CN113315372B - 功率变换器 - Google Patents

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Abstract

依据本发明的实施例揭露了一种功率变换器，所述功率变换器包括正输入端和负输入端，被配置为接收输入电压；正输出端和负输出端，被配置为产生输出电压；第一功率开关和第二功率开关，依次串联耦接在正输入端和第一节点之间；第三功率开关和第四功率开关，依次串联耦接在第二节点和负输入端之间；第一储能元件，耦接在所述第一功率开关和第二功率开关的公共端与所述第三功率开关和第四功率开关的公共端之间；第一开关电容电路和第二开关电容电路；第一开关电容电路，耦接在第一节点和正输出端之间；第二开关电容电路，耦接在第二节点和正输出端之间。本发明中所述功率变换器工作在谐振状态，从而提高了功率变换器的效率，减少了EMI干扰。

Description

功率变换器
技术领域
本发明涉及电力电子领域，更具体的说，涉及一种功率变换器。
背景技术
随着社会的发展，能源短缺成为人类面临的首要问题。电力电子技术近年来获得了突飞猛进的发展，高效的功率变换器是能源利用中不可或缺的组成部分。现有技术中的一种高效功率变换器如图1所示，所述功率变换器包括功率开关Q1～Q8、飞跨电容CF1～CF3、电感L和输出电容Co，所述功率开关Q1～Q8依次串联连接所述功率变换器的输入高电位端和地电位之间，以接收输入电压Vin，所述飞跨电容CF3耦接在功率开关Q1和Q2的公共端与功率开关Q7和Q8的公共端之间，所述飞跨电容CF2耦接在功率开关Q2和Q3的公共端与功率开关Q6和Q7的公共端之间，所述飞跨电容CF1耦接在功率开关Q3和Q4的公共端与功率开关Q5和Q6的公共端之间，所述电感L的一端耦接功率开关Q4和功率开关Q5的公共端，所述电感L的另一端耦接所述功率变换器的输出高电位端，输出电容Co耦接在所述功率变换器的输出高电位端和地电位之间，以得到输出电压Vout。
图1所示的功率变换器能高效地完成4：1的电压转换，即输入电压Vin和输出电压Vout的比值为4：1，但需要8个功率开关串联耦接，而多个功率开关串联耦接会导致驱动电路的实现较为复杂，因此应该尽量减少串联耦接的功率开关的个数。
发明内容
有鉴于此，本发明提出了一种串联耦接的功率开关的个数较少的功率变换器，以解决现有技术中串联耦接的功率开关的个数较多而造成驱动电路的实现较为复杂的技术问题。
本发明实施例提供了一种功率变换器，包括：正输入端和负输入端，被配置为接收输入电压；正输出端和负输出端，被配置为产生输出电压；第一功率开关和第二功率开关，依次串联耦接在所述正输入端和第一节点之间；第三功率开关和第四功率开关，依次串联耦接在第二节点和所述负输入端之间；第一储能元件，用于耦接在所述第一功率开关和所述第二功率开关的公共端与所述第三功率开关和所述第四功率开关的公共端之间；第一开关电容电路，耦接在所述第一节点和所述正输出端之间；第二开关电容电路，耦接在所述第二节点和所述正输出端之间。
优选地，所述第一功率开关、所述第二功率开关、所述第三功率开关和所述第四功率开关的占空比相同。
优选地，所述第一功率开关和所述第三功率开关的开关状态相同，所述第二功率开关和所述第四功率开关的开关状态相同，错相控制所述第一功率开关和所述第二功率开关的开关状态。
优选地，所述第一节点和所述第二节点之间没有物理连接。
优选地，所述第一开关电容电路包括串联连接的2N+1个第五功率开关和N个第一飞跨电容，所述2N+1个第五功率开关依次串联在所述第一节点和地电位之间，以形成2N个第一中间节点，第N个第一飞跨电容耦接在所述第一节点和第2N个第一中间节点之间，第r个第一飞跨电容耦接在第r个第一中间节点和第2N-r个第一中间节点之间，第N个第一中间节点耦接所述正输出端，r小于N，N大于等于1。
优选地，所述第二开关电容电路包括串联连接的2N+1个第六功率开关和N个第二飞跨电容，所述2N+1个第六功率开关依次串联在所述第二节点和地电位之间，以形成2N个第二中间节点，第N个第二飞跨电容耦接在所述第二节点和第2N个第二中间节点之间，第r个第二飞跨电容耦接在第r个第二中间节点和第2N-r个第二中间节点之间，第N个第二中间节点耦接所述正输出端，r小于N，N大于等于1。
优选地，所述第一开关电容电路还包括与N个第一飞跨电容一一对应的N个第一电感，N个第一电感分别与对应的第一飞跨电容串联耦接；所述第一开关电容电路还包括与N个第二飞跨电容一一对应的N个第二电感，N个第二电感分别与对应的第二飞跨电容串联耦接。
优选地，所述功率变换器还包括第一磁性元件，所述第一磁性元件与所述第一储能元件串联耦接。
优选地，控制所述第一功率开关、所述第二功率开关、所述第三功率开关、所述第四功率开关、每个第五功率开关和每个第六功率开关的开关状态，以使得所述输出电压等于所述输入电压的1/(2*(N+1))。
优选地，所述第一功率开关、所述第三功率开关、前N个所述第五功率开关、所述第二功率开关、所述第四功率开关和前N个所述第六功率开关的占空比相同，且占空比＝1/(N+1)。
优选地，第2N+1个第五功率开关和所述第二功率开关的开关状态互补，第2N-n+1个第五功率开关和第n个第五功率开关的开关状态互补，第2N+1个第六功率开关和所述第三功率开关的开关状态互补，第2N-n+1个第六功率开关和第n个第六功率开关的开关状态互补，n不大于N。
优选地，所述第一功率开关和所述第三功率开关的开关状态相同，所述第二功率开关和所述第四功率开关的开关状态相同，错相控制所述第一功率开关和所述第二功率开关的开关状态，使得所述第一功率开关和第二功率开关的导通时序之间的相位差为360°/(N+1)。
优选地，依次错相控制所述第二功率开关和第1个第五功率开关至第N个第五功率开关中相邻两个功率开关的开关状态，使得所述第二功率开关和第1个第五功率开关至第N个第五功率开关中相邻两个功率开关的导通时序之间的相位差为360°/(N+1)；以及依次错相控制所述第三功率开关和第1个第六功率开关至第N个第六功率开关中相邻两个功率开关的开关状态，使得所述第三功率开关和第1个第六功率开关至第N个第六功率开关中相邻两个功率开关的导通时序之间的相位差为360°/(N+1)。
优选地，所述第一节点和所述第二节点耦接在一起。
优选地，所述第一开关电容电路包括串联连接的2N个第五功率开关、N-1个第一飞跨电容和N-1个第一电感，所述2N个第五功率开关依次串联在所述第一节点和地电位之间，以形成2N-1个第一中间节点，第r个第一电感和第r个第一飞跨电容串联后耦接在第r个第一中间节点和第2N-r个第一中间节点之间，第N个第一中间节点耦接所述正输出端，r小于N，N大于1。
优选地，所述第二开关电容电路包括串联连接的2N个第六功率开关、N-1个第二飞跨电容和N-1个第二电感，所述2N个第六功率开关依次串联在所述第二节点和地电位之间，以形成2N-1个第二中间节点，第r个第二电感和第r个第二飞跨电容串联后耦接在第r个第二中间节点和第2N-r个第二中间节点之间，第N个第二中间节点耦接所述正输出端，r小于N，N大于1。
优选地，所述功率变换器还包括第一磁性元件，所述第一磁性元件与所述第一储能元件串联耦接。
优选地，控制所述第一储能元件、所述第一飞跨电容和所述第二飞跨电容的容量以及所述第一电感和所述第二电感的感量，使得所述功率变换器分别在一个工作周期中的每个工作区间的各个工作回路中的谐振频率相等，以使得所述功率变换器工作在谐振状态。
优选地，所述第一电感和所述第二电感的感量相等，所述第一飞跨电容和所述第二飞跨电容的容量相等，所述第一储能元件的容量大于所述第一飞跨电容的容量。
优选地，控制所述第一储能元件、所述第一飞跨电容和所述第二飞跨电容的容量以及所述第一磁性元件、所述第一电感和所述第二电感的感量，使得所述功率变换器分别在一个工作周期中的每个工作区间的各个工作回路中的谐振频率相等，以使得所述功率变换器工作在谐振状态。
优选地，所述第一磁性元件、所述第一电感和所述第二电感的感量相等，所述第一飞跨电容、所述第二飞跨电容和所述第一储能元件的容量相等。
优选地，控制所述第一功率开关、所述第二功率开关、所述第三功率开关、所述第四功率开关、每个第五功率开关和每个第六功率开关的开关状态，以使得所述输出电压等于所述输入电压的1/(2*N)。
优选地，所述第一功率开关、所述第三功率开关、前N个所述第五功率开关、所述第二功率开关、所述第四功率开关和前N个所述第六功率开关的占空比相同，且占空比＝1/N。
优选地，第2N-n+1个第五功率开关和第n个第五功率开关的开关状态互补，第2N-n+1个第六功率开关和第n个第六功率开关的开关状态互补，n不大于N。
