CN105743356A - 一种llc谐振变换器 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种LLC谐振变换器，包括主开关电路、均衡电路和相互并联的至少两个谐振腔，所述谐振腔包括串联连接的谐振电感、谐振电容以及与该谐振腔适配使用的变压器的原边，其中，所述均衡电路连接在两个谐振腔之间。这样，过谐振腔并联的方式，可以增大输出功率，且通过额外搭接一个均衡电路，确保两个谐振腔通过变压器均等输出能量，该方案不仅提高了输出功率，还可以大大减小磁性元器件的体积，这样布局更紧凑、热分布更均匀，更利于电源率密度的提高。解决了传统的单谐振腔LLC应用在目前大功率开关电源中很难做到高效率、高功率密度、最优热设计等的要求的问题。

Description

一种LLC谐振变换器

技术领域

本发明涉及开关技术领域，具体地说是一种LLC谐振变换器。

背景技术

随着开关电源向高频、高效和高功率密度方向的发展，传统的硬开关在应用中出现了很多问题，如开关损耗大、电磁干扰大且易损坏等问题。为了克服硬开关在应用中的诸多缺点，软开关技术应运而生，它利用电感和电容来对开关的开关轨迹进行整形，通过在电压为零时使开关元件开通，在电流为零时使开关元件关断，来消除开关损耗。

谐振变换器是软开关的一种，能够利用电路的谐振使开关元件在电压为零或者电流为零时导通或关断，从而实现开关损耗的降低。由于LLC谐振变换器不仅能够实现原边开关管的零电压导通、副边二极管的零电流关断，减小开关损耗，并且将谐振电感和励磁电感集成在变压器中，减少了变压器的体积，提高了功率密度，同时它采用的是调频控制，能够使输出电压不受占空比缺失的影响，具有较宽的输入和输出电压范围，所以在高频和超高频领域得到了广泛的应用和发展。

全桥LLC谐振变换器结构如图1所示，由功率MOS管Q1、Q2和Q3、Q4分别组成上下两个桥臂，D1、D2、D3、D4分别为MOS管Q1、Q2、Q3、Q4的体二极管，C1、C2、C3、C4分别为对应MOS管的寄生电容，MOS管Q1和Q4的连接线之间接谐振电容Cr和谐振电感Lr，然后接变压器原边到MOS管Q2和Q3的连接点，副边是一个带中间抽头的变压器双全波整流滤波结构。当Q1、Q3关断时，谐振电感Lr、谐振电容Cr和变压器的励磁电流Lm一起谐振，使Q2、Q4的体二极管导通，将Q2、Q4两端的电压钳位为0，从而为实现Q2、Q4的ZVS做好准备；同理，当Q2、Q4关断，谐振电感Lr、谐振电容Cr和变压器的励磁电感Lm一起谐振，使Q1、Q3的体二极管导通，将其两端电压钳位在零伏，为实现ZVS做好准备。

目前，节能是电源技术的一个重要趋势，对电源的效率、功率密度、可靠性等提出了更高的要求，在这种趋势的影响下，LLC谐振腔在业界的应用越来越广泛，但是传统的LLC谐振变换器还存在下述不足之处：现有的开关电源模块，通常都采用单谐振腔的LLC。但是随着模块功率的大幅提高，功率磁元器件的体积也在增大，要做到真正的高功率密度、高效率、最优热设计，这种普通的单谐振腔LLC则很难实现。此外，LLC中变压器的励磁电感的大小决定着开关管的关断电流、原边电流的大小，对于效率而言，我们希望励磁电感大一点，但是由于受到模块输出电压和功率的限制，励磁电感又不能过大，太大的励磁电感会导致增益不足，LLC无法输出要求的较大电压、满载功率，或者最高输出电压满载时的工作频率接近ZVS、ZCS区域的频率分界点。

发明内容

为此，本发明所要解决的技术问题在于目前的LLC谐振变换器无法提供高效率、高功率密度、散热小的需求，从而提出一种满足上述需求的LLC谐振变换电路。

为解决上述技术问题，本发明提供一种LLC谐振变换器。

一种LLC谐振变换器，包括主开关电路、均衡电路和与所述主开关电路连接的相互并联的至少两个谐振腔，所述谐振腔包括串联连接的谐振电感、谐振电容以及与该谐振腔适配使用的变压器的原边，其中，所述均衡电路连接在两个谐振腔之间。

