CN113179008B - 一种多相llc谐振dc/dc电路 - Google Patents

一种多相llc谐振dc/dc电路 Download PDF

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Abstract

本申请公开了一种多相LLC谐振DC/DC电路，其相数≥5，实现了在保证稳压和滤波效果的前提下，改善多相电流不平衡现象。该多相LLC谐振DC/DC电路包括：顺次相连的多相LLC谐振电路、多相整流电路和CLC滤波电路；所述CLC滤波电路包括输入电容C1、电感L和输出电容C2，C1＜C2。

Description

一种多相LLC谐振DC/DC电路
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，更具体地说，涉及一种多相LLC谐振DC/DC电路。
背景技术
三相LLC谐振DC/DC电路包括：顺次相连的三相LLC谐振电路、三相整流电路和滤波电容。为提高功率密度，考虑把三相LLC谐振DC/DC电路直接拓展为更多相的LLC谐振DC/DC电路，例如图1所示的五相LLC谐振DC/DC电路。
在多相LLC谐振DC/DC电路中，各相LLC谐振电路都是依托变压器工作的，LLC谐振电路中的励磁电感Lm是变压器的原边励磁电感，谐振电感Lr是变压器原边漏抗等效到原边的漏感Lr，谐振电容Cr是外接电容。在多相变压器实际绕制过程中，各相上的谐振电感Lr和励磁电感Cr等参数不可能完全一致，导致多相LLC谐振电路电流(以下简称多相电流)会产生轻微的不平衡现象；滤波电容C的作用除滤波外还有稳压功能，而为了获得良好的滤波和稳压效果，滤波电容C需采用大电容实现，但大电容对各相LLC谐振电路的抗性影响较大，加剧了多相电流不平衡程度，而多相电流严重不平衡会影响电路工作稳定性。
2019年3月发表在期刊《IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS》上的论文《Unbalanced Three-Phase LLC Resonant Converters:Analysis and TrigonometricCurrent Balancing》提出利用控制方法改善三相LLC谐振DC/DC电路中三相电流不均流问题。但是在相数≥5的多相LLC谐振DC/DC电路中，由于各相上的谐振电感Lr和励磁电感Cr等参数不完全一致以及电路系统的复杂化，该论文提出的控制方法并不适用于改善严重的不均流问题。图2为五相LLC谐振DC/DC电路中五相严重不平衡电流(左)与五相轻微不平衡电流(右)的对比图。
目前，还不存在适用于相数≥5的多相LLC谐振DC/DC电路中的严重不均流问题的改善方案。
发明内容
有鉴于此，本发明提供一种多相LLC谐振DC/DC电路，以实现在保证输出稳压和滤波效果的前提下，改善相数≥5的多相LLC谐振DC/DC电路中的严重不均流问题。
一种多相LLC谐振DC/DC电路，其相数≥5，所述多相LLC谐振DC/DC电路包括：顺次相连的多相LLC谐振电路、多相整流电路和CLC滤波电路；
所述CLC滤波电路包括输入电容C1、电感L和输出电容C2，C1＜C2。
可选的，当所述多相LLC谐振DC/DC电路为五相LLC谐振DC/DC电路时，输入电容C1的容值与流经输入电容C1的电流的估算值相匹配；
其中，流经输入电容C1的电流估算值等于在0.1fsUdC1的基础上加上一预设的电流裕值；Ud是五相LLC谐振DC/DC电路前级的逆变电路的输入电压，fs是所述逆变电路的开关频率。
可选的，当所述多相LLC谐振DC/DC电路为五相LLC谐振DC/DC电路时，
其中，UN是五相LLC谐振DC/DC电路的额定输出电压，五相LLC谐振DC/DC电路的实际输出电压相比额定输出电压UN最大存在±δ％的波动，P是五相LLC谐振DC/DC电路的额定输出功率，fs是五相LLC谐振DC/DC电路前级的逆变电路的开关频率。
可选的，电感L的感值大小是在根据输入电容C1的容值计算得到的电感L的理论参数值的基础上，再进行调试得到。