优选地，所述第一功率开关、所述第三功率开关以及第1个第六功率开关的开关状态相同，所述第二功率开关、所述第四功率开关以及第1个第五功率开关的开关状态相同，错相控制所述第一功率开关和所述第二功率开关的开关状态，使得所述第一功率开关和所述第二功率开关的导通时序之间的相位差为360°/N。
优选地，依次错相控制第1个第五功率开关至第N个第五功率开关中相邻两个功率开关的开关状态，使得第1个第五功率开关至第N个第五功率开关中相邻两个功率开关的导通时序之间的相位差为360°/N；以及依次错相控制第1个第六功率开关至第N个第六功率开关中相邻两个功率开关的开关状态，使得第1个第六功率开关至第N个第六功率开关中相邻两个功率开关的导通时序之间的相位差为360°/N。
优选地，控制所述第一功率开关、所述第二功率开关、所述第三功率开关、所述第四功率开关、每个第五功率开关和每个第六功率开关的开关状态，使得所述输入电压至少通过所述第一储能元件、所述第二飞跨电容以及所述第二电感向负载提供能量，以及所述第一飞跨电容至少通过所述第一电感向负载提供能量。
优选地，控制所述第一功率开关、所述第二功率开关、所述第三功率开关、所述第四功率开关、每个第五功率开关和每个第六功率开关的开关状态，使得所述第一储能元件至少通过所述第一飞跨电容和所述第一电感向负载提供能量；以及所述第二飞跨电容至少通过所述第二电感向负载提供能量。
优选地，控制所述第一功率开关、所述第二功率开关、所述第三功率开关、所述第四功率开关、每个第五功率开关和每个第六功率开关的开关状态，使得所述第一飞跨电容至少通过所述第一电感向负载提供能量；以及所述第二飞跨电容至少通过所述第二电感向负载提供能量。
与现有技术相比，本发明的技术方案具有以下优点：本发明功率变换器包括正输入端和负输入端，被配置为接收输入电压；正输出端和负输出端，被配置为产生输出电压；第一功率开关和第二功率开关，依次串联耦接在所述正输入端和第一节点之间；第三功率开关和第四功率开关，依次串联耦接在第二节点和所述负输入端之间；第一储能元件，用于耦接在所述第一功率开关和第二功率开关的公共端与所述第三功率开关和第四功率开关的公共端之间；第一开关电容电路，耦接在所述第一节点和所述正输出端之间；第二开关电容电路，耦接在所述第二节点和所述正输出端之间。本发明通过控制所述各个功率开关的工作状态，以使得所述功率变换器能高效地完成输入端和输出端的电压转换。本发明将现有技术中的单级多电平变换器转换为多级多电平功率变换器，减少了串联耦接的功率开关的数量，使得驱动电路的实现较为简单，并且降低了电路成本，进一步提高了电路的工作效率。并且，本发明通过在功率变换器中一个工作周期中的每个工作区间的各个工作回路中增加电感，控制各个工作回路中的等效电阻和等效电容，以使得所述功率变换器分别在每个工作区间的各个工作回路中的谐振频率相等，并且控制所述功率变换器在每个工作区间中的谐振频率等于工作频率，以使得所述功率变换器工作在谐振状态，从而减少了开关损耗，提高了功率变换器的效率，减少了EMI干扰。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1为现有技术功率变换器的示意图；
图2为本发明功率变换器实施例一的电路示意图；
图3为本发明功率变换器实施例一的控制信号波形图；
图4a-4b为本发明功率变换器实施例一在各个工作区间的工作电路示意图；
图5为本发明功率变换器实施例二的电路示意图；
图6为本发明功率变换器实施例三的电路示意图；
图7为本发明功率变换器实施例三的控制信号波形图；
图8a-8b为本发明功率变换器实施例三在各个工作区间的工作电路示意图；
图9为本发明功率变换器实施例四的电路示意图；
图10为本发明功率变换器实施例五的电路示意图；
图11为本发明功率变换器实施例五的控制信号波形图；
图12a-12b为本发明功率变换器实施例五在各个工作区间的工作电路示意图；
图13为本发明功率变换器实施例六的电路示意图；
图14为本发明功率变换器实施例六的控制信号波形图；
图15a-15c为本发明功率变换器实施例六在各个工作区间的工作电路示意图；
图16为本发明功率变换器实施例七的电路示意图。
具体实施方式
以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
图2为本发明功率变换器实施例一的电路示意图；所述功率变换器包括正输入端a、负输入端b、正输出端c、负输出端d、第一功率开关Q1、第二功率开关Q2、第三功率开关Q3、第四功率开关Q4、第一储能元件C1、第一开关电容电路1和第二开关电容电路2。所述正输入端a和负输入端b被配置为接收输入电压Vin；所述正输出端c和负输出端d被配置为产生输出电压Vout；所述第一功率开关Q1和第二功率开关Q2依次串联耦接在所述正输入端a和第一节点n1之间；所述第三功率开关Q3和第四功率开关Q4依次串联耦接在第二节点n2和所述负输入端b之间；所述第一储能元件C1耦接在所述第一功率开关Q1和第二功率开关Q2的公共端与所述第三功率开关Q3和第四功率开关Q4的公共端之间；所述第一开关电容电路1耦接在所述第一节点n1和所述正输出端c之间；所述第二开关电容电路2耦接在所述第二节点n2和所述正输出端c之间。所述正输出端c和负输出端d之间耦接负载(图2中未显示)。其中，所述第一节点n1和第二节点n2之间没有物理连接。
进一步的，所述第一功率开关Q1、第二功率开关Q2、第三功率开关Q3和第四功率开关Q4的占空比相同。并且，所述第一功率开关Q1和所述第三功率开关Q3的开关状态相同，所述第二功率开关Q2和所述第四功率开关Q4的开关状态相同，错相控制所述第一功率开关Q1和第二功率开关Q2的开关状态。
在本实施例中，所述第一开关电容电路1的第一端耦接所述第一节点n1，所述第一开关电容电路1的第二端耦接所述正输出端c；所述第二开关电容电路2的第一端耦接所述第二节点n2，所述第二开关电容电路2的第二端耦接所述正输出端c。
在本实施例中，所述第一开关电容电路1包括串联连接的3个第五功率开关Q11～Q13和1个第一飞跨电容C11，所述第五功率开关Q11～Q13依次串联在所述第一节点n1和地电位之间，以形成2个第一中间节点m11和m12，第一飞跨电容C11耦接在所述第一节点n1和第二个第一中间节点m12之间，所述第一开关电容电路1的第二端被配置为第一个第一中间节点m11。所述第二开关电容电路2包括串联连接的3个第六功率开关Q21～Q23和1个第二飞跨电容C21，所述第六功率开关Q21～Q23依次串联在所述第二节点n2和地电位之间，以形成2个第二中间节点m21和m22，第二飞跨电容C21耦接在所述第二节点n2和第二个第二中间节点m22之间，所述第二开关电容电路2的第二端被配置为第一个第二中间节点m21。
可选的，所述功率变换器还包括输出电容Co，所述输出电容Co耦接在所述正输出端c和所述负输出端d之间，与所述负载并联，以对输出电压Vout进行滤波。
需要说明的是，在本实施例中，所述第一开关电容电路1和所述第二开关电容电路2为降压形式的开关电容电路，在其他的实施例中，所述第一开关电容电路1和所述第二开关电容电路2可以为升压形式的开关电容电路，以使得所述功率变换器高效地完成升压功能，本发明对此不进行限制。并且，在后续的实施例中，所述第一开关电容电路1和所述第二开关电容电路2也以降压形式的开关电容电路为例进行说明，但本发明对此不进行限制，特此进行说明。
在本实施例中，所述功率变换器还包括控制电路，所述控制电路用于控制各个功率开关的开关状态，以使得：所述第一功率开关Q1和所述第三功率开关Q3的开关状态相同，占空比为D，所述第二功率开关Q2和所述第四功率开关Q4的开关状态相同，占空比也为D，且D＝1/2，错相控制所述第一功率开关Q1和第二功率开关Q2的开关状态，所述第一功率开关Q1和第三功率开关Q3与第二功率开关Q2和第四功率开关Q4的导通时序之间的相位差为180°；所述第一个第六功率开关Q21与所述第三功率开关Q3的导通时序之间的相位差为180°，所述第二个第六功率开关Q22与所述第一个第六功率开关Q21的开关状态互补，所述第三个第六功率开关Q23与所述第三功率开关Q3的开关状态互补；所述第一个第五功率开关Q11与所述第二功率开关Q2的导通时序之间的相位差为180°，所述第二个第五功率开关Q12与第一个第五功率开关Q11的开关状态互补，所述第三个第五功率开关Q13和所述第二功率开关Q2的开关状态互补。
图3为本发明功率变换器实施例一的控制信号波形图，其中G1/3/11/13/22为第一功率开关Q1、第三功率开关Q3、第五功率开关Q11、第五功率开关Q13和第六功率开关Q22的控制信号，G2/4/12/21/23为第二功率开关Q2、第四功率开关Q4、第五功率开关Q12、第六功率开关Q21和第六功率开关Q23的控制信号。
