CN105576983A - 一种谐振直流/直流变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种谐振直流/直流变换器，包括直流源单元、功率变换单元、控制单元和输出整流单元。其中功率变换单元包括谐振电路和至少一路移相电路，移相电路包括至少一对第一开关元件S1、S2和至少一颗移相电感La，移相电感一端与第一开关元件S1、S2的桥节点相连，另一端则耦接至谐振电路；控制单元驱动功率变换单元每一开关元件，根据输出整流单元反馈信号计算开关频率和第一开关元件的移相角。另外，该谐振直流/直流变换器适用于串联方案，也可扩展为两路或多路并联，实现交错。本发明在谐振电路基础上增加了移相电路，通过调整移相角使得输出电压下降，实现谐振电路宽输出电压范围的调节。

Description

一种谐振直流/直流变换器
技术领域
本发明涉及直流电源变换技术，并且更具体地，涉及一种谐振直流/直流变换器。
背景技术：
谐振变换器由于其简单的电路拓扑，以及能够在全负载范围实现软开关的特性，被广泛应用于电源等产品。谐振变换器虽然有诸多优点，但仍存在些许不足，比如输出电压范围较窄，尤其是轻载或空载时，输出电压受限于电压增益而无法继续下调。
以LLC谐振直流/直流变换器为例，图1为全桥LLC谐振电路的基本形式，本电路采用变频调制控制，在不考虑死区的理想情况下，开关管S1、S4与S2、S3互补对称驱动，占空比设为50%。那么输出电压增益M可表示为：
（1）
式中Vo、Vin分别为输出、输入电压，fs为开关频率，Lr为谐振电感，Lm为励磁电感，Cr为谐振电容，，，，fr为谐振频率，fn为归一化频率，k为电感系数。
当谐振变换器工作在轻载或空载时，对应的开关频率fs大于谐振频率fr。分析式1可知，上述状态下电压增益M反比于开关频率fs、正比于电感系数k。理论上，增大开关频率能够获取较小的电压增益，但在实际应用中由于变压器和开关元件分布电容的影响，使得输出电压增益曲线新增一个谐振点，导致LLC谐振电路工作在高频状态时，M反而随fs的增大而增大；至于通过减小电感系数k使电压增益曲线变陡，从而获取较小高频增益的方法，将增大磁芯损耗和导通损耗导致效率下降。
目前，针对谐振变换器输出电压范围窄的问题，比较常用的处理方法是采用间歇式控制模式，也就是俗称的打嗝模式。该方法在期望电压受限于电压增益下限无法输出时，驱动开启间歇式工作模式，即以固定开关频率（比如最大开关频率）驱动开关管，一段时间后停止驱动，随后又开启，不断重复。间歇式控制模式能够有效拓宽输出电压下限，但缺点同样明显，输出电压纹波较大，并且封波后管子首次导通为硬开通增加了开关损耗，因此必须升级包括输出电容和开关元件在内的器件应力。
可见，以上三种方法对扩展全桥LLC谐振变换器输出电压范围都存在不同缺陷。同样的，理论上分析，上述方法在其他谐振变换器应用中都存在类似不足。
发明内容：
本发明目的在于提供一种谐振直流/直流变换器，以解决现有谐振直流/直流变换器输出电压范围窄的问题，尤其是针对变换器工作在轻载或空载时，输出电压受限于电压增益无法下调的问题。为了实现上述目的，本发明所采取的技术方案是：
一种谐振直流/直流变换器，包括直流源单元、功率变换单元、控制单元和输出整流单元，直流源单元与功率变换单元连接以便为该功率变换单元提供能量；其特征在于所述功率变换单元包括谐振电路和至少一路移相电路，移相电路包括至少一对第一开关元件S1、S2和至少一颗移相电感La，移相电感一端与第一开关元件S1、S2的桥节点相连，另一端则耦接至谐振电路；控制单元驱动功率变换单元每一开关元件，根据输出整流单元反馈信号计算开关频率和第一开关元件的移相角。
进一步地，所述至少一路移相电路包括两路或多路并联的移相电路。
进一步地，所述一对第一开关元件，其中一个开关元件与所述直流源正极相连，另一个开关元件与所述直流源负极相接，并且两开关元件相互连接，其桥节点耦接至所述移相电感。
进一步地，所述一对第一开关元件是绝缘栅双极型晶体管IGBT或金属氧化物半导体场效应管MOSFET等半导体开关。
进一步地，所述控制单元包括输出电流采样元件、输出电压采样元件和控制器。
进一步地，所述控制单元根据所述输出采样，调整移相角在0°至180°之间变化，扩展所述谐振电路的输出电压增益范围。
进一步地，所述输出整流单元包括至少用一只二极管或一只同步整流器件实现的全桥整流、全波整流、倍压整流和倍流整流等整流电路。
