CN107241020A - 谐振直流/直流变换器 - Google Patents

谐振直流/直流变换器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种谐振直流/直流变换器，包括直流源单元、移相逆变单元、谐振网络单元、控制单元和输出整流单元。其中移相逆变单元包括至少两组开关桥臂、至少一个自耦变压器；所述的两组开关桥臂的两端分别与所属的直流源单元两端连接，两组开关桥臂中心节点分别与自耦变压器的两个线圈的前端一一相连，自耦变压器的两个线圈的后端与所述的谐振网络单元相连接；控制单元驱动移相逆变单元每一开关元件，根据输出整流单元反馈信号计算开关频率和移相角。另外，该谐振直流/直流变换器适用于串联方案，也可扩展为两路或多路并联，实现交错。本发明在谐振电路基础上增加了移相电路，通过调整移相角使得输出电压下降，最低可调至零，实现谐振直流/直流变换器宽输出电压范围的调节。

Description

谐振直流/直流变换器
技术领域：
本发明涉及直流电源变换技术，并且更具体地，涉及一种谐振直流/直流变换器。
背景技术：
谐振变换器由于其简单的电路拓扑，以及能够在全负载范围实现软开关的特性，被广泛应用于电源等产品。谐振变换器虽然有诸多优点，但仍存在些许不足，比如输出电压范围较窄，尤其是轻载或空载时，输出电压受限于电压增益而无法继续下调。
以LLC谐振直流/直流变换器为例，图1为半桥LLC谐振电路的基本形式，该电路采用变频调制控制，在不考虑死区的理想情况下，开关管S1与S2互补对称驱动，占空比设为50％。那么输出电压增益M可表示为：
式中Vo、Vin分别为输出、输入电压，fs为开关频率，Lr为谐振电感，Lm为励磁电感，Cr为谐振电容，fr为谐振频率，fn为归一化频率，k为电感系数。
当谐振变换器工作在轻载或空载时，对应的开关频率fs大于谐振频率fr。分析式1可知，上述状态下电压增益M反比于开关频率fs、正比于电感系数k。理论上，增大开关频率能够获取较小的电压增益，但在实际应用中由于变压器和开关元件分布电容的影响，使得输出电压增益曲线新增一个谐振点，导致LLC谐振电路工作在高频状态时，M反而随fs的增大而增大；至于通过减小电感系数k使电压增益曲线变陡，从而获取较小高频增益的方法，将增大磁芯损耗和导通损耗导致效率下降。
目前，针对谐振变换器输出电压范围窄的问题，比较常用的处理方法是采用间歇式控制模式，也就是俗称的打嗝模式。该方法在期望电压受限于电压增益下限无法输出时，驱动开启间歇式工作模式，即以固定开关频率(比如最大开关频率)驱动开关管，一段时间后停止驱动，随后又开启，不断重复。间歇式控制模式能够有效拓宽输出电压下限，但缺点同样明显，输出电压纹波较大，并且封波后管子首次导通为硬开通增加了开关损耗，因此必须升级包括输出电容和开关元件在内的器件应力。
可见，以上三种方法对扩展全桥LLC谐振变换器输出电压范围都存在不同缺陷。同样的，理论上分析，上述方法在其他谐振变换器应用中都存在类似不足。
发明内容：
本发明目的在于提供一种谐振直流/直流变换器，以解决现有谐振直流/直流变换器输出电压范围窄的问题，尤其是针对变换器工作在轻载或空载时，输出电压受限于电压增益无法下调的问题。为了实现上述目的，本发明所采取的技术方案是：
谐振直流/直流变换器，其特征在于它包括直流源单元、移相逆变单元、谐振网络单元、控制单元和输出整流单元；所述移相逆变单元包括至少两组开关桥臂、至少一个自耦变压器；所述的两组开关桥臂的两端分别与所述的直流源单元两端连接，两组开关桥臂中心节点分别与所述的自耦变压器的两个线圈的前端一一相连；自耦变压器的两个线圈的后端与所述的谐振网络单元相连接；所述谐振网络单元通过变压器副边与输出整流单元相连接；控制单元根据输出整流单元反馈信号计算开关频率和移相角，驱动移相逆变单元开关桥臂中的每一开关元件。