可选的，当所述多相LLC谐振DC/DC电路为五相LLC谐振DC/DC电路时，电感L的感值大小是在根据下述步骤计算得到的L的基础上进行调试得到：
在设定流过电感L的电流占输入CLC滤波电路的波动电流的比值为一给定值M，并且忽略输出电容C2上的电压波动从而将输入电容C1和电感L视为并联关系的情况下，计算得到电感L的感值大小L'；
在考量所述比值的给定值M与真实值之间的偏差的情况下，对L'进行误差修正，得到修正后的电感L的感值大小。
可选的，设置M＝3。
可选的，所述CLC滤波电路替换为：在保证CLC滤波电路基本功能实现的前提下，基于CLC滤波电路得到的具有阻断后级负载反向电流功能和过压保护功能的衍生电路。
可选的，所述衍生电路为在CLC滤波电路的基础上增加一个二极管和一个开关管；
所述二极管的阳极接电感L靠近输出电容C2的一端，阴极接输出电容C2的正极；
所述开关管的电能输入端接所述二极管的阳极，电能输出端接输出电容C2的负极；所述开关管处于关断状态或高频状态。
可选的，所述开关管为IGBT或MOS管。
或者，所述衍生电路为在CLC滤波电路的基础上增加两个二极管；
第一个二极管的阳极接电感L靠近输出电容C2的一端，阴极接输出电容C2的正极；
第二个二极管的阳极接输出电容C2的负极，阴极接所述第一个二极管的阳极。
从上述的技术方案可以看出，本发明用CLC滤波电路替换原多相LLC谐振DC/DC电路中的滤波电容C，CLC滤波拓扑本身具备滤波功能；此外，电感L将小电容C1、大电容C2隔离开后，小电容C1、大电容C2可以侧重发挥不同功能，小电容C1接在多相整流电路输出侧，侧重于避免加剧多相电流不平衡现象，大电容C2接在负载侧，侧重于保证稳压效果。相较于原多相LLC谐振DC/DC电路，本发明在保证滤波和稳压效果的前提下，改善了多相电流不平衡现象。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为现有技术公开的一种五相LLC谐振DC/DC电路结构示意图；
图2为五相严重不平衡电流(左)与五相轻微不平衡电流(右)的对比图；
图3为本发明实施例公开的一种五相LLC谐振DC/DC电路结构示意图；
图4为五相整流电路输出的五相电压波形图；
图5为图1下的一个五相电流仿真波形图；
图6为图3下的一个五相电流仿真波形图；
图7为CLC滤波电路的一种衍生电路结构示意图；
图8为CLC滤波电路的又一衍生电路结构示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
参见图3，本发明实施例公开了一种多相LLC谐振DC/DC电路，其相数≥5(图3仅以五相LLC谐振DC/DC电路作为示例)，所述多相LLC谐振DC/DC电路包括：顺次相连的多相LLC谐振电路、多相整流电路和CLC滤波电路；其中，所述CLC滤波电路包括输入电容C1、电感L和输出电容C2，C1＜C2。
以五相LLC谐振DC/DC电路为例，对本发明实施例的原理分析如下：
在图1所示五相LLC谐振DC/DC电路中，滤波电容C有两个动能：滤波和稳压。滤波电容C采用大电容时，对各相LLC谐振电路的抗性影响比较大，会加剧五相电流不平衡，但是输出功率很平稳，输出电压纹波很小；滤波电容C采用小电容时，对各相LLC谐振电路的抗性影响比较小，基本不会加剧五相电流不平衡，但是输出电压纹波很大，带载能力不强。对此，本发明实施例对图1所示五相LLC谐振DC/DC电路进行改进，将滤波电容C分解为一大一小两个电容，并用电感L将小电容C1和大电容C2隔离开，使得小电容C1和大电容C2可以侧重发挥不同功能；小电容C1接在五相整流电路输出侧，侧重于避免加剧五相电流不平衡现象，其容值小于原五相LLC谐振DC/DC电路中的滤波电容C；大电容C2接在负载侧，侧重于保证稳压效果；同时小电容C1、电感L和大电容C2组成π型滤波电路，负责保证滤波效果。
同理可拓展至六相、七相甚至更多相的LLC谐振DC/DC电路。也即是说，本发明实施例用CLC滤波电路替换原多相LLC谐振DC/DC电路中的滤波电容C，CLC滤波拓扑本身具备滤波功能；此外，电感L将小电容C1、大电容C2隔离开后，小电容C1、大电容C2可以侧重发挥不同功能，小电容C1侧重于避免加剧多相电流不平衡现象，大电容C2侧重于保证稳压效果。可见，相较于原多相LLC谐振DC/DC电路，本发明实施例在保证滤波和稳压效果的前提下，还改善了多相电流不平衡现象。