进一步地，所述谐振直流/直流变换器适用于串联方案。
进一步地，所述谐振直流/直流变换器可以扩展为两路以上的多路并联，实现交错。
本发明有益的技术效果在于，在谐振直流/直流变换器中增加了移相电路，并在原变频调制控制方式的基础上引入了移相控制方式，解决了谐振变换器工作在轻载或空载时，输出电压受限于电压增益无法下调的问题，从而拓宽了输出电压范围。
附图说明：
下面描述的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他附图。
图1为全桥LLC谐振直流/直流变换器示意图；
图2为本发明谐振直流/直流变换器一种实施例的电路示意图；
图3为图2所示变换器移相0°的等效电路示意图；
图4为图2所示变换器移相180°的等效电路示意图；
图5为本发明谐振直流/直流变换器另一种实施例的电路示意图；
图6为一种多路移相的谐振直流/直流变换器示意图；
图7为一种串联的谐振直流/直流变换器示意图；
图8为另一种串联的谐振直流/直流变换器示意图；
图9为一种两路交错并联的谐振直流/直流变换器示意图；
图10为另一种两路交错并联的谐振直流/直流变换器示意图；
图11为一种多路交错并联的谐振直流/直流变换器示意图；
图12为本发明谐振直流/直流变换器各实施例的原理框图。
具体实施方法：
以下描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明的实施例，本领域普通技术人员在没有创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
实施例一
如图2所示，谐振直流/直流变换器20包括直流源单元21、功率变换单元22、控制单元23和输出整流单元24，其中直流源单元21为功率变换单元22提供能量，功率变换单元22除谐振电路外包括至少一路移相电路，控制单元23根据输出整流单元24的采样信号输出功率变换单元22开关元件的工作频率和移相角。由此可见，谐振直流/直流变换器20通过引入移相电路，实现谐振电路宽输出电压范围的目标。
功率变换单元22包括谐振电路和移相电路。本实施例中谐振电路采用全桥LLC谐振直流/直流变换器，第五开关元件S5、第六开关元件S6与第七开关元件S7、第八开关元件S8互补对称驱动，谐振元件的排列优选谐振电感Lr、谐振电容Cr和变压器T，即谐振电感Lr的第一端耦合至第五开关元件S5和第六开关元件S6的桥节点，第二端连接至谐振电容Cr，Cr再与变压器T相连，变压器T另一端最终耦接至第七开关元件S7和第八开关元件S8的桥节点。此外，移相电路优选包括第九开关元件S9、第十开关元件S10和移相电感La。其中第九开关元件S9和第十开关元件S10相连，而S9一端与直流电源正极相连，S10与直流电源负极相接；移相电感La一端耦接至第九开关元件S9和第十开关元件S10的桥节点，另一端则与谐振电感Lr和谐振电容Cr的接面节点相连。一般而言，开关元件可以是绝缘栅器件，例如绝缘栅双极型晶体管IGBT或金属氧化物半导体场效应管MOSFET，也可以是其他新型半导体开关。
控制单元23检测输出整流单元24的电压、电流信号（本实施例中输出整流单元24采用全桥整流），因此主要包括电流采样元件、电压采样元件和控制器。控制器的输出端连接到功率变换单元22的每一开关元件的栅极，根据输出反馈情况调整每一开关管的驱动频率，以及第九开关元件S9和第十开关元件S10的移相角。
为进一步分析电路原理，分别讨论本实施例移相0°、180°的两种极限工作情况。参考图3变换器移相0°的等效示意电路，此时谐振电感Lr与移相电感La并联，第五开关元件S5、第六开关元件S6分别与第九开关元件S9、第十开关元件S10并联，并且并管驱动相同，故电路本质为全桥LLC，采用变频调制控制方式。参考图4变换器移相180°的等效示意电路，此时移相电感La并联至谐振电容Cr和变压器T两端，第七开关元件S7、第八开关元件S8分别与第九开关元件S9、第十开关元件S10并联，同样的，并管驱动一致，显然谐振腔仍工作于感性状态，变换器采用变频调制加移相的控制方式。
假设上述电路除移相角外其他工作状况相同。为便于输出电压增益的分析，计算时将谐振电容、变压器的励磁电感和反射阻抗等效为Requal，那么图3、图4等效负载的电压增益M’0、M’180分别如式2、3所示：
（2）
（3）