优选地，所述均衡电路分别连接在相邻两个谐振腔之间。

优选地，所述均衡电路分别连接在作为主均衡点的谐振腔和其余谐振腔之间。

优选地，所述谐振腔中变压器原边的一端连接到所述主开关电路，另一端为所述均衡电路的连接端。

优选地，所述均衡电路至少包括一个电容。

优选地，所述均衡电路包括串联连接的一个电容和一个电阻。

优选地，包括两个谐振腔，第一谐振腔通过均衡电路连接第二谐振腔，所述均衡电路的一端连接第一谐振腔变压器原边的一端，所述均衡电路的另一端连接第二谐振变压器的原边的一端，所述第一谐振腔中变压器原边的另一端和所述第二谐振腔中变压器原边的另一端都连接所述主开关电路。

优选地，包括三个谐振腔，第一谐振腔通过第一均衡电路与第二谐振腔连接，所述第二谐振腔通过第二均衡电路与第三谐振腔连接。

优选地，包括三个谐振腔，第二谐振腔和第三谐振腔分别通过均衡电路与第一谐振腔连接。

优选地，每个所述变压器的副边分别经整流电路整流后连接。

优选地，所述整流电路为二极管，所述二极管的正极连接所述变压器的副边的一个输出端，所有所述二极管的负极连接后作为变压器输出端。

优选地，还包括滤波电路，所述滤波电路连接所述变压器输出端。

优选地，所述滤波电路包括电容C1、C2和电感L1，所述电容C1的正极连接变压器输出端，负极接地，所述电容C2的正极通过电感L1连接变压器输出端，负极接地。

优选地，所述滤波电路还包括电容C3和电感L2，所述电感L2的一端连接所述电容C1的正极，所述电感L2的另一端连接电容C3的正极，所述电容C3的负极接地。

本发明的上述技术方案相比现有技术具有以下优点，

(1)本发明中的LLC谐振变换器，包括主开关电路、均衡电路和相互并联的至少两个谐振腔，所述谐振腔包括串联连接的谐振电感、谐振电容以及与该谐振腔适配使用的变压器的原边，其中，所述均衡电路连接在两个谐振腔之间。这样，通过谐振腔并联的方式，可以增大输出功率，但是由于两个谐振腔的谐振元器件存在一些加工上的参数误差，直接并联可能会出现两个变压器输出能量不均衡的现象，严重的话有一个变压器甚至脱离正常工作，通过额外搭接一个均衡电路，确保两个谐振腔通过变压器均等输出能量。解决了传统的单谐振腔LLC，应用在目前大功率开关电源中很难做到高效率、高功率密度、最优热设计等要求的问题。本方案采用谐振腔并联设计方案，可以大大减小磁性元器件的体积，这样布局更紧凑、热分布更均匀，更利于电源功率密度的提高等。

(2)本发明中的LLC谐振变换器，均衡电路至少包括一个电容，可以采用一个电容或电容和电阻串联的两种方式，由于两个谐振腔中变压器的原边的一端已经连接到一起了，另一端通过均衡电容连接后，使得变压器原边的输入更加均衡，避免了由于谐振腔内电气元件加工精度不同产生的不均衡，确保两个谐振腔通过变压器均等输出能量，保证了输出功率。

(3)本发明中的LLC谐振变换器，每个变压器的副边分别经整流电路整流后输出，使得输出更加稳定。

(4)本发明中的LLC谐振变换器，还包括滤波电路，通过滤波电容以及构成的LC滤波电路来阻挡开关纹波。

(5)本发明中的LLC谐振变换器，当需要三个或三个以上谐振腔并联时，为均衡它们的输出能量，可以队列式依次点对点地将相邻的谐振腔搭接上述的均衡电路，或选取一个谐振腔作为主均衡点，其余谐振腔依次点对点地搭接平衡电容至该点。通过均衡电路，确保任两个谐振腔通过变压器均等输出能量，从而使得所有谐振腔都可以在一定范围内均等输出能量，确保了所有谐振腔工作的有效性，保证了输出功率。