结合图3和图4a-4b以说明实施例一的工作过程。如图3所示，在工作区间①，G1/3/11/13/22为高电平，第一功率开关Q1、第三功率开关Q3、第五功率开关Q11、第五功率开关Q13和第六功率开关Q22导通，此时，第一工作回路为：Vin-Q1-C1-Q3-C21-Q22-负载-Vin(负)，其工作示意图如图4a(1)中所示，Vin通过第一储能元件C1和第二飞跨电容C21给负载供电；第二工作回路为：C11-Q11-负载-Q13-C11，其工作示意图如图4a(2)所示，第一飞跨电容C11给负载供电。
在工作区间②，G2/4/12/21/23为高电平，第二功率开关Q2、第四功率开关Q4、第五功率开关Q12、第六功率开关Q21和第六功率开关Q23导通，此时，第一工作回路为：C21-Q21-负载-Q23-C21，其工作示意图如图4b(1)所示，第二飞跨电容C21给负载供电；第二工作回路为：C1-Q2-C11-Q12-负载-Q4-C1，其工作示意图如图4b(2)中所示，第一储能元件C1通过第一飞跨电容C11给负载供电。
工作区间①～②为一个工作周期Ts。在本实施例中，通过对各个功率开关的开关状态的控制，以使得所述输出电压Vout等于1/4的输入电压Vin，即Vout＝1/4*Vin，功率变换器能高效地完成4：1的电压转换，并且本实施例中最多仅存在3个功率开关串联耦接，相比现有技术需要8个功率开关串联耦接的方案，减小了串联耦接的功率开关的个数，从而可以使得驱动电路的实现更为简单，并且减小了电路成本。
图5为本发明功率变换器实施例二的电路示意图；其与实施例一的区别在于：所述第一开关电容电路1和第二开关电容电路2的结构不同。
具体的，所述第一开关电容电路1包括串联连接的2N+1个第五功率开关Q11～Q1(2N+1)和N个第一飞跨电容C11～C1N，所述2N+1个第五功率开关Q11～Q1(2N+1)依次串联在所述第一节点n1和地电位之间，以形成2N个第一中间节点m11～m1(2N)，第N个第一飞跨电容C1N耦接在所述第一节点n1和第2N个第一中间节点m1(2N)之间，第r个第一飞跨电容C1r耦接在第r个第一中间节点m1r和第2N-r个第一中间节点m1(2N-r)之间，所述第一开关电容电路1的第二端被配置为第N个第一中间节点m1N，r小于N，N大于等于1。
所述第二开关电容电路2包括串联连接的2N+1个第六功率开关Q21～Q2(2N+1)和N个第二飞跨电容C21～C2N，所述2N+1个第六功率开关Q21～Q2(2N+1)依次串联在所述第二节点n2和地电位之间，以形成2N个第二中间节点m21～m2(2N)，第N个第二飞跨电容C2N耦接在所述第二节点n2和第2N个第二中间节点m2(2N)之间，第r个第二飞跨电容C2r耦接在第r个第二中间节点m2r和第2N-r个第二中间节点m2(2N-r)之间，所述第二开关电容电路2的第二端被配置为第N个第二中间节点m2N，r小于N，N大于等于1。
在本实施例中，所述功率变换器还包括控制电路，所述控制电路用于控制各个功率开关的开关状态，以使得：所述第一功率开关Q1和所述第三功率开关Q3的开关状态相同，占空比为D，所述第二功率开关Q2和所述第四功率开关Q4的开关状态相同，占空比也为D，D＝1/(N+1)，错相控制所述第一功率开关Q1和第二功率开关Q2的开关状态，所述第一功率开关Q1和第三功率开关Q3与第二功率开关Q2和第四功率开关Q4的导通时序之间的相位差为360°/(N+1)。
控制所述第一功率开关、所述第三功率开关、前N个所述第五功率开关、所述第二功率开关、所述第四功率开关和前N个所述第六功率开关的占空比相同，且占空比＝1/(N+1)，依次错相控制所述第三功率开关Q3和所述第1个第六功率开关Q21～第N个第六功率开关Q2N中相邻两个功率开关的开关状态，使得所述第三功率开关Q3和所述第1个第六功率开关Q21～第N个第六功率开关Q2N中相邻两个功率开关的导通时序之间的相位差为360°/(N+1)。所述第2N+1个第六功率开关Q2(2N+1)和所述第三功率开关Q3的开关状态互补，所述第2N-n+1个第六功率开关Q2(2N-n+1)和第n个第六功率开关Q2n的开关状态互补，n小于等于N。
类似地，依次错相控制所述第二功率开关Q2和所述第1个第五功率开关Q11～第N个第五功率开关Q1N中相邻两个功率开关的开关状态，使得所述第二功率开关Q2和所述第1个第五功率开关Q11～第N个第五功率开关Q1N中相邻两个功率开关的导通时序之间的相位差为360°/(N+1)。所述第2N+1个第五功率开关Q1(2N+1)和所述第二功率开关Q2的开关状态互补，所述第2N-n+1个第五功率开关Q1(2N-n+1)和第n个第五功率开关Q1n的开关状态互补，n小于等于N。
在本实施例中，通过对各个功率开关的开关状态的控制，以使得所述输出电压Vout等于1/(2*(N+1))的输入电压Vin，即Vout＝1/(2*(N+1))*Vin，其中N大于等于1，功率变换器能高效地完成2*(N+1)：1的电压转换，本实施例中减小了串联耦接的功率开关的个数，从而可以使得驱动电路的实现更为简单，并且减小了电路成本。
图6为本发明功率变换器实施例三的电路示意图；其与实施例一的区别在于：所述第一节点n1和第二节点n2耦接在一起；所述功率变换器还包括第一磁性元件L1，所述第一储能元件C1和所述第一磁性元件L1串联后耦接在所述第一功率开关Q1和第二功率开关Q2的公共端与所述第三功率开关Q3和第四功率开关Q4的公共端之间；并且，所述第一开关电容电路1和第二开关电容电路2的结构不同。
具体的，所述第一开关电容电路1包括串联连接的4个第五功率开关Q11～Q14、1个第一飞跨电容C11和1个第一电感L11，所述第五功率开关Q11～Q14依次串联在所述第一节点n1和地电位之间，以形成3个第一中间节点m11、m12和m13，第一飞跨电容C11和第一电感L11串联后耦接在第一个第一中间节点m11和第三个第一中间节点m13之间，所述第一开关电容电路1的第二端被配置为第二个第一中间节点m12。所述第二开关电容电路2包括串联连接的4个第六功率开关Q21～Q24、1个第二飞跨电容C21和1个第二电感L21，所述第六功率开关Q21～Q24依次串联在所述第二节点n2和地电位之间，以形成3个第二中间节点m21、m22和m23，第二飞跨电容C21和第二电感L21串联后耦接在第一个第二中间节点m21和第三个第二中间节点m23之间，所述第二开关电容电路2的第二端被配置为第二个第二中间节点m22。
在本实施例中，所述功率变换器还包括控制电路，所述控制电路用于控制各个功率开关的开关状态，以使得：所述第一功率开关Q1和所述第三功率开关Q3的开关状态相同，占空比为D，所述第二功率开关Q2和所述第四功率开关Q4的开关状态相同，占空比也为D，且D＝1/2，错相控制所述第一功率开关Q1和第二功率开关Q2的开关状态，所述第一功率开关Q1和第三功率开关Q3与第二功率开关Q2和第四功率开关Q4的导通时序之间的相位差为180°；所述第一个第六功率开关Q21和所述第三功率开关Q3的开关状态相同，第二个所述第六功率开关Q22与第一个所述第六功率开关Q21的导通时序之间的相位差为180°，所述第三个第六功率开关Q23与所述第二个第六功率开关Q22的开关状态互补，所述第四个第六功率开关Q24与第一个所述第六功率开关Q21的开关状态互补；第一个所述第五功率开关Q11和所述第二功率开关Q2的开关状态相同，第二个所述第五功率开关Q12与第一个所述第五功率开关Q11的导通时序之间的相位差为180°，所述第三个第五功率开关Q13与第二个第五功率开关Q12的开关状态互补，所述第四个第五功率开关Q14和第一个所述第五功率开关Q11的开关状态互补。
图7为本发明功率变换器实施例三的控制信号波形图，其中G1/3/12/14/21/23为第一功率开关Q1、第三功率开关Q3、第五功率开关Q12、第五功率开关Q14、第六功率开关Q21和第六功率开关Q23的控制信号，G2/4/11/13/22/24为第二功率开关Q2、第四功率开关Q4、第五功率开关Q11、第五功率开关Q13、第六功率开关Q22和第六功率开关Q24的控制信号。
结合图7和图8a-8b以说明实施例三的工作过程。如图7所示，在工作区间①，G1/3/12/14/21/23为高电平，第一功率开关Q1、第三功率开关Q3、第五功率开关Q12、第五功率开关Q14、第六功率开关Q21和第六功率开关Q23导通，此时，第一工作回路为：Vin-Q1-C1-L1-Q3-Q21-C21-L21-Q23-负载-Vin(负)，其工作示意图如图8a(1)中所示，Vin通过第一储能元件C1、第一磁性元件L1、第二飞跨电容C21和第二电感L21给负载供电；第二工作回路为：C11-Q12-负载-Q14-L11-C11，其工作示意图如图8a(2)所示，第一飞跨电容C11通过第一电感L11给负载供电。并且，在工作区间①中，控制第一个工作回路中等效电容和等效电感的谐振频率等于第二个工作回路中电容和电感的谐振频率，并控制所述谐振频率等于所述功率变换器的工作频率，从而使得所述功率变换器在工作区间①工作在谐振状态。优选的，当第一储能元件C1、第一飞跨电容C11和第二飞跨电容C21三者的容值相等，且第一磁性元件L1、第一电感L11和第二电感L21三者的感值相等时，即C1＝C11＝C21，且L1＝L11＝L21时，工作区间①中，第一个工作回路中等效电容和等效电感的谐振频率等于第二个工作回路中电容和电感的谐振频率。
