure GDA0003725756750000041
其中，iC,ch为电容CF的充电电流， iL,ch为电感L的充电电流。降压模式状态二，占空比为1-D，开关器件S1、S5导通，开关器件S2、S3、S4、S6截止，如图2实线所示。此时，电感L放电至 2VOUT-VIN，电容CF从VIN-VOUT放电，电容瞬态电流iC,dis＝iL,dis，其中，iC,dis为电容CF放电电流，iL,dis为电感L放电电流；图3为降压模式开关器件的控制时序图，表2为降压模式下开关器件电压应力表。
由电容CF、CO电荷平衡定律可以得到：
Figure GDA0003725756750000042
其中IL,DC为电感的平均直流电流，IOUT为输出电流。
由电感电流定律可以得到：
Figure GDA0003725756750000043
其中ΔIL为电感纹波电流，L为电感的电感量，TS为开关周期。
表2降压模式下开关器件电压应力表
模式 S1 S2 S3 S4 S5 S6
降压 V<sub>IN</sub> V<sub>IN</sub> V<sub>IN</sub>-V<sub>OUT</sub> V<sub>IN</sub>-V<sub>OUT</sub> V<sub>IN</sub>-V<sub>OUT</sub> V<sub>IN</sub>
升压模式的状态一，占空比为D，开关器件S2、S6导通，开关器件S1、S3、 S4、S5截止，如图4实线所示。此时，电感L放电至2VIN-VOUT，电容CF充电至VOUT-VIN，瞬态电流iC,ch＝iL,dis，其中，iC,ch为电容CF充电电流，iL,dis为电感L放电电流。升压模式的状态二，占空比为1-D，开关器件S2、S3、S4导通，开关器件S1、S5、S6截止，如图4虚线所示。此时，电感L放电至VOUT-VIN，电容CF从VOUT-VIN放电，瞬态电流
Figure GDA0003725756750000051
其中，iC,dis为电容CF放电电流，iL,dis为电感L放电电流。图5为升压模式开关器件的控制时序图，表3为升压模式下开关器件电压应力表。
由电容CF、CO电荷平衡定律可以得到：
IL,DC＝IOUT
其中IL,DC为电感的平均直流电流，IOUT为输出电流。
由电感电流定律可以得到：
Figure GDA0003725756750000052
其中ΔIL为电感纹波电流，L为电感的电感量，TS为开关周期。
表3升压模式下开关器件电压应力表
模式 S1 S2 S3 S4 S5 S6
升压 VIN 0 VIN VIN VOUT VIN
本发明通过两条能量传输路径以降低电感电流与纹波电流大小，降低了开关器件导通电阻的损耗以及电感寄生电阻损耗，提高效率。此外，本发明通过减少开关器件的电压应力，使得可以使用普通CMOS工艺制作，降低芯片制作的成本与难度。
本发明实施例与现有技术的效果对比：
根据电容CF、CO电荷平衡定律，对FCBB结构进行分析可以知道，在降压模式下，其电感的平均直流电流IL,DC|FCBB＝IOUT(IOUT为输出电流，下同)；在升压模式下，其电感的平均直流电流
Figure GDA0003725756750000053
(0<DC<1，DC为FCBB结构的占空比，下同)。而本发明在降压模式下，其电感的平均直流电流
Figure GDA0003725756750000061
(0<D<1，D为本发明的占空比，下同)，在升压模式下，其电感的平均直流电流IL,DC|本发明＝IOUT。在相同电压转换比下，DC与D有以下关系：
降压模式：
Figure GDA0003725756750000062
升压模式：
Figure GDA0003725756750000063
将DC与D的关系式代入FCBB结构电感的平均直流电流方程中，可得各模式下的电感平均直流电流比值，其关系式如下：
降压模式：
Figure GDA0003725756750000064
升压模式：
Figure GDA0003725756750000065
其中，
Figure GDA0003725756750000066
为本发明与FCBB结构的电感平均直流电流比值，其曲线图如图6所示。从上式和曲线图可以看出，不管是在降压模式还是升压模式下，本发明都有比FCBB结构小的电感平均直流电流，最大可降低50％的电感平均电流。
根据电感电流定律，对FCBB结构进行分析可以知道，在降压模式下，其电感的纹波电流
Figure GDA0003725756750000067
(0<DC<1，其中TS为开关周期，L为电感的电感量，下同)；在升压模式下，其电感的纹波电流
Figure GDA0003725756750000068
而本发明在降压模式下，其电感的纹波电流
Figure GDA0003725756750000069
在升压模式下，其电感的纹波电流
Figure GDA00037257567500000610
在相同电压转换比，将DC与D的关系式代入FCBB结构电感纹波电流方程中，可得各模式下本发明与FCBB结构得电感纹波电流比值，其关系式如下：