附图说明

为了使本发明的内容更容易被清楚的理解，下面根据本发明的具体实施例并结合附图，对本发明作进一步详细的说明，其中

图1是本发明现有技术中的一种全桥LLC谐振变换器的电路原理图；

图2是本发明实施例1的一种谐振腔并联的半桥LLC谐振变换器的电路原理图；

图3是本发明实施例2的谐振腔并联的全桥LLC谐振变换器的电路原理图；

图4是实施例2中对比例中的全桥LLC谐振变换器的电路原理图；

图5是实施例2中对比例中的直接并联谐振腔不进行能量均衡可能造成的结果波形示意图；

图6是本发明实施例2的谐振腔并联的全桥LLC谐振变换器的效果波形示意图。

具体实施方式

实施例1：

本实施例中提供一种LLC谐振变换器，如图2所示，其主开关电路为半桥结构，属于半桥LLC谐振变换器。其中半桥开关电路包括开关管Q5、Q6，所述开关管Q5和开关管Q6的第一电极为输入端，所述开关管Q5的第二电极连接电源正极，所述开关管Q5的第三电极与所述开关管Q6的第二电极连接，该连接端作为所述主开关电路的第一输出端；所述开关管Q6的第三电极连接电源负极，该连接端作为所述主开关电路的第二输出端。本实施例中开关管Q5、Q6为MOS管，第一电极为栅极，第二电极为漏极，第三电极为源极。在其他的实施方案中，所述开关管Q5、Q6也可以选择其他形式的晶体开关管，如IGBT等。

本实施例中，为了加大励磁电感，提高输出功率，设置了两个谐振腔，每个谐振腔对应一个变压器，每个谐振腔的一端连接所述主开关电路的第一输出端，另一端连接到所述主开关电路的第二输出端。两个谐振腔是并联设置的，所述谐振腔分别包括依次串联连接的谐振电感Lr1或Lr2、谐振电容容Cr1或Cr2、以及与该谐振腔适配使用的变压器T1或T2的原边，这两个谐振腔的是通过一个均衡电容连接的，通过上述均衡电容将两个谐振腔连接起来。

由于上述两个变压器的原边有一端已经都连接到了一起，即连接到主开关电路的第二输出端，再通过上述均衡电容将上述两个变压器的另一端也连接后，使得这两个变压器原边两端的电压得到均衡，确保两个谐振腔通过变压器均等输出能量。

本实施例中，谐振电感Lr1、谐振电容Cr1以及变压器原边绕组产生的励磁电感Lm1构成一个谐振腔谐振回路，谐振电感Lr2、谐振电容Cr2以及另一变压器原边绕组产生的励磁电感Lm2构成一个谐振腔谐振回路，这两个谐振腔并联后，励磁电感Lm1和Lm2的一端已经连接到了一起，另一端又通过均衡电容连接到一起。

作为其他可以替换的实施方式，谐振腔中谐振电感和谐振电容位置可以互换，该均衡电容也可以替换为一个电容和一个电阻串联的方式，同样可以达到使得谐振腔能量均衡的目的。

本实施例中的LLC谐振变换器，解决了传统的单谐振腔LLC应用在目前大功率开关电源中很难做到高效率、高功率密度、最优热设计等的要求的问题。该案采用谐振腔并联设计方案，可以大大减小磁性元器件的体积，这样布局更紧凑、热分布更均匀，更利于电源功率密度的提高。

实施例2：

在实施例1的基础上，本实施例中的LLC谐振变换器，每个变压器的副边分别经整流电路整流后连接在一起作为变压器的输出端。整流电路可以选择整流二极管，二极管的正极连接所述变压器的副边的一个输出端，所有所述二极管的负极连接后作为变压器输出端。这样，就可以把所有变压器的输出叠加，输出大功率，为负载提供更多的能量。