在工作区间②，G2/4/11/13/22/24为高电平，第二功率开关Q2、第四功率开关Q4、第五功率开关Q11、第五功率开关Q13、第六功率开关Q22和第六功率开关Q24导通，此时，第一工作回路为：C21-Q22-负载-Q24-L21-C21，其工作示意图如图8b(1)所示，第二飞跨电容C21通过第二电感L21给负载供电；第二工作回路为：C1-Q2-Q11-C11-L11-Q13-负载-Q4-L1-C1，其工作示意图如图8b(2)中所示，第一储能元件C1通过第一飞跨电容C11、第一电感L11和第一磁性元件L1给负载供电。并且，在工作区间②中，控制第一个工作回路中电容和电感的谐振频率等于第二个工作回路中等效电容和等效电感的谐振频率，并控制所述谐振频率等于所述功率变换器的工作频率，从而使得所述功率变换器在工作区间②工作在谐振状态。优选的，当第一储能元件C1、第一飞跨电容C11和第二飞跨电容C21三者的容值相等，且第一磁性元件L1、第一电感L11和第二电感L21三者的感值相等时，即C1＝C11＝C21，且L1＝L11＝L21时，工作区间②中，第一个工作回路中电容和电感的谐振频率等于第二个工作回路中等效电容和等效电感的谐振频率。
并且，当第一储能元件C1、第一飞跨电容C11和第二飞跨电容C21三者的容值相等，且第一磁性元件L1、第一电感L11和第二电感L21三者的感值相等时，即C1＝C11＝C21，且L1＝L11＝L21时，所述功率变换器在工作区间①和工作区间②中谐振频率保持不变，电流波形对称。
工作区间①～②为一个工作周期Ts。在本实施例中，通过对各个功率开关的开关状态的控制，以使得所述输出电压Vout等于1/4的输入电压Vin，即Vout＝1/4*Vin，功率变换器能高效地完成4：1的电压转换，并且本实施例中最多仅存在4个功率开关串联耦接，相比现有技术需要8个功率开关串联耦接的方案，减小了串联耦接的功率开关的个数，从而可以使得驱动电路的实现更为简单，并且减小了电路成本。并且，在本实施例中，所述功率变换器工作在谐振状态，因此所述功率变换器中的功率开关工作在ZCS(零电流开关)状态，开关损耗减小。本实施例中，各个工作区间的第一工作回路和第二工作回路中的电流尖峰减小，电流脉动降低，开关损耗减小，提高了所述功率变换器的效率，并且减小了EMI干扰。
在其他的实施例中，所述功率变换器不包括第一磁性元件L1，从而在工作区间①的第一个工作回路和工作区间②的第二工作回路中均不包括第一磁性元件L1，其余的工作过程和控制方法与本实施例相同，在此不进行赘述。在所述功率变换器不包括第一磁性元件L1时，优选的，当第一飞跨电容C11和第二飞跨电容C21两者的容值相等，第一储能元件C1的容值远远大于第一飞跨电容C11的容值，且第一电感L11和第二电感L21两者的感值相等时，即C1>>C11＝C21，L11＝L21时，分别在工作区间①和工作区间②中，第一个工作回路中等效电容和等效电感的谐振频率等于第二个工作回路中等效电容和等效电感的谐振频率。并且，所述功率变换器在工作区间①和工作区间②的谐振频率保持不变，电流波形对称。
图9为本发明功率变换器实施例四的电路示意图。其与实施例三的区别在于：所述第一开关电容11和第二开关电容21的结构不同。
具体的，所述第一开关电容电路1包括串联连接的2N个第五功率开关Q11～Q1(2N)、N-1个第一飞跨电容C11～C1(N-1)以及与N-1个第一飞跨电容C11～C1(N-1)一一对应的N-1个第一电感L11～L1(N-1)，所述2N个第五功率开关Q11～Q1(2N)依次串联在所述第一节点n1和地电位之间，以形成2N-1个第一中间节点m11～m1(2N-1)，第r个第一飞跨电容C1r和第r个第一电感L1r串联后耦接在第r个第一中间节点m1r和第2N-r个第一中间节点m1(2N-r)之间，所述第一开关电容电路1的第二端被配置为第N个第一中间节点m1N，r小于N，N大于等于2。
所述第二开关电容电路2包括串联连接的2N个第六功率开关Q21～Q2(2N)、N-1个第二飞跨电容C21～C2(N-1)以及与N-1个第二飞跨电容C21～C2(N-1)一一对应的N个第二电感L21～L2(N-1)，所述2N个第六功率开关Q21～Q2(2N)依次串联在所述第二节点n2和地电位之间，以形成2N-1个第二中间节点m21～m2(2N-1)，第r个第二飞跨电容C2r和第r个第二电感L2r串联后耦接在第r个第二中间节点m2r和第2N-r个第二中间节点m2(2N-r)之间，所述第二开关电容电路2的第二端被配置为第N个第二中间节点m2N，r小于N，N大于等于2。
在本实施例中，所述功率变换器还包括控制电路，所述控制电路用于控制各个功率开关的开关状态，以使得：所述第一功率开关Q1和所述第三功率开关Q3的开关状态相同，占空比为D，所述第二功率开关Q2和所述第四功率开关Q4的开关状态相同，占空比也为D，D＝1/N，错相控制所述第一功率开关Q1和第二功率开关Q2的开关状态，使得所述第一功率开关Q1和第三功率开关Q3与第二功率开关Q2和第四功率开关Q4的导通时序之间的相位差为360°/N。
控制所述第一功率开关、所述第三功率开关、前N个所述第五功率开关、所述第二功率开关、所述第四功率开关和前N个所述第六功率开关的占空比相同，且占空比＝1/N，控制所述1个第六功率开关Q21和第三功率开关Q3的工作状态相同，依次错相控制所述第1个第六功率开关Q21～第N个第六功率开关Q2N中相邻两个功率开关的开关状态，使得所述第1个第六功率开关Q21～第N个第六功率开关Q2N中相邻两个功率开关的导通时序之间的相位差为360°/N。所述第2N-n+1个第六功率开关Q2(2N-n+1)和第n个第六功率开关Q2n的开关状态互补，n小于等于N。
类似地，控制所述1个第五功率开关Q11和第二功率开关Q2的工作状态相同，依次错相控制所述第1个第五功率开关Q11～第N个第五功率开关Q1N中相邻两个功率开关的开关状态，使得所述第1个第五功率开关Q11～第N个第五功率开关Q1N中相邻两个功率开关的导通时序之间的相位差为360°/N。所述第2N-n+1个第五功率开关Q1(2N-n+1)和第n个第五功率开关Q1n的开关状态互补，n小于等于N。
在本实施例中，一个工作周期包括N个工作区间，分别在各个工作区间，控制第一个工作回路中等效电容和等效电感的谐振频率等于第二个工作回路中等效电容和等效电感的谐振频率，并控制所述谐振频率等于所述功率变换器的工作频率，从而使得所述功率变换器在各个工作区间工作在谐振状态。
控制所述第一储能元件、所述第一飞跨电容和所述第二飞跨电容的容量以及所述第一磁性元件、所述第一电感和所述第二电感的感量，以使得分别在每个工作区间，第一个工作回路中等效电容和等效电感的谐振频率等于第二个工作回路中等效电容和等效电感的谐振频率，并控制所述谐振频率等于所述功率变换器的工作频率，以使得所述功率变换器工作在谐振状态。
优选的，当第一储能元件C1、第一飞跨电容C11～C1N和第二飞跨电容C21与C2N的容值相等，且第一磁性元件L1、第一电感L11～L1N和第二电感L21～L2N的感值相等时，即C1＝C11＝…＝C1N＝C21＝…＝C2N，且L1＝L11＝…＝L1N＝L21～L2N时，分别在各个工作区间的第一个工作回路中等效电容和等效电感的谐振频率等于第二个工作回路中等效电容和等效电感的谐振频率。并且，所述功率变换器在各个工作区间的谐振频率保持不变，电流波形对称。
在本实施例中，通过对各个功率开关的开关状态的控制，以使得所述输出电压Vout等于1/(2*N)的输入电压Vin，即Vout＝1/(2*N)*Vin，其中N大于等于2，功率变换器能高效地完成1/(2*N)：1的电压转换，减小了串联耦接的功率开关的个数，从而可以使得驱动电路的实现更为简单，并且减小了电路成本。并且，在本实施例中，所述功率变换器工作在谐振状态，因此所述功率变换器中的功率开关工作在ZCS(零电流开关)状态，开关损耗减小。本实施例在各个工作区间的第一工作回路和第二工作回路中的电流尖峰减小，脉动降低，开关损耗减小，提高了所述功率变换器的效率，并且减小了EMI干扰。