所述直流源单元为所述移相逆变单元提供直流电压；所述直流源单元提供的直流电压通过所述移相逆变单元和所述谐振网络单元转换成三电平或两电平电压，该电平电压通过变压器进行电平转换，最终通过输出整流单元转换成直流电压；控制单元驱动移相逆变单元每一开关元件，根据所述输出整流单元反馈信号计算开关频率和移相角，并通过控制开关频率和移相角来调节所述移相逆变单元和所述谐振网络单元转换成三电平或两电平电压增益范围，以此调节输出电压范围。
进一步地，所述开关桥臂由两个开关元件串联构成。
进一步地，所述控制单元包括输出电流采样元件、输出电压采样元件和控制器。
进一步地，所述控制单元根所述控制单元根据所述输出采样调整移相角在0°至180°之间变化，实现谐振直流/直流变换器宽输出电压范围的调节。
进一步地，所述输出整流单元的选择范围包括全桥整流、全波整流、倍压整流或倍流整流电路。
进一步地，所述移相逆变单元还包括一颗隔直电容；所述的隔直电容一端与自耦变压器两个线圈的一个后端和谐振网络单元的连接电路相连，所述隔直电容的另一端与自耦变压器两个线圈的另一个后端和谐振网络单元的连接电路相连。
进一步地，所述移相逆变单元还可设置有第三组开关桥臂，所述第三组桥臂的两端分别与所述的直流源单元两端连接；所述变压器原边的其中一端最终耦接至第三组桥臂中心节点。
进一步地，所述移相逆变单元还可设置有第三组开关桥臂、第二自耦变压器，所述第三组桥臂的两端分别与所述的直流源单元两端连接；所述移相逆变单元还可设置有第四组开关桥臂，所述第四组桥臂的两端分别与所述的直流源单元两端连接；所述变压器原边的其中一端耦接至第二自耦变压器的两个线圈的后端；第二自耦变压器的两个线圈的前端分别与第三、四组开关桥臂中心节点一一相连。
进一步地，所述谐振变换器可以扩展为两路，其中的功率变换功率变换电路和输出整流单元可以分别采用串联或并联方案。
进一步地，所述谐振变换器可以扩展为三路以上的多路，其中的功率变换电路和输出整流单元可以分别采用串联或并联方案。
所述功率变换电路包括直流源单元、移相逆变单元和谐振网络单元。
本发明有益的技术效果在于，在谐振直流/直流变换器中增加了移相电路，并在原变频调制控制方式的基础上引入了移相控制方式，解决了谐振变换器工作在轻载或空载时，输出电压受限于电压增益无法下调的问题，从而拓宽了输出电压范围。
下面结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。
附图说明：
下面描述的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他附图。
图1为半桥LLC谐振直流/直流变换器示意图；
图2为本发明谐振直流/直流变换器一种实施例的电路示意图；
图3为图2所示变换器移相0°的等效电路示意图；
图4为图2所示变换器移相180°的等效电路示意图；
图5为本发明谐振直流/直流变换器另一种实施例的电路示意图；
图6为本发明谐振直流/直流变换器另一种实施例的电路示意图；
图7为本发明谐振直流/直流变换器另一种实施例的电路示意图；
图8为本发明谐振直流/直流变换器另一种实施例的电路示意图；
图9为一种谐振直流/直流变换器示意图；
图10为一种谐振直流/直流变换器示意图；
图11为一种谐振直流/直流变换器示意图；
图12为一种谐振直流/直流变换器示意图；
图13为一种谐振直流/直流变换器示意图。
具体实施方法：
以下描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明的实施例，本领域普通技术人员在没有创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
实施例一