在优选的方案中，在上述变压器输出端还会连接滤波电路，该滤波电路包括电容C1、C2和电感L1，所述电容C1的正极连接变压器输出端，负极接地，所述电容C2的正极通过电感L1连接变压器输出端，负极接地。通过电容及其构成的LC滤波电路来堵住开关纹波，滤除更多个杂波，使得输出更稳定。在优选的滤波方案中，在上述基础上还可以包括电容C3和电感L2，所述电感L2的一端连接所述电容C1的正极，所述电感L2的另一端连接电容C3的正极，所述电容C3的负极接地。通过增加多个LC滤波电路，来对开关纹波进行更好的吸收。

实施例3：

本实施例中提供一种全桥LLC谐振变换器，如图3所示，主开关电路为全桥开关电路，所述主开关电路为全桥开关电路，包括四个MOS管Q1、Q2、Q3、Q4，所述MOS管Q1、Q2、Q3、Q4的栅极为输入端，所述MOS管Q1的漏极和所述MOS管Q2的漏极与电源正极连接，所述MOS管Q3的源极和MOS管Q4的源极与电源的负极连接，所述MOS管Q1的源极与所述MOS管Q3的漏极连接，该连接端为所述主开关电路的第一输出端；所述MOS管Q2的源极与所述MOS管Q4的漏极连接，该连接端为所述主开关电路的第二输出端。在其他的实施方案中，所述MOS管Q1、Q2、Q3、Q4也可以选择其他形式的晶体开关管，如三极管等。

在本实施中，在主开关电路的第一输出端和第二输出端之间并联设置有两个谐振腔，第一谐振腔包括谐振电感Lr1、谐振电容Cr1和变压器原边绕组提供的励磁电感Lm1，第二谐振腔包括谐振电感Lr2、谐振电容Cr2和变压器原边绕组提供的励磁电感Lm2。

具体地，谐振电感Lr1的一端连接主开关电路的第一输出端，另一端连接谐振电容Cr1的一端，Cr1的另一端连接变压器原边的一端(也就是励磁电感Lm1的一端)，变压器原边的另一端(也就是励磁电感Lm1的另一端)连接主开关电路的第二输出端。第二谐振腔的连接与第一谐振腔相同。

谐振电容Cr1与励磁电感Lm1的连接的位置A、谐振电容Cr2与励磁电感Lm2的连接的位置B通过均衡电容连接。也就是两个谐振腔之间通过均衡电容连接。由于所述均衡电容的一端连接第一谐振腔的励磁电感Lm1的一端，均衡电容的另一端连接另一个谐振腔的励磁电感Lm2的一端，这两个励磁电感Lm1、Lm2的另一端都连接到主开关电路的一个连接点上，也就是这两个励磁电感的一端是等电位的，另一端是通过均衡电容连接到一起的。这样，就可以使得变压器输入端的电压保持在均衡状态。

上述两个变压器的中间抽头接地，副边输出端分别通过整流二极管后输出，二极管的正极连接一个变压器副边的输出端，所有二极管的负极连接在一起。由于二极管是单相导通的，因此在正负半周期内，每个变压器的两个输出端是交替导通的，两个变压器的输出叠加，提高了输出功率。上述二极管连接后的输出端还连接滤波电路，该滤波电路可以是一个电容，一端连接在二极管的负极，另一端接地。滤波电路还可以进一步包括一个或多个LC滤波电路。

本实施例中，原边两个谐振腔并联工作(即谐振电感Lr1、谐振电容Cr1、励磁电感Lm1构成一个谐振腔，谐振电感Lr2、谐振电容Cr2、励磁电感Lm2构成另一个谐振腔)。为了避免器件参数离散性带来的二次侧环流影响，由于两个变压器的励磁电感、输出绕组铜阻、漏感、寄生电感等参数的存在一定程度上离散性，变压器副边先经二极管整流再并联输出。