在其他的实施例中，所述功率变换器不包括第一磁性元件L1，从而在各个工作区间的第一个工作回路和第二工作回路中均不包括第一磁性元件L1，其余的工作过程和控制方法与本实施例相同，在此不进行赘述。控制所述第一储能元件、所述第一飞跨电容和所述第二飞跨电容的容量以及所述第一电感和所述第二电感的感量，以使得分别在每个工作区间，第一个工作回路中等效电容和等效电感的谐振频率等于第二个工作回路中等效电容和等效电感的谐振频率，并控制所述谐振频率等于所述功率变换器的工作频率，以使得所述功率变换器工作在谐振状态。在所述功率变换器不包括第一磁性元件L1时，优选的，当第一飞跨电容C11～C1N和第二飞跨电容C21～C2N的容值相等，第一储能元件C1的容值远远大于第一飞跨电容C11的容值，且第一电感L11～L1N和第二电感L21～L2N的感值相等时，即C1>>C11＝…＝C1N＝C21＝…＝C2N，L11＝…＝L1N＝L21＝…＝L2N时，分别在各个工作区间中，第一个工作回路中等效电容和等效电感的谐振频率等于第二个工作回路中等效电容和等效电感的谐振频率。并且，所述功率变换器在各个工作区间谐振频率保持不变，电流波形对称。
图10为本发明功率变换器实施例五的电路示意图；其与实施例一的区别在于：所述功率变换器还包括第一磁性元件L1，所述第一储能元件C1和所述第一磁性元件L1串联后耦接在所述第一功率开关Q1和第二功率开关Q2的公共端与所述第三功率开关Q3和第四功率开关Q4的公共端之间。并且，所述第一开关电容电路1和第二开关电容电路2的结构不同。
具体的，所述第一开关电容电路1包括串联连接的3个第五功率开关Q11～Q13、1个第一飞跨电容C11和1个第一电感L11，所述第五功率开关Q11～Q13依次串联在所述第一节点n1和地电位之间，以形成2个第一中间节点m11和m12，第一飞跨电容C11和第一电感L11串联后耦接在所述第一节点n1和第二个第一中间节点m12之间，所述第一开关电容电路1的第二端被配置为第一个第一中间节点m11。所述第二开关电容电路2包括串联连接的3个第六功率开关Q21～Q23、1个第二飞跨电容C21和1个第二电感L21，所述第六功率开关Q21～Q23依次串联在所述第二节点n2和地电位之间，以形成2个第二中间节点m21和m22，第二飞跨电容C21和第二电感L21串联后耦接在所述第二节点n2和第二个第二中间节点m22之间，所述第二开关电容电路2的第二端被配置为第一个第二中间节点m21。
在本实施例中，所述功率变换器还包括控制电路，所述控制电路用于控制各个功率开关的开关状态，以使得：所述第一功率开关Q1和所述第三功率开关Q3的开关状态相同，占空比为D，所述第二功率开关Q2和所述第四功率开关Q4的开关状态相同，占空比也为D，且D＝1/2，错相控制所述第一功率开关Q1和第二功率开关Q2的开关状态，所述第一功率开关Q1和第三功率开关Q3与第二功率开关Q2和第四功率开关Q4的导通时序之间的相位差为180°；所述第一个第六功率开关Q21与所述第三功率开关Q3的导通时序之间的相位差为180°，所述第二个第六功率开关Q22与所述第一个第六功率开关Q21的开关状态互补，所述第三个第六功率开关Q23与所述第三功率开关Q3的开关状态互补；所述第一个第五功率开关Q11与所述第二功率开关Q2的导通时序之间的相位差为180°，所述第二个第五功率开关Q12与第一个第五功率开关Q11的开关状态互补，所述第三个第五功率开关Q13和所述第二功率开关Q2的开关状态互补。
图11为本发明功率变换器实施例五的控制信号波形图，其中G1/3/11/13/22为第一功率开关Q1、第三功率开关Q3、第五功率开关Q11、第五功率开关Q13和第六功率开关Q22的控制信号，G2/4/12/21/23为第二功率开关Q2、第四功率开关Q4、第五功率开关Q12、第六功率开关Q21和第六功率开关Q23的控制信号。
结合图11和图12a-12b以说明实施例五的工作过程。如图11所示，在工作区间①，G1/3/11/13/22为高电平，第一功率开关Q1、第三功率开关Q3、第五功率开关Q11、第五功率开关Q13和第六功率开关Q22导通，此时，第一工作回路为：Vin-Q1-C1-L1-Q3-C21-L21-Q22-负载-Vin(负)，其工作示意图如图12a(1)中所示，Vin通过第一储能元件C1、第一磁性元件L1、第二飞跨电容C21和第二电感L21给负载供电；第二工作回路为：C11-Q11-负载-Q13-L11-C11，其工作示意图如图12a(2)所示，第一飞跨电容C11通过第一电感L11给负载供电。并且，在工作区间①中，控制第一个工作回路中等效电容和等效电感的谐振频率等于第二个工作回路中电容和电感的谐振频率，并控制所述谐振频率等于所述功率变换器的工作频率，从而使得所述功率变换器在工作区间①工作在谐振状态。优选的，当第一储能元件C1、第一飞跨电容C11和第二飞跨电容C21三者的容值相等，且第一磁性元件L1、第一电感L11和第二电感L21三者的感值相等时，即C1＝C11＝C21，且L1＝L11＝L21时，工作区间①中，第一个工作回路中等效电容和等效电感的谐振频率等于第二个工作回路中电容和电感的谐振频率。
在工作区间②，G2/4/12/21/23为高电平，第二功率开关Q2、第四功率开关Q4、第五功率开关Q12、第六功率开关Q21和第六功率开关Q23，此时，第一工作回路为：C21-Q21-负载-Q23-L21-C21，其工作示意图如图12b(1)所示，第二飞跨电容C21通过第二电感L21给负载供电；第二工作回路为：C1-Q2-C11-L11-Q12-负载-Q4-L1-C1，其工作示意图如图12b(2)中所示，第一储能元件C1通过第一飞跨电容C11、第一电感L11和第一磁性元件L1给负载供电。并且，在工作区间②中，控制第一个工作回路中电容和电感的谐振频率等于第二个工作回路中等效电容和等效电感的谐振频率，并控制所述谐振频率等于所述功率变换器的工作频率，从而使得所述功率变换器在工作区间②工作在谐振状态。优选的，当第一储能元件C1、第一飞跨电容C11和第二飞跨电容C21三者的容值相等，且第一磁性元件L1、第一电感L11和第二电感L21三者的感值相等时，即C1＝C11＝C21，且L1＝L11＝L21时，工作区间②中，第一个工作回路中电容和电感的谐振频率等于第二个工作回路中等效电容和等效电感的谐振频率。
并且，当第一储能元件C1、第一飞跨电容C11和第二飞跨电容C21三者的容值相等，且第一磁性元件L1、第一电感L11和第二电感L21三者的感值相等时，即C1＝C11＝C21，且L1＝L11＝L21时，所述功率变换器在工作区间①和工作区间②的谐振频率保持不变，电流波形对称。
工作区间①～②为一个工作周期Ts。在本实施例中，通过对各个功率开关的开关状态的控制，以使得所述输出电压Vout等于1/4的输入电压Vin，即Vout＝1/4*Vin，功率变换器能高效地完成4：1的电压转换，并且本实施例中最多仅存在3个功率开关串联耦接，相比现有技术需要8个功率开关串联耦接的方案，减小了串联耦接的功率开关的个数，从而可以使得驱动电路的实现更为简单，并且减小了电路成本。并且，在本实施例中，所述功率变换器工作在谐振状态，因此所述功率变换器中的功率开关工作在ZCS(零电流开关)状态，开关损耗减小。相对于实施例一，本实施例在各个工作区间的第一工作回路和第二工作回路中的电流尖峰减小，脉动降低，减小了开关损耗，提高了所述功率变换器的效率，并且减小了EMI干扰。
在其他的实施例中，所述功率变换器不包括第一磁性元件L1，从而在工作区间①的第一个工作回路和工作区间②的第二工作回路中均不包括第一磁性元件L1，其余的工作过程和控制方法与本实施例相同，在此不进行赘述。在所述功率变换器不包括第一磁性元件L1时，优选的，第一飞跨电容C11和第二飞跨电容C21两者的容值相等，第一储能元件C1的容值远远大于第一飞跨电容的容值，且第一电感L11和第二电感L21两者的感值相等时，即C1>>C11＝C21，L11＝L21时，分别在工作区间①和工作区间②中，第一个工作回路中等效电容和等效电感的谐振频率等于第二个工作回路中等效电容和等效电感的谐振频率。并且，所述功率变换器在工作区间①和工作区间②的谐振频率保持不变，电流波形对称。
图13为本发明功率变换器实施例六的电路示意图；其与实施例五的区别在于：所述第一开关电容11和第二开关电容22的结构不同。
