CN111865089A

CN111865089A - 一种隔离型宽增益准开关升压dc-dc变换器电路

Info

Publication number: CN111865089A
Application number: CN202010656522.2A
Authority: CN
Inventors: 朱小全; 胡磊; 金科
Original assignee: Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Current assignee: Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Priority date: 2020-07-09
Filing date: 2020-07-09
Publication date: 2020-10-30

Abstract

本发明公开了一种隔离型宽增益准开关升压DC‑DC变换器电路，属于发电、变电或配电的技术领域。该电路包括第一电感与二次型升压网络构成的第一级升压电路，由第三二极管、第四二极管、四个MOS管和第一电容构成的准开关型第二级升压网络，作为第三级升压电路的变压器，由第一输出电容、第二输出电容、第一输出二极管和第二输出二极管构成的倍压整流网络，倍压整流网络作为第四级升压电路。整个电路电压增益高，输入电流连续，负载电流连续，输入输出隔离且电路不存在启动冲击电流和MOS管开通瞬间的冲击电流。

Description

一种隔离型宽增益准开关升压DC-DC变换器电路

技术领域

本发明涉及电力电子电路技术，具体涉及一种适用于燃料电池发电和光伏发电系统的隔离型宽增益准开关升压DC-DC变换器电路，属于发电、变电或配电的技术领域。

背景技术

在新能源发电系统中，燃料电池发电和太阳能光伏发电已经成为当今实施最为广泛的可再生能源发电方式之一，但是由于单个燃料电池和光伏电池板的输出电压等级较低，不能满足现有一些用电设备和并网的要求，因此它们的输出电压必须经过高增益的升压DC/DC变换器后才能使用。近几年，相关学者提出了Z源 DC-DC变换器和开关升压DC-DC变换器，虽然它们各自分别利用Z源阻抗网络和开关升压网络实现了输出电压的提升，但是其它们对应的电压增益仍有很大的提升空间，且在很多应用场合中往往存在需要变换器的输出和输入之间实现电隔离的需求，因此隔离型宽增益直流变换器的研究和发展变得越来越重要。

发明内容

本发明的发明目的是针对上述背景技术的不足，提供了一种隔离型宽增益准开关升压DC-DC变换器电路，实现了隔离型变换器的高增益输出，解决了现有宽增益变换器电压增益有待提高的技术问题。

本发明为实现上述发明目的采用如下技术方案：

一种隔离型宽增益准开关升压DC-DC变换器电路，包括：第一电感、二次型升压网络、准开关升压网络、变压器、倍压整流器、负载。二次型升压网络由第一二极管、第二二极管、第二电容、第二电感构成；准开关升压网络由第三二极管、第四二极管、四个MOS管和第一电容构成；倍压整流器由第一输出电容、第二输出电容、第一输出二极管和第二输出二极管构成；第一电感与二次型升压网络依次串联构成第一级升压电路；以第一电容、第三二极管、第四二极管和四个MOS管构成的准开关升压电路作为第二级升压电路；变压器作为第三级升压电路；倍压整流器作为整流器的同时也构成第四级升压电路；且经过倍压整流器可直接接入负载构成输出电路。

一种准开关隔离型高增益DC-DC变换器电路，其具体连接方式为：电压源的正极与第一电感的一端连接；第一电感的另一端与第一二极管的阳极和第二二极管的阳极连接；第一二极管的阴极与第二电容的正极、第二电感的一端连接；第二电感的另一端与第二二极管的阴极、第三二极管的阳极和第一MOS管的漏极连接；第三二极管的阴极与第三MOS管的漏极、第一电容的正极连接；第三 MOS管的源极与第四MOS管的漏极、变压器原边绕组的电流流出端连接；第四 MOS管的源极和第四二极管的阴极、第二电容的阴极以及电压源的负极连接；第一MOS管的源极和变压器原边绕组电流流入端、第二MOS管的漏极连接；第二MOS管的源极和第一电容的阴极、第四二极管的正极连接；变压器副边绕组的电流流入端与第一输出电容的负极、第二输出电容的正极连接；变压器副边绕组的电流流出端与第一输出二极管的阳极、第二输出二极管的阴极连接；第一输出电容的正极与第一输出二极管的阴极以及负载的一端连接；第二输出电容的负极与第二输出二极管的阳极以及负载的另一端连接。

本发明采用上述技术方案，具有以下有益效果：电压增益更高，在相同输入电压的情况下，输出相同电压时，阻抗网络中的电容电压应力和电感电流应力都比传统的级联准Z源隔离型升压变换器降低了；对启动冲击电流具有很好的抑制作用，MOS管开通瞬间，输出电容在MOS管开通瞬间也不会对MOS管产生冲击电流，可靠性提高；且输入电源电流连续，负载电流连续，因而更适合应用于燃料电池发电和光伏发电等新能源发电技术领域；输入和输出相隔离，可保证燃料电池电压输入稳定，也确保了输出电压的稳定。