整个电路的工作过程大致如下：在Q1、Q2、Q3、Q4均截止期间(即死区时间内)，此时励磁电感电流与谐振电流相等，Lr1、Cr1、Lm1与Lr2、Cr2、Lm2分别构成谐振腔，两个谐振腔总的谐振电流给Q2、Q3的D-S之间寄生电容Coss2、Coss3充电同时给Q1、Q4的D-S之间寄生电容Coss1、Coss4放电，能量回馈至电源。此时输出二极管均截止，输出的能量由输出电解电容提供。当Coss1、Coss4中的能量被抽完，Q1、Q4的体二极管续流，为Q1、Q4实现ZVS创造条件。此时输出d1+与d2+导通，变压器被钳位在-nVo，Lm1与Lm2在此电压下线性充电不参与谐振，只有Lr1与Cr1构成一个谐振腔谐振电流流经Lm1与变压器T1一次侧，Lr2与Cr2构成另一个谐振腔谐振电流流经Lm2与变压器T2一次侧，两个谐振腔的总能量馈送至输出。此时给Q1、Q4驱动信号，实现ZVS，变压器原边电压依旧被钳位在-nVo，谐振能量流经路径与上一阶段一致，也馈送至副边。接下来负半周期的工作原理与上述正半周期的类似。

总之谐振腔并联的LLC在相邻两个谐振腔之间搭设平衡电容，保证了每个谐振腔能量能够均衡，这样就可以达到这种拓扑架构的效果。每个谐振腔的谐振工作原理与单谐振腔的LLC工作原理是类似的，只是每次流经主开关电路MOS管与变压器的谐振能量是所有的谐振腔能量的总和，该方案可以再很大程度上加大励磁电感，既可以保证LLC增益也可以进一步提高大功率LLC谐振变换器的效率。

下面给出一个对比试验来说明增加本实施例中的均衡电容的效果。

如图4所示，给出了直接并联两个谐振腔但不增加均衡电容的电路原理图。在实际应用中，由于两个谐振腔的参数不可能是完全一致的，谐振电感、谐振电容等器件参数均是存在一定的偏差。而两组谐振参数存在偏差可能导致两个变压器的输出不均衡，严重的可能会使其中一个变压器脱离工作。

例如选择以下谐振参数：虽然我们希望两个谐振腔的参数基本一致，Lr＝40uH、Cr＝44nF、Lm＝200uH、fr1＝120KHz。然而Lr、Cr、Lm在生产加工中难免存在一定的误差取±5％，当两组谐振参数在这个误差范围内波动，相应的变压器两路输出能量就可能存在不同程度上的不均。以上述的参数为例(两个谐振腔参数分别偏差上下限值)：Lr1＝38uH、Cr1＝42nF、Lm1＝190uH；Lr2＝42uH、Cr2＝46nF、Lm2＝210uH构成图4中的两个并联的谐振腔，结果如图5所示，给出了直接并联谐振腔不进行能量均衡可能造成的结果波形示意图，分别为T1、T2两个变压器的输出总电流，T2基本上没有电流输出，也就是因为这些器件参数误差导致变压器输出能量验证不均衡，严重的甚至有一个脱离工作，失去了并联的意义，基本所有的电流都是通过变压器T1输出，T2基本没有能量输出。

而本实施例中的方案，在两个谐振腔之间加了一个图3所示的A.B两点之间搭接的电压均衡电容(thebalancecapacitancebetweentwoparallelresonanttanks)，因为谐振腔的输入端口有一端已经短接一起等电位，那么通过均衡图中AB两点的电位进而就可以维持两个谐振腔能量的均衡，该方案的输出结果如图6所示，给出了采用谐振腔之间搭接平衡电容的效果波形示意图，两个变压器基本输出相同的能量。

作为其他的实施方案，还可以选择3个以及3个以上的谐振腔并联，此时，将相邻两个谐振腔之间分别并联这个均衡电容就可以保证能量均等分配，也可以采用将其中的任意两个谐振腔通过均衡电容并联的方式来实现能量均等分配，一般常用的是设置两个、三个或四个谐振腔并联的方式。

在其他的实施方式中，当需要三个或三个以上谐振腔并联时，为均衡它们的输出能量，可以队列式依次点对点地将相邻的谐振腔搭接上述的均衡电路，或选取一个谐振腔作为主均衡点，其余谐振腔依次点对点地搭接平衡电容至该点。均衡电路的连接位置都是谐振腔中变压器原边的一端，变压器原边的另一端是连接到一起的，都连接到了主开关电路中。通过均衡电路，确保连接的两个谐振腔通过变压器均等输出能量，从而使得所有谐振腔都可以在一定范围内均等输出能量，确保了所有谐振腔工作的有效性，保证了输出功率。