具体的，所述第一开关电容电路11包括串联连接的5个第五功率开关Q11～Q15、2个第一飞跨电容C11与C12以及2个第一电感L11与L12，所述第五功率开关Q11～Q15依次串联在所述第一节点n1和地电位之间，以形成4个第一中间节点m11～m14，第一个第一飞跨电容C11和第一个第一电感L11串联后耦接在第一个第一中间节点m11和第三个第一中间节点m13之间，所述第二个第一飞跨电容C12和第二个第一电感L12串联后耦接在所述第一节点n1和第四个第一中间节点m14之间，所述第一开关电容电路11的第二端被配置为第二个第一中间节点m12。所述第二开关电容电路21包括串联连接的5个第六功率开关Q21～Q25、2个第二飞跨电容C21与C22以及2个第二电感L21与L22，所述第六功率开关Q21～Q25依次串联在所述第二节点n2和地电位之间，以形成4个第二中间节点m21～m24，第一个第二飞跨电容C21和第一个第二电感L21串联后耦接在第一个第二中间节点m21和第三个第二中间节点m23之间，所述第二个第二飞跨电容C22和第二个第二电感L22串联后耦接在所述第二节点n2和第四个第二中间节点m24之间，所述第二开关电容电路21的第二端被配置为第二个第二中间节点m22。
在本实施例中，所述功率变换器还包括控制电路，所述控制电路用于控制各个功率开关的开关状态，以使得：所述第一功率开关Q1和所述第三功率开关Q3的开关状态相同，占空比为D，所述第二功率开关Q2和所述第四功率开关Q4的开关状态相同，占空比也为D，D＝1/3，错相控制所述第一功率开关Q1和第二功率开关Q2的开关状态，所述第一功率开关Q1和第三功率开关Q3与第二功率开关Q2和第四功率开关Q4的导通时序之间的相位差为120°；所述第一个第六功率开关Q21与所述第三功率开关Q3的导通时序之间的相位差为120°，第二个第六功率开关Q22和第一个第六功率开关Q21的导通时序之间的相位差为120°，所述第三个第六功率开关Q23与所述第二个第六功率开关Q22的开关状态互补，所述第四个第六功率开关Q24与所述第一个第六功率开关Q21的开关状态互补，所述第五个第六功率开关Q25与所述第三功率开关Q3的开关状态互补；所述第一个第五功率开关Q11与所述第二功率开关Q2的导通时序之间的相位差为120°，所述第二个第五功率开关Q12与所述第一个第五功率开关Q11的导通时序之间的相位差为120°，所述第三个第五功率开关Q13与第二个第五功率开关Q12的开关状态互补，所述第四个第五功率开关Q14与第一个第五功率开关Q11的开关状态互补，所述第五个第五功率开关Q15和所述第二功率开关Q2的开关状态互补。
图14为本发明功率变换器实施例六的控制信号波形图；其中G1&3为第一功率开关Q1和第三功率开关Q3的控制信号，G2&4为第二功率开关Q2和第四功率开关Q4的控制信号，G21～G25分别为第六功率开关Q21～Q25的控制信号，G11～G15为第五功率开关Q11～G15的控制信号。
结合图14和图15a-15c以说明实施例六的工作过程。如图14所示，在工作区间①，G1&3、G24和G23为高电平，第一功率开关Q1、第三功率开关Q3以及第六功率开关Q23和Q24导通，此时，第一工作回路为：Vin-Q1-C1-L1-Q3-C22-L22-Q24-Q23-负载-Vin(负)，其工作示意图如图15a(1)中所示，Vin通过第一储能元件C1、第一磁性元件L1、第二飞跨电容C22和第二电感L22给负载供电；同时，在工作区间①，G11、G15和G13为高电平，第五功率开关Q11、Q13和Q15导通，此时，第二工作回路为：C12-Q11-C11-L11-Q13-负载-Q15-L12-C12，其工作示意图如图15a(2)所示，第二飞跨电容C12通过第一飞跨电容C11、第一电感L11和第一电感L12给负载供电。并且，在工作区间①中，控制第一个工作回路中等效电容和等效电感的谐振频率等于第二个工作回路中等效电容和等效电感的谐振频率，并控制所述谐振频率等于所述功率变换器的工作频率，从而使得所述功率变换器在工作区间①工作在谐振状态。优选的，当第一储能元件C1、第一飞跨电容C11与C12和第二飞跨电容C21与C22五者的容值相等，且第一磁性元件L1、第一电感L11与L12和第二电感L21与L22五者的感值相等时，即C1＝C11＝C12＝C21＝C22，且L1＝L11＝L12＝L21＝L22时，工作区间①中，第一个工作回路中等效电容和等效电感的谐振频率等于第二个工作回路中等效电容和等效电感的谐振频率。
在工作区间②，G21、G23和G25为高电平，第六功率开关Q21、Q23和Q25导通，此时，第一工作回路为：C22-Q21-C21-L21-Q23-负载-Q25-L22-C22，其工作示意图如图15b(1)所示，第二飞跨电容C22通过第二飞跨电容C21、第二电感L21和第二电感L22给负载供电；同时，在工作区间②，G12、G14、G15为高电平，第五功率开关Q12、Q14和Q15导通，此时，第二工作回路为：C11-Q12-负载-Q15-Q14-L11-C11，其工作示意图如图15b(2)中所示，第一飞跨电容C11通过第一电感L11给负载供电。并且，在工作区间②中，控制第一个工作回路中等效电容和等效电感的谐振频率等于第二个工作回路中电容和电感的谐振频率，并控制所述谐振频率等于所述功率变换器的工作频率，从而使得所述功率变换器在工作区间②工作在谐振状态。优选的，当第一储能元件C1、第一飞跨电容C11与C12和第二飞跨电容C21与C22五者的容值相等，且第一磁性元件L1、第一电感L11与L12和第二电感L21与L22五者的感值相等时，即C1＝C11＝C12＝C21＝C22，且L1＝L11＝L12＝L21＝L22时，工作区间②中，第一个工作回路中等效电容和等效电感的谐振频率等于第二个工作回路中电容和电感的谐振频率。
在工作区间③，G22、G24、G25为高电平，第六功率开关Q22、Q24和Q25导通，此时，第一工作回路为：C21-Q22-负载-Q25-Q24-L21-C21，其工作示意图如图15c(1)中所示，第二飞跨电容C21通过第二电感L21给负载供电；同时在工作区间③，G2&4、G13和G14为高电平，第二功率开关Q2、第四功率开关Q4和第五功率开关Q13与Q14导通，此时，第二工作回路为：C1-Q2-C12-L12-Q14-Q13-负载-Q4-L1-C1，其工作示意图如图15c(2)中所示，第一储能元件C1通过第一飞跨电容C12、第一电感L12和第一磁性元件L1给负载供电。并且，在工作区间③中，控制第一个工作回路中电容和电感的谐振频率等于第二个工作回路中等效电容和等效电感的谐振频率，并控制所述谐振频率等于所述功率变换器的工作频率，从而使得所述功率变换器在工作区间③工作在谐振状态。优选的，当第一储能元件C1、第一飞跨电容C11与C12和第二飞跨电容C21与C22五者的容值相等，且第一磁性元件L1、第一电感L11与L12和第二电感L21与L22五者的感值相等时，即C1＝C11＝C12＝C21＝C22，且L1＝L11＝L12＝L21＝L22时，工作区间③中，第一个工作回路中电容和电感的谐振频率等于第二个工作回路中等效电容和等效电感的谐振频率。
并且，当第一储能元件C1、第一飞跨电容C11与C12和第二飞跨电容C21与C22五者的容值相等，且第一磁性元件L1、第一电感L11与L12和第二电感L21与L22五者的感值相等时，即C1＝C11＝C12＝C21＝C22，且L1＝L11＝L12＝L21＝L22时，所述功率变换器在工作区间①、工作区间②以及工作区间③的谐振频率保持不变，电流波形对称。
工作区间①～③为一个工作周期Ts，在本实施例中，通过对各个功率开关的开关状态的控制，以使得所述输出电压Vout等于1/6的输入电压Vin，即Vout＝1/6*Vin，功率变换器能高效地完成6：1的电压转换，减小了串联耦接的功率开关的个数，从而可以使得驱动电路的实现更为简单，并且减小了电路成本。并且，在本实施例中，所述功率变换器工作在谐振状态，因此所述功率变换器中的功率开关工作在ZCS(零电流开关)状态，开关损耗减小。本实施例在各个工作区间的第一工作回路和第二工作回路中的电流尖峰减小，脉动降低，开关损耗减小，提高了所述功率变换器的效率，并且减小了EMI干扰。
在其他的实施例中，所述功率变换器不包括第一磁性元件L1，从而在各个工作区间的第一个工作回路和第二工作回路中均不包括第一磁性元件L1，其余的工作过程和控制方法与本实施例相同，在此不进行赘述。在所述功率变换器不包括第一磁性元件L1时，优选的，第一飞跨电容C11与C12和第二飞跨电容C21与C22四者的容值相等，第一储能元件C1的容值远远大于第一飞跨电容C11的容值，且第一电感L11与L12和第二电感L21与L22四者的感值相等时，即C1>>C11＝C12＝C21＝C22，L11＝L12＝L21＝L22时，分别在各个工作区间中，第一个工作回路中等效电容和等效电感的谐振频率等于第二个工作回路中等效电容和等效电感的谐振频率。并且，所述功率变换器在工作区间①、工作区间②和工作区间③的谐振频率保持不变，电流波形对称。
图16为本发明功率变换器实施例七的电路示意图。其与实施例五的区别在于：所述第一开关电容11和第二开关电容21的结构不同。