附图说明

图1是本发明具体实施方式中的一种准开关隔离型高增益DC-DC变换器电路。

图2是图1所示一种准开关隔离型高增益DC-DC变换器电路中各MOS管在一个工作周期内的栅极信号波形图，其中，V_sh为直通占空比D₀控制信号， D₀＝1-V_sh。

图3(a)至图3(d)是图1所示一种准开关隔离型高增益DC-DC变换器电路各个工作状态的等效电路图。

图4(a)是本发明电路的增益曲线与传统的级联准Z源隔离型升压变换器的增益曲线比较图，实线表示本发明电路的增益曲线，虚线表示传统级联准Z 源隔离型升压变换器的增益曲线；图4(b)是V_dc＝10V，占空比D₀＝0.2，n＝1 时变换器输出电压增益、第一电容电压、第二电容电压、输出电压、第一电感电流、第二电感电流的波形图。

图中标号说明：V_dc为电压源，L₁、L₂为第一、第二电感，D₁、D₂、D₃、D₄为第一、第二、第三、第四二极管，C₁、C₂第一、第二电容，S₁、S₂、S₃、S₄为第一、第二、第三、第四开关管，T为变压器，C₀₁、C₀₂为第一、第二输出电容，D_o1、D_o2为第一、第二输出二极管，R_L为负载。

具体实施方式

下面结合附图对发明的技术方案进行详细说明。

参考图1，本发明公开的一种准开关隔离型高增益DC-DC变换器电路，其包括：第一电感L₁、二次型升压网络、准开关升压网络、变压器T、倍压整流器、负载R_L。二次型升压网络由第一二极管D₁、第二二极管D₂、第二电容C₂、第二电感L₂构成；准开关升压网络由第三二极管D₃、第四二极管D₄、第一MOS 管S₁、第二MOS管S₂、第三MOS管S₃、第四MOS管S₄和第一电容C₁构成；倍压整流器由第一输出电容C_O1、第二输出电容C_O2、第一输出二极管D_O1和第二输出二极管D_O1构成；第一电感L₁与二次型升压网络依次串联构成第一级升压电路，二次型升压网络相比于传统的阻抗源升压网络用一个二极管替换了一个电容，实现第一级升压的同时控制了体积；以第一电容C₁、第三二极管D₃、第四二极管D₄和第一MOS管S₁、第二MOS管S₂、第三MOS管S₃、第四MOS 管S₄构成的准开关升压电路作为第二级升压电路，准开关升压网络为电路提供了直通模式且将电压由交流转为交流；变压器T作为第三级升压电路可大幅度提高电路升压能力，同时也实现了隔离作用；倍压整流器作为整流器的同时也构成第四级升压电路，变压器二次侧电压接入倍压整流器后实现了整流、电压幅值翻倍、稳压三个功能；且经过倍压整流器可直接接入负载R_L构成输出电路。

图1所示准开关隔离型高增益DC-DC变换器电路的具体连接关系如下：电压源V_dc的正极与第一电感L₁的一端连接；第一电感L₁的另一端与第一二极管 D₁的阳极和第二二极管D₂的阳极连接；第一二极管D₁的阴极与第二电容C₂的正极、第二电感L₂的一端连接；第二电感L₂的另一端与第二二极管D₂的阴极、第三二极管D₃的阳极和第一MOS管S₁的漏极连接；第三二极管D₃的阴极与第三MOS管S₃的漏极、第一电容C₁的正极连接；第三MOS管S₃的源极与第四MOS管S₄的漏极、变压器T原边绕组的电流流出端连接；第四MOS管S₄的源极和第四二极管D₄的阴极、第二电容C₂的阴极以及电压源V_dc的负极连接；第一MOS管S₁的源极和变压器T原边绕组电流流入端、第二MOS管S₂的漏极连接；第二MOS管S₂的源极和第一电容C₁的阴极、第四二极管D₄的正极连接；变压器T副边绕组的电流流入端与第一输出电容C₀₁的负极、第二输出电容C₀₂的正极连接；变压器T副边绕组的电流流出端与第一输出二极管D_o1的阳极、第二输出二极管D_o2的阴极连接；第一输出电容C₀₁的正极与第一输出二极管D_o1的阴极以及负载R_L的一端连接；第二输出电容C₀₂的负极与第二输出二极管D_o2的阳极以及负载R_L的另一端连接。

图1所示准开关隔离型高增益DC-DC变换器电路包含图3(a)至图3(d) 所示的四种工作状态，第一至第四开关管在一个工作周期内的栅极控制信号如图 2所示。

Ⅰ)直通状态

如图3(a)所示，当第一MOS管S₁、第二MOS管S₂、第三MOS管S₃、第四MOS管S₄均导通时，第一二极管D₁、第三二极管D₃和第四二极管D₄均关断，第二二极管D₂导通，变压器原边输入电压为-V_C1。