在其他的实施例中，本实施例中的均衡电容也可以用阻容串联电路来替代，即一个电容和一个电阻串联的来替换本实施例中的均衡电容。

本实施例中LLC谐振变换器，由于谐振腔并联工作，这样谐振腔内谐振电感铜阻、变压器原边绕组铜阻的直流损耗较之单谐振腔的少，谐振电感、变压器这些磁元器件的体积也可以减小，便于解决大功率磁元器件的散热问题，有利于整个电源模块的热布局，进而提高整个电源的功率密度。每个谐振腔只需提供整个谐振电源一半的输出功率，这样两个变压器的励磁电感就可以取更大的值，从而使原边开关管的关断电流、通过原边器件的电流有效值更小，能在很大程度上改善原边器件的损耗，从而提高电源效率。

显然，上述实施例仅仅是为清楚地说明所作的举例，而并非对实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。而由此所引伸出的显而易见的变化或变动仍处于本发明创造的保护范围之中。

Claims (14)

1.一种LLC谐振变换器，其特征在于，包括主开关电路、均衡电路和与所述主开关电路连接的相互并联的至少两个谐振腔，所述谐振腔包括串联连接的谐振电感、谐振电容以及与该谐振腔适配使用的变压器的原边，其中，所述均衡电路连接在两个谐振腔之间。

2.根据权利要求1所述的LLC谐振变换器，其特征在于，所述均衡电路分别连接在相邻两个谐振腔之间。

3.根据权利要求1所述的LLC谐振变换器，其特征在于，所述均衡电路分别连接在作为主均衡点的谐振腔和其余谐振腔之间。

4.根据权利要求1或2或3所述的LLC谐振变换器，其特征在于，所述谐振腔中变压器原边的一端连接到所述主开关电路，另一端为所述均衡电路的连接端。

5.根据权利要求4所述的LLC谐振变换器，其特征在于，所述均衡电路至少包括一个电容。

6.根据权利要求5所述的LLC谐振变换器，其特征在于，所述均衡电路包括串联连接的一个电容和一个电阻。

7.根据权利要求1所述的LLC谐振变换器，其特征在于，包括两个谐振腔，第一谐振腔通过均衡电路连接第二谐振腔，所述均衡电路的一端连接第一谐振腔变压器原边的一端，所述均衡电路的另一端连接第二谐振变压器的原边的一端，所述第一谐振腔中变压器原边的另一端和所述第二谐振腔中变压器原边的另一端都连接所述主开关电路。

8.根据权利要求4所述的LLC谐振变换器，其特征在于，包括三个谐振腔，第一谐振腔通过第一均衡电路与第二谐振腔连接，所述第二谐振腔通过第二均衡电路与第三谐振腔连接。

9.根据权利要求4所述的LLC谐振变换器，其特征在于，包括三个谐振腔，第二谐振腔和第三谐振腔分别通过均衡电路与第一谐振腔连接。

10.根据权利要求1或2或3或5或6或7或8或9所述的LLC谐振变换器，其特征在于，每个所述变压器的副边分别经整流电路整流后连接。

11.根据权利要求10任一所述的LLC谐振变换器，其特征在于：所述整流电路为二极管，所述二极管的正极连接所述变压器的副边的一个输出端，所有所述二极管的负极连接后作为变压器输出端。

12.根据权利要求11所述的LLC谐振变换器，其特征在于，还包括滤波电路，所述滤波电路连接所述变压器输出端。

13.根据权利要求12所述的LLC谐振变换器，其特征在于：所述滤波电路包括电容C1、C2和电感L1，所述电容C1的正极连接变压器输出端，负极接地，所述电容C2的正极通过电感L1连接变压器输出端，负极接地。

14.根据权利要求13所述的LLC谐振变换器，其特征在于：所述滤波电路还包括电容C3和电感L2，所述电感L2的一端连接所述电容C1的正极，所述电感L2的另一端连接电容C3的正极，所述电容C3的负极接地。