具体的，所述第一开关电容电路1包括串联连接的2N+1个第五功率开关Q11～Q1(2N+1)、N个第一飞跨电容C11～C1N以及与N个第一飞跨电容C11～C1N一一对应的N个第一电感L11～L1N，所述2N+1个第五功率开关Q11～Q1(2N+1)依次串联在所述第一节点n1和地电位之间，以形成2N个第一中间节点m11～m1(2N)，第N个第一飞跨电容C1N和第N个第一电感L1N串联后耦接在所述第一节点n1和第2N个第一中间节点m1(2N)之间，第r个第一飞跨电容C1r和第r个第一电感L1r串联后耦接在第r个第一中间节点m1r和第2N-r个第一中间节点m1(2N-r)之间，所述第一开关电容电路1的第二端被配置为第N个第一中间节点m1N，r小于N，N大于等于1。
所述第二开关电容电路2包括串联连接的2N+1个第六功率开关Q21～Q2(2N+1)、N个第二飞跨电容C21～C2N以及与N个第二飞跨电容C21～C2N一一对应的N个第二电感L21～L2N，所述2N+1个第六功率开关Q21～Q2(2N+1)依次串联在所述第二节点n2和地电位之间，以形成2N个第二中间节点m21～m2(2N)，第N个第二飞跨电容C2N和第N个第二电感L2N串联后耦接在所述第二节点n2和第2N个第二中间节点m2(2N)之间，第r个第二飞跨电容C2r和第r个第二电感L2r串联后耦接在第r个第二中间节点m2r和第2N-r个第二中间节点m2(2N-r)之间，所述第二开关电容电路2的第二端被配置为第N个第二中间节点m2N，r小于N，N大于等于1。
在本实施例中，所述功率变换器还包括控制电路，所述控制电路用于控制各个功率开关的开关状态，以使得：所述第一功率开关Q1和所述第三功率开关Q3的开关状态相同，占空比为D，所述第二功率开关Q2和所述第四功率开关Q4的开关状态相同，占空比也为D，D＝1/(N+1)，错相控制所述第一功率开关Q1和第二功率开关Q2的开关状态，使得所述第一功率开关Q1和第三功率开关Q3与第二功率开关Q2和第四功率开关Q4的导通时序之间的相位差为360°/(N+1)。
控制所述第一功率开关、所述第三功率开关、前N个所述第五功率开关、所述第二功率开关、第四功率开关和前N个所述第六功率开关的占空比相同，且占空比＝1/(N+1)，依次错相控制所述第三功率开关Q3和所述第1个第六功率开关Q21～第N个第六功率开关Q2N中相邻两个功率开关的开关状态，使得所述第三功率开关Q3和所述第1个第六功率开关Q21～第N个第六功率开关Q2N中相邻两个功率开关的导通时序之间的相位差为360°/(N+1)。所述第2N+1个第六功率开关Q2(2N+1)和所述第三功率开关Q3的开关状态互补，所述第2N-n+1个第六功率开关Q2(2N-n+1)和第n个第六功率开关Q2n的开关状态互补，n小于等于N。
类似地，依次错相控制所述第二功率开关Q2和所述第1个第五功率开关Q11～第N个第五功率开关Q1N中相邻两个功率开关的开关状态，使得所述第二功率开关Q2和所述第1个第五功率开关Q11～第N个第五功率开关Q1N中相邻两个功率开关的导通时序之间的相位差为360°/(N+1)。所述第2N+1个第五功率开关Q1(2N+1)和所述第二功率开关Q2的开关状态互补，所述第2N-n+1个第五功率开关Q1(2N-n+1)和第n个第五功率开关Q1n的开关状态互补，n小于等于N。
在本实施例中，一个工作周期包括N+1个工作区间，在各个工作区间，控制第一个工作回路中等效电容和等效电感的谐振频率等于第二个工作回路中等效电容和等效电感的谐振频率，并控制所述谐振频率等于所述功率变换器的工作频率，从而使得所述功率变换器在各个工作区间工作在谐振状态。
控制所述第一储能元件、所述第一飞跨电容和所述第二飞跨电容的容量以及所述第一磁性元件、所述第一电感和所述第二电感的感量，以使得分别在每个工作区间，第一个工作回路中等效电容和等效电感的谐振频率等于第二个工作回路中等效电容和等效电感的谐振频率，并控制所述谐振频率等于所述功率变换器的工作频率，以使得所述功率变换器工作在谐振状态。
优选的，当第一储能元件C1、第一飞跨电容C11～C1N和第二飞跨电容C21与C2N的容值相等，且第一磁性元件L1、第一电感L11～L1N和第二电感L21～L2N的感值相等时，即C1＝C11＝…＝C1N＝C21＝…＝C22，且L1＝L11＝…＝L1N＝L21＝…＝L22时，分别在各个工作区间的第一个工作回路中等效电容和等效电感的谐振频率等于第二个工作回路中等效电容和等效电感的谐振频率。并且，所述功率变换器在各个工作区间的谐振频率保持不变，电流波形对称。
在本实施例中，通过对各个功率开关的开关状态的控制，以使得所述输出电压Vout等于1/(2*(N+1))的输入电压Vin，即Vout＝1/(2*(N+1))*Vin，其中N大于等于1，功率变换器能高效地完成1/(2*(N+1))：1的电压转换，减小了串联耦接的功率开关的个数，从而可以使得驱动电路的实现更为简单，并且减小了电路成本。并且，在本实施例中，所述功率变换器工作在谐振状态，因此所述功率变换器中的功率开关工作在ZCS(零电流开关)状态，开关损耗减小。本实施例中，各个工作区间的第一工作回路和第二工作回路中的电流尖峰减小，脉动降低，开关损耗减小，提高了所述功率变换器的效率，并且减小了EMI干扰。
在其他的实施例中，所述功率变换器不包括第一磁性元件L1，从而在各个工作区间的第一个工作回路和第二工作回路中均不包括第一磁性元件L1，其余的工作过程和控制方法与本实施例相同，在此不进行赘述。控制所述第一储能元件、所述第一飞跨电容和所述第二飞跨电容的容量以及所述第一电感和所述第二电感的感量，以使得分别在每个工作区间，第一个工作回路中等效电容和等效电感的谐振频率等于第二个工作回路中等效电容和等效电感的谐振频率，并控制所述谐振频率等于所述功率变换器的工作频率，以使得所述功率变换器工作在谐振状态。在所述功率变换器不包括第一磁性元件L1时，优选的，当第一飞跨电容C11～C1N和第二飞跨电容C21～C2N的容值相等，第一储能元件C1的容值远远大于第一飞跨电容C11的容值，且第一电感L11～L1N和第二电感L21～L2N的感值相等时，即C1>>C11＝…＝C1N＝C21＝…＝C2N，L11＝…＝L1N＝L21＝…＝L2N时，分别在各个工作区间中，第一个工作回路中等效电容和等效电感的谐振频率等于第二个工作回路中等效电容和等效电感的谐振频率。并且，所述功率变换器在各个工作区间谐振频率保持不变，电流波形对称。
本发明所述的“错相控制所述第一功率开关Q1和第二功率开关Q2的开关状态”，包括以下两种情况：1.第一功率开关Q1的开关状态比第二功率开关Q2的开关状态超前，2.第二功率开关Q2的开关状态比第一功率开关Q1的开关状态超前。本发明所述的“所述第一功率开关Q1与第二功率开关Q2的导通时序之间的相位差为
Figure BDA0003084577370000301
”，包括以下两种情况：1.第一功率开关Q1的导通时序比第二功率开关Q2的导通时序超前
Figure BDA0003084577370000302
2.第二功率开关Q2的导通时序比第一功率开关Q1的导通时序超前
Figure BDA0003084577370000303
本发明中任意两个功率开关的“错相控制”以及“导通时序之间的相位差为
Figure BDA0003084577370000304
”均为上述所述的情况，特此进行说明。
虽然以上将实施例分开说明和阐述，但涉及部分共通之技术，在本领域普通技术人员看来，可以在实施例之间进行替换和整合，涉及其中一个实施例未明确记载的内容，则可参考有记载的另一个实施例。
依照本发明实施例如上文所述，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。

Claims (29)

1.一种功率变换器，其特征在于，包括：
正输入端和负输入端，被配置为接收输入电压；
正输出端和负输出端，被配置为产生输出电压；
第一功率开关和第二功率开关，依次串联耦接在所述正输入端和第一节点之间；
第三功率开关和第四功率开关，依次串联耦接在第二节点和所述负输入端之间；
第一储能元件，用于耦接在所述第一功率开关和所述第二功率开关的公共端与所述第三功率开关和所述第四功率开关的公共端之间；
第一开关电容电路，包括多个第五功率开关，耦接在所述第一节点和所述正输出端之间；
第二开关电容电路，包括多个第六功率开关，耦接在所述第二节点和所述正输出端之间；
其中，所述第一开关电容电路和所述第二开关电容电路的输出端均未直接连接电感，所述输出电压与所述功率变换器中各个功率开关的占空比无关。
2.根据权利要求1所述的功率变换器，其特征在于：所述第一功率开关、所述第二功率开关、所述第三功率开关和所述第四功率开关的占空比相同。