如图2所示，一种谐振直流/直流变换器包括直流源单元21、移相逆变单元22、谐振网络单元23、输出整流单元24和控制单元25，其中直流源单元21提供能量，并通过逆变单元22、谐振网络单元23和输出整流单元24进行直流/直流变换，控制单元25根据输出整流单元24的采样信号来输出移相逆变单元22开关元件的工作频率和移相角。由此可见，谐振直流/直流变换器通过引入移相电路，实现谐振电路宽输出电压范围的目标。
本实施例中移相逆变单元22采用半桥移相逆变电路，其中第三开关元件S3和第四开关元件S4相连构成一组桥臂，而S3一端与直流电源正极相连，S4一端与直流电源负极相接，第三开关元件S3与第四开关元件S4互补对称驱动；第五开关元件S5和第六开关元件S6相连构成另一组桥臂，而S5一端与直流电源正极相连，S6一端与直流电源负极相接，第五开关元件S5与第六开关元件S6互补对称驱动；两组开关桥臂中心节点分别与自耦变压器Ta的两个线圈的前端一一相连；自耦变压器Ta的两个线圈的后端与谐振网络单元23相连接；谐振网络单元23采用LLC谐振电路，谐振元件的排列优选谐振电感Lr、谐振电容Cr和变压器T，即谐振电感Lr的第一端耦接至自耦变压器Ta的两个线圈的后端，第二端连接至谐振电容Cr，Cr再与变压器T原边一端相连，变压器T原边另一端最终耦接至直流电源负极。一般而言，开关元件可以是绝缘栅器件，例如绝缘栅双极型晶体管IGBT或金属氧化物半导体场效应管MOSFET，也可以是其他新型半导体开关。
控制单元25检测输出整流单元24的电压、电流信号(本实施例中输出整流单元24采用全桥整流)，因此主要包括电流采样元件、电压采样元件和控制器。控制器的输出端连接到功率变换单元22的每一开关元件，如果开关元件是绝缘栅器件，则控制器的输出端连接到的每一开关元件的栅极，根据输出反馈情况调整每一开关管的驱动频率及移相角。
为进一步分析电路原理，分别讨论本实施例移相0°、180°的两种极限工作情况。参考图3变换器移相0°的等效示意电路，此时第三开关元件S3、第四开关元件S4分别与第五开关元件S5、第六开关元件S6并联，并且并管驱动相同，自耦变压器Ta的两个线圈分别被开关元件S3、S5(或S4、S6)短路，故电路本质为双并管的半桥LLC，采用变频调制控制方式。参考图4变换器移相180°的等效示意电路，此时第三开关元件S3、第四开关元件S4分别与第六开关元件S6、第五开关元件S5并联，同样的，并管驱动一致，此时自耦变压器的中心抽头A点电压固定在Vin/2，谐振电路不工作，主变压器T没有能量传递到副边，所以输出电压为零。
另外，当移相角大于0°小于180°时，电路可简单视为上述两个工作状态的结合，电压增益随移相角的增大而减小。因此，增大移相角可使输出电压下降，最低输出电压可调节至零，从而拓宽输出电压调节范围。
实施例二
如图5所示，与前一实施例的不同仅在于，本实施例中移相逆变单元采用全桥移相逆变电路，其中第七开关元件S7和第八开关元件S8相连构成第一组桥臂，而S7一端与直流电源正极相连，S8一端与直流电源负极相接，第七开关元件S7与第八开关元件S8互补对称驱动；第九开关元件S9和第十开关元件S10相连构成第二组桥臂，而S9一端与直流电源正极相连，S10一端与直流电源负极相接，第九开关元件S9与第十开关元件S10互补对称驱动；第十一开关元件S11和第十二开关元件S12相连构成第三组桥臂，而S11一端与直流电源正极相连，S12一端与直流电源负极相接，第十一开关元件S11与第十二开关元件S12互补对称驱动；第一、两组开关桥臂中心节点分别与自耦变压器Ta的两个线圈的前端一一相连；自耦变压器Ta的两个线圈的后端与谐振电路相连接；谐振电路采用LLC谐振电路，谐振元件的排列优选谐振电感Lr、谐振电容Cr和变压器T，即谐振电感Lr的第一端耦接至自耦变压器Ta的两个线圈的后端，第二端连接至谐振电容Cr，Cr再与变压器T原边一端相连，变压器T原边另一端最终耦接至第三组桥臂中心节点。相对于半桥移相逆变电路，全桥移相逆变电路的开关电流减小一半，适合应用在大功率谐振直流/直流变换器。