Ⅱ)输出状态A

当第二MOS管S₂、第三MOS管S₃导通，第一MOS管S₁、第四MOS管 S₄关断时，第一二极管D₁、第三二极管D₃和第四二极管D₄均导通，第二二极管D₂关断，变压器原边输入电压为-V_C1。

Ⅲ)零状态

当第二MOS管S₂、第四MOS管S₄导通，第一MOS管S₁、第三MOS管 S₃关断时，第一二极管D₁、第三二极管D₃和第四二极管D₄均导通，第二二极管D₂关断，变压器原边输入电压为0。

Ⅳ)输出状态B

当第一MOS管S₁、第四MOS管S₄导通，第二MOS管S₂、第三MOS管 S₃关断时，第一二极管D₁、第三二极管D₃和第四二极管D₄均导通，第二二极管D₂关断，变压器原边输入电压为V_C1。

根据对变压器原边输入电压的分析可知变压器副边电压在第Ⅰ、第Ⅱ模态下均为-NV_C1，第一输出二极管D_O1导通，第二输出二极管D_O2关断，第一输出电容C_O1的电压为NV_C1；变压器副边电压在第Ⅳ模态下为NV_C1，第一输出二极管 D_O1关断，第二输出二极管D_O2导通，第二输出电容C_O2的电压为NV_C1；变压器副边电压在第Ⅲ模态下为0时，第一输出二极管D_O1和第二输出二极管D_O2均关断；第Ⅰ、第Ⅱ、第Ⅳ模态下负载R_L两端的电压均为2NV_C1。整个电路电压增益高，输入电流连续，负载电流连续，输入输出隔离，且电路不存在启动冲击电流和MOS管开通瞬间的冲击电流。

在图3(a)所示直通状态下，开关管第一MOS管S₁、第二MOS管S₂、第三MOS管S₃、第四MOS管S₄均导通，此时有电压关系式：

V_L1＝V_C1+V_dc (1)，

V_L2＝V_C1+V_C2 (2)，

V_pr＝V_D3＝V_D4＝-V_C1 (3)。

在图3(b)所示输出状态A下，第二MOS管S₂、第三MOS管S₃导通，第一MOS管S₁、第四MOS管S₄关断，此时有电压关系式：

V_L1＝V_dc-V_C2 (4)，

V_L2＝V_C2-V_C1 (5)，

V_pr＝-V_C1 (6)。

在图3(c)所示零状态下，第二MOS管S₂、第四MOS管S₄导通，第一 MOS管S₁、第三MOS管S₃关断，此时有电压关系式：

V_L1＝V_dc-V_C2 (7)，

V_L2＝V_C2-V_C1 (8)，

V_pr＝0 (9)。

在图3(d)所示输出状态B下，第一MOS管S₁、第四MOS管S₄导通，第二MOS管S₂、第三MOS管S₃关断，此时有电压关系式：

V_L1＝V_dc-V_C2 (10)，

V_L2＝V_C2-V_C1 (11)，

V_pr＝V_C1 (12)。

将图3(b)、图3(c)、图3(d)所示三种模态合并为非直通状态，设图 3(a)所示直通状态的占空比为D₀，则根据L₂伏秒积分为零，联立(2)、(5) 式可得：

(V_C2+V_C1)×D₀+(V_C2-V_C1)×(1-D₀)＝0 (13)。

化简可得到第一电容C₁和第二电容C₂电压间的关系：

V_C2＝(1-2D₀)V_C1 (14)。

根据L₁伏秒积分为零，联立(1)、(4)、(14)式可得：

(V_dc+V_C1)×D₀+[V_dc-(1-2D₀)V_C1]×(1-D₀)＝0 (15)，

化简可得到第一电容C₁和电压源V_dc电压间的关系：

考虑到变压器变比N和倍压整流器的作用，可知本发明电路的增益因子表达式为：

图4(a)为本发明电路的增益曲线与传统的级联准Z源隔离型升压变换器的增益曲线的比较图。当N为1时已经远超该级联准Z源隔离型升压变换器的电压增益，当占空比不到0.3时电压增益因子已经达到了很高，且本变换器的占空比不会超过0.3，因此相比之下，本发明电路的增益是非常高的。

在诸多电容中电压应力最大的为第一输出电容C_O1和第二输出电容C_O2，其电压与输出电压V_O的关系为：

可知电压应力最大也只是输出电压的一半，其余各电容的电压应力则更小，因而本发明电路各部分电容的电压应力均比较低。

由于第一电感L₁的电流即为电源电流，故输入电流连续，而输出电压即为第一、第二输出电容的电压之和，故输出电压也稳定。另外，由于本发明电路本身拓扑结构的特点，当其启动时，第一电感L₁和第二电感L₂对启动冲击电流有抑制作用，有利于变换器的软启动，减少了对器件的冲击损害。