由于输出电压Vo正比于等效负载电压Vequal，那么输出电压增益M同样正比于等效负载电压增益M’，将式2比上式3可得：
（4）
分析式4可知，移相180°时的电压增益小于0°的。另外，当移相角大于0°小于180°时，电路可简单视为上述两个工作状态的结合，电压增益随移相角的增大而减小。因此，增大移相角可使输出电压下降，拓宽输出电压调节范围。
实施例二
如图5所示，与前一实施例的不同仅在于，本实施例中谐振电路采用半桥LLC谐振直流/直流变换器，其中第十一开关元件S11与第十二开关元件S12互补对称驱动，谐振元件的排列优选谐振电感Lr、谐振电容Cr和变压器T，即谐振电感Lr的第一端耦合至第十一开关元件S11和第十二开关元件S12的桥节点，第二端连接至谐振电容Cr，Cr再与变压器T相连，变压器T另一端最终耦接至直流电源负极。此外，移相电路优选包括第十三开关元件S13、第十四开关元件S14和移相电感La。其中第十三开关元件S13和第十四开关元件S14相连，而S13一端与直流电源正极相连，S14与直流电源负极相接；移相电感La一端耦接至第十三开关元件S13和第十四开关元件S14的桥节点，另一端则与谐振电感Lr和谐振电容Cr的接面节点相连。
实施例三
如图6所示，本实施例为一种多路移相的谐振直流/直流变换器，与实施例一不同仅在于，所述移相电路由两路并联的桥臂组成，开关元件分别连接至直流源的正、负两端，两颗移相电感的接面节点耦接至谐振电路。
实施例四
如图7所示，本实施例为一种串联的谐振直流/直流变换器，由两个实施例一所述的变换器构成，其中所述两个变换器的直流源单元和功率变换单元相互串联，输出整流单元则相互串联。
实施例五
如图8所示，本实施例为另一种串联的谐振直流/直流变换器，与实施例四的不同仅在于，所述输出整流单元相互并联。
实施例六
如图9所示，本实施例为一种两路交错并联的谐振直流/直流变换器，由两个实施例一所述的变换器构成，其中功率变换单元相互并联后连接至直流源的正负端，输出整流单元则相互串联。
实施例七
如图10所示，本实施例为另一种两路交错并联的谐振直流/直流变换器，与实施例六的不同仅在于，所述输出整流单元相互并联。
实施例八
如图11所示，本实施例为一种多路交错并联的谐振直流/直流变换器，由多个实施例一所述的变换器构成，其中功率变换单元相互并联后连接至直流源的正负端，输出整流单元则相互串联。

Claims (10)

1.一种谐振直流/直流变换器，包括直流源单元、功率变换单元、控制单元和输出整流单元，直流源单元与功率变换单元连接以便为该功率变换单元提供能量；其特征在于所述功率变换单元包括谐振电路和至少一路移相电路，移相电路包括至少一对第一开关元件S1、S2和至少一颗移相电感La，移相电感一端与第一开关元件S1、S2的桥节点相连，另一端则耦接至谐振电路；控制单元驱动功率变换单元每一开关元件，根据输出整流单元反馈信号计算开关频率和第一开关元件的移相角。
2.根据权利要求1所述的谐振直流/直流变换器，其特征在于，所述至少一路移相电路包括两路或多路并联的移相电路。
3.根据权利要求1所述的谐振直流/直流变换器，其特征在于，所述一对第一开关元件，其中一个开关元件与所述直流源正极相连，另一个开关元件与所述直流源负极相接，并且两开关元件相互连接，其桥节点耦接至所述移相电感。
4.根据权利要求1所述的谐振直流/直流变换器，其特征在于，所述一对第一开关元件是半导体开关。
5.根据权利要求1所述的谐振直流/直流变换器，其特征在于，所述半导体开关为绝缘栅双极型晶体管IGBT或金属氧化物半导体场效应管MOSFET等。
6.根据权利要求1所述的谐振直流/直流变换器，其特征在于，所述控制单元包括输出电流采样元件、输出电压采样元件和控制器。
7.根据权利要求1所述的谐振直流/直流变换器，其特征在于，所述控制单元根据所述输出采样，调整移相角在0°至180°之间变化，扩展所述谐振电路的输出电压增益范围。
8.根据权利要求1所述的谐振直流/直流变换器，其特征在于，所述输出整流单元包括至少用一只二极管或一只同步整流器件实现的整流电路。
9.根据权利要求1所述的谐振直流/直流变换器，其特征在于，所述谐振直流/直流变换器适用于串联方案。
10.根据权利要求1所述的谐振直流/直流变换器，其特征在于，所述谐振直流/直流变换器可以扩展为两路以上的多路并联，实现交错。
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