实施例三
如图6所示，对前一实施例的全桥移相逆变电路进行了扩展，增加了一组开关桥臂和一个自耦变压器。其中第十三开关元件S13和第十四开关元件S14相连构成第一组桥臂，而S13一端与直流电源正极相连，S14一端与直流电源负极相接，第十三开关元件S13与第十四开关元件S14互补对称驱动；第十五开关元件S15和第十六开关元件S16相连构成第二组桥臂，而S15一端与直流电源正极相连，S16一端与直流电源负极相接，第十五开关元件S15与第十六开关元件S16互补对称驱动；第十七开关元件S17和第十八开关元件S18相连构成第三组桥臂，而S17一端与直流电源正极相连，S18一端与直流电源负极相接，第十七开关元件S17与第十八开关元件S18互补对称驱动；第十九开关元件S19和第二十开关元件S20相连构成第四组桥臂，而S19一端与直流电源正极相连，S20一端与与直流电源负极相接，第十九开关元件S19与第二十开关元件S20互补对称驱动；第一、两组开关桥臂中心节点分别与自耦变压器Ta的两个线圈的前端一一相连；自耦变压器Ta的两个线圈的后端与谐振电路相连接；谐振电路采用LLC谐振电路，谐振元件的排列优选谐振电感Lr、谐振电容Cr和变压器T，即谐振电感Lr的第一端耦接至自耦变压器Ta的两个线圈的后端，第二端连接至谐振电容Cr，Cr再与变压器T原边一端相连，变压器T原边另一端耦接至自耦变压器Ta’的两个线圈的后端；自耦变压器Ta’的两个线圈的前端分别与第三、四组开关桥臂中心节点一一相连。本实施例适合应用在大功率谐振直流/直流变换器。
实施例四
如图7所示，与实施例一的不同仅在于，本实施例中移相逆变单元中增加了隔直电容C1，并对谐振电感做了相应的改变。其中第二十一开关元件S21和第二十二开关元件S22相连构成一组桥臂，而S21一端与直流电源正极相连，S22一端与直流电源负极相接，第二十一开关元件S21与第二十二开关元件S22互补对称驱动；第二十三开关元件S23和第二十四开关元件S24相连构成另一组桥臂，而S23一端与直流电源正极相连，S24一端与直流电源负极相接，第二十三开关元件S23与第二十四开关元件S24互补对称驱动；两组开关桥臂中心节点分别与自耦变压器Ta的两个线圈的前端一一相连；自耦变压器Ta的两个线圈的后端与谐振电感Lr的前端一一相连；隔直电容C1的一端与自耦变压器Ta和谐振电感Lr的一个连接点相连，隔直电容C1的另一端与自耦变压器Ta和谐振电感Lr的另一连接点相连；谐振电感Lr的后端连接至谐振电容Cr，Cr再与变压器T原边一端相连，变压器T原边另一端最终耦接至直流电源负极。本实施例中移相逆变单元中增加了隔直电容C1一个隔直电容，可以解决变换电路中存在的直流偏置电流导致磁性器件饱和的风险。
实施例五
如图8所示，与实施例一的不同仅在于，本实施例中移相逆变单元中增加了隔直电容C1，并对谐振电容做了相应的改变。其中第二十五开关元件S25和第二十六开关元件S26相连构成一组桥臂，而S25一端与直流电源正极相连，S26一端与直流电源负极相接，第二十五开关元件S25与第二十六开关元件S26互补对称驱动；第二十七开关元件S27和第二十八开关元件S28相连构成另一组桥臂，而S27一端与直流电源正极相连，S28一端与直流电源负极相接，第二十七开关元件S27与第二十八开关元件S28互补对称驱动；两组开关桥臂中心节点分别与自耦变压器Ta的两个线圈的前端一一相连；自耦变压器Ta的两个线圈的后端与谐振电容Cr、Cr’的前端一一相连；隔直电容C1的一端与自耦变压器Ta和谐振电容Cr的连接点相连，隔直电容C1的另一端与自耦变压器Ta和谐振电容Cr’的连接点相连；谐振电容Cr、Cr’的后端连接至谐振电感Lr，Lr再与变压器T原边一端相连，变压器T原边另一端最终耦接至直流电源负极。本实施例中移相逆变单元中增加了隔直电容C1一个隔直电容，可以解决变换电路中存在的直流偏置电流导致磁性器件饱和的风险。