图4(b)以V_dc＝10V，占空比D₀＝0.2，高频变压器的变比n＝1为例给出了本发明电路中相关变量的仿真结果。D₀＝0.2，n＝1时，对应的输出电压增益G＝7.14，电容电压V_C1＝35V，V_C2＝21V，经过高频变压器和倍压整流器之后，输出电压 V_o＝71V。此外，图4b中还给出了电感电流i_L1和i_L2的波形以及高频变压器一次侧输入电压V_pr的波形。

综上所述，本发明提出的一种隔离型宽增益准开关升压DC-DC变换器，与传统的隔离型级联准Z源DC-DC变换器相比，减少了无源元件的使用数量，无需额外的功率开关管，结构简单，控制方便；电源电流连续；且在相同的输入电压和占空比的情况下，具有更高的输出电压增益，在电路启动瞬间不存在启动冲击电流，因此本发明电路具有很广泛的应用前景。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受所述实施例的限制，其它的任何未背离本发明目的的所作的改变、修饰、替代、组合、简化方案均应为等效的置换方式且都包含在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种隔离型宽增益准开关升压DC-DC变换器电路，其特征在于，包括：

第一级升压电路，包括第一电感以及由第一二极管、第二二极管、第二电容、第二电感组成的二次型升压网络，第一电感的一端与电压源的正极连接，第一电感的另一端与第一二极管的阳极和第二二极管的阳极连接，第一二极管的阴极与第二电容的正极、第二电感的一端连接，第二电感的另一端与第二二极管的阴极连接；

第二级升压电路，为第一电容、第三二极管、第四二极管、第一MOS管、第二MOS管、第三MOS管、第四MOS管组成的准开关升压电路，第三二极管的阳极与第二二极管的阴极、第一MOS管的漏极连接，第三二极管的阴极与第三MOS管的漏极、第一电容的正极连接，第三MOS管的源极与第四MOS管的漏极连接；第四MOS管的源极和第四二极管的阴极、第二电容的阴极以及电压源的负极连接，第一MOS管的源极与第二MOS管的漏极连接，第二MOS管的源极和第一电容的阴极、第四二极管的正极连接；

第三级升压电路，为变压器，变压器原边绕组电流流入端与第一MOS管的源极连接，变压器原边绕组的电流流出端与第四MOS管的漏极连接；及，

第四级升压电路，为由第一输出电容、第二输出电容、第一输出二极管、第二输出二极管组成的倍压整流器，第一输出电容的正极与第一输出二极管的阴极连接，第一输出电容的负极与第二输出电容的正极、变压器副边绕组的一端连接，第一输出二极管的阳极与第二输出二极管的阴极、变压器副边绕组的另一端连接，第二输出电容的阴极与第二输出二极管的阳极连接。

2.根据权利要求1所述一种隔离型宽增益准开关升压DC-DC变换器电路，其特征在于，采用脉宽调制策略控制该变换器电路工作于直通状态和非直通状态。

3.根据权利要求2所述一种隔离型宽增益准开关升压DC-DC变换器电路，其特征在于，采用脉宽调制策略控制该变换器电路工作于直通状态时，该变换器电路工作于模态一，导通第一至第四MOS管、第二二极管、第一输出二极管，关断第一二极管、第三二极管、第四二极管、第二输出二极管，第一输出电容的电压为nV_C1，倍压整流器输出电压为2nV_C1，n为变压器副边绕组与原边绕组的匝数比，V_C1为第一电容的电压。

4.根据权利要求2所述一种隔离型宽增益准开关升压DC-DC变换器电路，其特征在于，采用脉宽调制策略控制该变换器电路工作于非直通状态时，该变换器电路依次工作于以下三种模态，

模态二：导通第二MOS管、第三MOS管、第一二极管、第三二极管、第四二极管、第一输出二极管，关断第一MOS管、第四MOS管、第二二极管、第二输出二极管，第一输出电容的电压为nV_C1，n为变压器副边绕组与原边绕组的匝数比，V_C1为第一电容的电压，倍压整流器输出电压为2nV_C1；

模态三：导通第二MOS管、第四MOS管、第一二极管、第三二极管、第四二极管、第一输出二极管、第二输出二极管，关断第一MOS管、第三MOS管、第二二极管，变压器副边电压为0；

模态四：导通第一MOS管、第四MOS管、第一二极管、第三二极管、第四二极管、第二输出二极管，关断第二MOS管、第三MOS管、第二二极管、第一输出二极管，第二输出电容的电压为nV_C1，倍压整流器输出电压为2nV_C1。