降压模式：
Figure GDA00037257567500000611
升压模式：
Figure GDA00037257567500000612
其中，
Figure GDA00037257567500000613
为本发明与FCBB结构的电感纹波电流比值，其曲线图如图7所示。从上式和曲线图可以看出，不管是在降压模式还是升压模式下，本发明都有比FCBB结构小的电感纹波电流。
综上所述，本发明可以有效降低电感电流与纹波电流大小，降低电感寄生电阻损耗与开关器件导通损耗，提高效率。以上各结构的功率级电路在输入为4.2V 与2.7V，输出为3.3V时，电路分别处于降压与升压模式下的功率级效率仿真结果如下图8、图9所示；其中仿真条件为：电感值为4.7μH，寄生电阻为250mΩ；开关器件导通电阻为50mΩ。
从下图8、图9的功率级仿真结果可以看出，本发明在降压与升压模式下基本都有比CBB、FCBB结构高的效率。此外，根据对比表1、表2与表3的开关器件电压应力表可知，本发明可以将FCBB结构开关器件的最高电压应力降低约一倍，实现使用普通CMOS工艺进行制作，降低制作难度与成本。
以上实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的精神和范围，均应包含在本申请的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种混合型双路径降压-升压开关电源转换器，其特征在于，包括六个CMOS开关器件S1至S6、电容CF以及电感L，其中：
开关器件S1和S6为NMOS器件，开关器件S2、S3、S4和S5为PMOS器件，开关器件S1至S6的栅极均连接驱动控制信号；S1的源极连接地电位，漏极连接S2的漏极与电感L的左端；S2的源极连接输入信号VIN与S4的源极；S3的源极连接S5的源极、负载电容Co的上极板并产生输出信号VOUT，漏极连接电感L的右端与电容CF的上极板；S4的漏极连接S5的漏极、S6的漏极以及电容CF的下极板；S6的源极、负载电容Co的下极板连接地电位。
2.根据权利要求1所述的混合型双路径降压-升压开关电源转换器，其特征在于，所述开关电源转换器的降压模式的状态一，其工作在开关周期Ts的0～DTs期间，开关器件S2、S3、S4导通，开关器件S1、S5、S6截止；此时，电感L与电容CF都充电至VIN-VOUT，
Figure FDA0003725756740000011
0<D<1；其中，iC,ch为电容CF的充电电流，iL,ch为电感L的充电电流；其中，D为开关器件S2、S3、S4的占空比。
3.根据权利要求1所述的混合型双路径降压-升压开关电源转换器，其特征在于，所述开关电源转换器的降压模式的状态二，其工作在开关周期Ts的DTs～Ts期间，开关器件S1、S5导通，开关器件S2、S3、S4、S6截止；此时，电感L放电至2VOUT-VIN，电容CF从VIN-VOUT放电，iC,dis＝iL,dis，其中，iC,dis为电容CF的放电电流，iL,dis为电感L的放电电流；其中，D为开关器件S2、S3、S4的占空比。
4.根据权利要求1所述的混合型双路径降压-升压开关电源转换器，其特征在于，所述开关电源转换器的升压模式的状态一，其工作在开关周期Ts的0～DTs期间，开关器件S2、S6导通，开关器件S1、S3、S4、S5截止；此时，电感L放电至2VIN-VOUT，电容CF充电至VOUT-VIN，iC,ch＝iL,dis，其中，iC,ch为电容CF的充电电流，iL,dis为电感L的放电电流，其中D为开关器件S6的占空比。
5.根据权利要求1所述的混合型双路径降压-升压开关电源转换器，其特征在于，所述开关电源转换器的升压模式的状态二，其工作在开关周期Ts的DTs～Ts期间，开关器件S2、S3、S4导通，开关器件S1、S5、S6截止；此时，电感L放电至VOUT-VIN，电容CF从VOUT-VIN放电，
Figure FDA0003725756740000021
0<D<1；其中，iC,dis为电容CF的放电电流，iL,dis为电感L的放电电流，其中D为开关器件S6的占空比。
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A Novel Hybrid Buck-Boost Converter Topology for Li-ion Batteries with Increased Efficiency;Arindam Mishra等;《2020 27th IEEE International Conference on Electronics, Circuits and Systems (ICECS)》;20201228;全文 *

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CN114244113A (zh) 2022-03-25

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