实施例六
如图9所示，本实施例为一种串联的谐振直流/直流变换器，由两个实施例一所述的变换器构成，其中所述两个变换器的功率变换电路相互串联，输出整流单元则相互串联。
实施例七
如图10所示，本实施例为另一种串联的谐振直流/直流变换器，与实施例六的不同仅在于，所述输出整流单元相互并联。
实施例八
如图11所示，本实施例为一种两路交错并联的谐振直流/直流变换器，由两个实施例一所述的变换器构成，其中功率变换电路相互并联后连接至直流源的正负端，输出整流单元则相互串联。
实施例九
如图12所示，本实施例为另一种两路交错并联的谐振直流/直流变换器，与实施例八的不同仅在于，所述输出整流单元相互并联。
实施例十
如图13所示，本实施例为一种多路交错并联的谐振直流/直流变换器，由多个实施例一所述的变换器构成，其中功率变换电路相互并联后连接至直流源的正负端，输出整流单元则相互串联。
以上所述仅为本发明的具体实施例，但本发明的结构特征并不局限于此，任何本领域的技术人员在本发明的领域内，所作的变化或修饰皆涵盖在本发明的保护范围之中。

Claims (10)

1.谐振直流/直流变换器，其特征在于它包括直流源单元、移相逆变单元、谐振网络单元、控制单元和输出整流单元；其中移相逆变单元包括至少两组开关桥臂、至少一个自耦变压器；所述的两组开关桥臂的两端分别与所述直流源单元两端连接，两组开关桥臂中心节点分别与所述的自耦变压器的两个线圈的前端一一相连；自耦变压器的两个线圈的后端与所述的谐振网络单元相连接；所述谐振网络单元通过变压器副边与输出整流单元相连接；控制单元根据输出整流单元反馈信号计算开关频率和移相角，驱动移相逆变单元开关桥臂中的每一开关元件。
2.根据权利要求1所述的谐振直流/直流变换器，其特征在于，所述开关桥臂由两个开关元件串联构成。
3.根据权利要求1所述的谐振直流/直流变换器，其特征在于，所述控制单元包括输出电流采样元件、输出电压采样元件和控制器。
4.根据权利要求1所述的谐振直流/直流变换器，其特征在于，所述控制单元根据所述输出采样调整移相角在0°至180°之间变化，实现谐振直流/直流变换器宽输出电压范围的调节。
5.根据权利要求1所述的谐振直流/直流变换器，其特征在于，所述输出整流单元的选择范围包括全桥整流、全波整流、倍压整流或倍流整流电路。
6.根据权利要求1所述的谐振直流/直流变换器，其特征在于，所述移相逆变单元还包括一颗隔直电容；所述的隔直电容一端与自耦变压器两个线圈的一个后端和谐振网络单元的连接电路相连，所述隔直电容的另一端与自耦变压器两个线圈的另一个后端和谐振网络单元的连接电路相连。
7.根据权利要求1所述的谐振直流/直流变换器，其特征在于，所述移相逆变单元还可设置有第三组开关桥臂，所述第三组桥臂的两端分别与所述的直流源单元两端连接；所述变压器原边的其中一端最终耦接至第三组桥臂中心节点。
8.根据权利要求1所述的谐振直流/直流变换器，其特征在于，所述移相逆变单元还可设置有第三组开关桥臂、第二自耦变压器，所述第三组桥臂的两端分别与所述的直流源单元两端连接；所述移相逆变单元还可设置有第四组开关桥臂，所述第四组桥臂的两端分别与所述的直流源单元两端连接；所述变压器原边的其中一端耦接至第二自耦变压器的两个线圈的后端；第二自耦变压器的两个线圈的前端分别与第三、四组开关桥臂中心节点一一相连。
9.根据权利要求1所述的谐振直流/直流变换器，其特征在于，所述谐振变换器可以扩展为两路，其中的功率变换电路和输出整流单元可以分别采用串联或并联方案。
10.根据权利要求1所述的谐振直流/直流变换器，其特征在于，所述谐振变换器可以扩展为三路以上的多路，其中的功率变换电路和输出整流单元可以分别采用串联或并联方案。
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