3.根据权利要求2所述的功率变换器，其特征在于：所述第一功率开关和所述第三功率开关的开关状态相同，所述第二功率开关和所述第四功率开关的开关状态相同，错相控制所述第一功率开关和所述第二功率开关的开关状态。
4.根据权利要求1所述的功率变换器，其特征在于：所述第一节点和所述第二节点之间没有物理连接。
5.根据权利要求4所述的功率变换器，其特征在于：所述第一开关电容电路包括串联连接的2N+1个第五功率开关和N个第一飞跨电容，所述2N+1个第五功率开关依次串联在所述第一节点和地电位之间，以形成2N个第一中间节点，第N个第一飞跨电容耦接在所述第一节点和第2N个第一中间节点之间，第r个第一飞跨电容耦接在第r个第一中间节点和第2N-r个第一中间节点之间，第N个第一中间节点耦接所述正输出端，r小于N，N大于等于1。
6.根据权利要求5所述的功率变换器，其特征在于：所述第二开关电容电路包括串联连接的2N+1个第六功率开关和N个第二飞跨电容，所述2N+1个第六功率开关依次串联在所述第二节点和地电位之间，以形成2N个第二中间节点，第N个第二飞跨电容耦接在所述第二节点和第2N个第二中间节点之间，第r个第二飞跨电容耦接在第r个第二中间节点和第2N-r个第二中间节点之间，第N个第二中间节点耦接所述正输出端，r小于N，N大于等于1。
7.根据权利要求6所述的功率变换器，其特征在于：
所述第一开关电容电路还包括与N个第一飞跨电容一一对应的N个第一电感，N个第一电感分别与对应的第一飞跨电容串联耦接；
所述第二开关电容电路还包括与N个第二飞跨电容一一对应的N个第二电感，N个第二电感分别与对应的第二飞跨电容串联耦接。
8.根据权利要求7所述的功率变换器，其特征在于：所述功率变换器还包括第一磁性元件，所述第一磁性元件与所述第一储能元件串联耦接。
9.根据权利要求6或7或8所述的功率变换器，其特征在于：控制所述第一功率开关、所述第二功率开关、所述第三功率开关、所述第四功率开关、每个第五功率开关和每个第六功率开关的开关状态，以使得所述输出电压等于所述输入电压的1/(2*(N+1))。
10.根据权利要求9所述的功率变换器，其特征在于：所述第一功率开关、所述第三功率开关、前N个所述第五功率开关、所述第二功率开关、所述第四功率开关和前N个所述第六功率开关的占空比相同，且占空比＝1/(N+1)。
11.根据权利要求9所述的功率变换器，其特征在于：第2N+1个第五功率开关和所述第二功率开关的开关状态互补，第2N-n+1个第五功率开关和第n个第五功率开关的开关状态互补，第2N+1个第六功率开关和所述第三功率开关的开关状态互补，第2N-n+1个第六功率开关和第n个第六功率开关的开关状态互补，n不大于N。
12.根据权利要求9所述的功率变换器，其特征在于：所述第一功率开关和所述第三功率开关的开关状态相同，所述第二功率开关和所述第四功率开关的开关状态相同，错相控制所述第一功率开关和所述第二功率开关的开关状态，使得所述第一功率开关和第二功率开关的导通时序之间的相位差为360°/(N+1)。
13.根据权利要求9所述的功率变换器，其特征在于：
依次错相控制所述第二功率开关和第1个第五功率开关至第N个第五功率开关中相邻两个功率开关的开关状态，使得所述第二功率开关和第1个第五功率开关至第N个第五功率开关中相邻两个功率开关的导通时序之间的相位差为360°/(N+1)；以及
依次错相控制所述第三功率开关和第1个第六功率开关至第N个第六功率开关中相邻两个功率开关的开关状态，使得所述第三功率开关和第1个第六功率开关至第N个第六功率开关中相邻两个功率开关的导通时序之间的相位差为360°/(N+1)。
14.根据权利要求1所述的功率变换器，其特征在于：所述第一节点和所述第二节点耦接在一起。
15.根据权利要求14所述的功率变换器，其特征在于：所述第一开关电容电路包括串联连接的2N个第五功率开关、N-1个第一飞跨电容和N-1个第一电感，所述2N个第五功率开关依次串联在所述第一节点和地电位之间，以形成2N-1个第一中间节点，第r个第一电感和第r个第一飞跨电容串联后耦接在第r个第一中间节点和第2N-r个第一中间节点之间，第N个第一中间节点耦接所述正输出端，r小于N，N大于1。
16.根据权利要求15所述的功率变换器，其特征在于：所述第二开关电容电路包括串联连接的2N个第六功率开关、N-1个第二飞跨电容和N-1个第二电感，所述2N个第六功率开关依次串联在所述第二节点和地电位之间，以形成2N-1个第二中间节点，第r个第二电感和第r个第二飞跨电容串联后耦接在第r个第二中间节点和第2N-r个第二中间节点之间，第N个第二中间节点耦接所述正输出端，r小于N，N大于1。
17.根据权利要求16所述的功率变换器，其特征在于：所述功率变换器还包括第一磁性元件，所述第一磁性元件与所述第一储能元件串联耦接。
18.根据权利要求7或16所述的功率变换器，其特征在于：控制所述第一储能元件、所述第一飞跨电容和所述第二飞跨电容的容量以及所述第一电感和所述第二电感的感量，使得所述功率变换器分别在一个工作周期中的每个工作区间的各个工作回路中的谐振频率相等，以使得所述功率变换器工作在谐振状态。
19.根据权利要求18所述的功率变换器，其特征在于：所述第一电感和所述第二电感的感量相等，所述第一飞跨电容和所述第二飞跨电容的容量相等，所述第一储能元件的容量大于所述第一飞跨电容的容量。
20.根据权利要求8或17所述的功率变换器，其特征在于：控制所述第一储能元件、所述第一飞跨电容和所述第二飞跨电容的容量以及所述第一磁性元件、所述第一电感和所述第二电感的感量，使得所述功率变换器分别在一个工作周期中的每个工作区间的各个工作回路中的谐振频率相等，以使得所述功率变换器工作在谐振状态。
21.根据权利要求20所述的功率变换器，其特征在于：所述第一磁性元件、所述第一电感和所述第二电感的感量相等，所述第一飞跨电容、所述第二飞跨电容和所述第一储能元件的容量相等。
22.根据权利要求16或17所述的功率变换器，其特征在于：控制所述第一功率开关、所述第二功率开关、所述第三功率开关、所述第四功率开关、每个第五功率开关和每个第六功率开关的开关状态，以使得所述输出电压等于所述输入电压的1/(2*N)。
23.根据权利要求22所述的功率变换器，其特征在于：所述第一功率开关、所述第三功率开关、前N个所述第五功率开关、所述第二功率开关、所述第四功率开关和前N个所述第六功率开关的占空比相同，且占空比＝1/N。
24.根据权利要求22所述的功率变换器，其特征在于：第2N-n+1个第五功率开关和第n个第五功率开关的开关状态互补，第2N-n+1个第六功率开关和第n个第六功率开关的开关状态互补，n不大于N。
25.根据权利要求22所述的功率变换器，其特征在于：所述第一功率开关、所述第三功率开关以及第1个第六功率开关的开关状态相同，所述第二功率开关、所述第四功率开关以及第1个第五功率开关的开关状态相同，错相控制所述第一功率开关和所述第二功率开关的开关状态，使得所述第一功率开关和所述第二功率开关的导通时序之间的相位差为360°/N。
26.根据权利要求22所述的功率变换器，其特征在于：
依次错相控制第1个第五功率开关至第N个第五功率开关中相邻两个功率开关的开关状态，使得第1个第五功率开关至第N个第五功率开关中相邻两个功率开关的导通时序之间的相位差为360°/N；以及
依次错相控制第1个第六功率开关至第N个第六功率开关中相邻两个功率开关的开关状态，使得第1个第六功率开关至第N个第六功率开关中相邻两个功率开关的导通时序之间的相位差为360°/N。
27.根据权利要求7或8或16或17所述的功率变换器，其特征在于：控制所述第一功率开关、所述第二功率开关、所述第三功率开关、所述第四功率开关、每个第五功率开关和每个第六功率开关的开关状态，使得所述输入电压至少通过所述第一储能元件、所述第二飞跨电容以及所述第二电感向负载提供能量，以及所述第一飞跨电容至少通过所述第一电感向负载提供能量。
28.根据权利要求7或8或16或17所述的功率变换器，其特征在于：控制所述第一功率开关、所述第二功率开关、所述第三功率开关、所述第四功率开关、每个第五功率开关和每个第六功率开关的开关状态，使得所述第一储能元件至少通过所述第一飞跨电容和所述第一电感向负载提供能量；以及所述第二飞跨电容至少通过所述第二电感向负载提供能量。
29.根据权利要求7或8或16或17所述的功率变换器，其特征在于：控制所述第一功率开关、所述第二功率开关、所述第三功率开关、所述第四功率开关、每个第五功率开关和每个第六功率开关的开关状态，使得所述第一飞跨电容至少通过所述第一电感向负载提供能量；以及所述第二飞跨电容至少通过所述第二电感向负载提供能量。
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