在本发明实施例公开的多相LLC谐振DC/DC电路中，为提高CLC滤波电路工作可靠性、稳压、滤波效果、更好地改善多相电流不平衡，以及节约CLC滤波电路参数调试时间，可事先给出小电容C1、大电容C2和电感L各自适合的理论参数值，从而工作人员可以以所述理论参数值为起点进行参数调试，快速找到最佳参数值。
多相LLC谐振DC/DC电路的相数不同，其小电容C1、大电容C2和电感L的理论参数设计结果也不同，以下仅给出五相LLC谐振DC/DC电路中小电容C1、大电容C2和电感L的理论参数设计结果，参见下述1)～3)。
1)关于小电容C1的理论参数设计
小电容C1侧重于避免加剧五相电流不平衡现象，但小电容C1上流过的电流比较大，因此需要考虑流经小电容C1的电流与小电容C1的容值相匹配。
五相LLC谐振电路输出的五相电压始终处于平衡状态，因此经过整流之后，施加在小电容C1两端的电压波动幅值也是确定的。本发明实施例采用基波分析法对小电容C1两端的电压波动幅值进行分析，具体的：忽略其他高次谐波，输入五相整流电路的五相电压是五个相位依次相差72°的方波，对该方波采用基波分析法得到的基波幅值是Ud是五相LLC谐振DC/DC电路前级的逆变电路的输入电压；平衡电压经过五相整流之后，输出的电压波形变为10倍频，所以五相整流电路输出的五相电压相位依次相差360°/10＝36°，其中任一个电压波形中波峰与波谷之间的相位差是36°/2＝18°，如图4所示；基于此，五相整流电路输出的五相电压施加在小电容C1两端后，小电容C1两端的电压波动幅值ΔUC1为：
又由于小电容C1上流过的是不平衡的电流，不平衡电流经过整流之后是2倍频(电压由于是使用基波分析法，且幅值对称，所以是10倍频；电流不对称，所以是2倍频；具体的频率以电流为准，因为实际的电压不完全对称，也存在谐波，且无法忽略高次谐波，所以在电压的计算部分，我们只利用基波分析法来计算电路能提供的最大电压和最小电压，而不用来计算频率)，所以小电容C1两端电压的完整表达式为：
式2中，fs是五相LLC谐振DC/DC电路前级的逆变电路的开关频率；是相位角，t表示时间。
流经小电容C1的基波电流IC1为：
在基波电流IC1基础上加上一定的电流裕值，得到流经小电容C1的电流估算值，据此进行小电容C1的容值参数选取。该电流裕值的大小为经验值或通过现场调试确定。
另外，为避免小电容C1过压击穿，必然还需满足小电容C1的击穿电压需大于五相LLC谐振DC/DC电路的额定输出电压。
2)大电容C2的理论参数设计
大电容C2侧重于稳压。输出电压纹波一般为正弦波动，在一个周期内，大电容C2吸收/释放的能量等于半个周期内负载释放的能量，为其中，P是五相LLC谐振DC/DC电路的额定输出功率，Ts是五相LLC谐振DC/DC电路的输出电压波动的周期。
假设五相LLC谐振DC/DC电路的额定输出电压是UN，五相LLC谐振DC/DC电路的实际输出电压相比额定输出电压UN最大存在±δ%的波动，则根据上述能量变化公式，可得：
令Ts＝1/fs，然后对式4进行变形，可得
fs是五相LLC谐振DC/DC电路的输出电压波动频率，也即五相LLC谐振DC/DC电路前级逆变电路的开关频率。
上述分析方法是在输入有周期波动情况下的电容C2计算方法。但是在实际情况中，由于电感L的存在，输出电压的波动远小于设计的波动值±δ％，因此上述电容C2的选取参数能够满足重载(例如逆变器等开关负载)下的带负载能力。五相LLC谐振DC/DC电路的负载可以是直流电阻负载或逆变器等开关负载。
为获得更好的稳压效果，电容C2的容值选取在满足重载下的带负载能力，以及成本允许的情况下，其容值选取越大越好，所以最终确定
3)隔离电感L的理论参数设计
由于电容C2两端的电压波动很小，可以忽略。忽略C2的电压波动之后，电容C1和电感L就是并联关系。
由于电容C1和电感L是并联关系，所以电容C1两端的电压波动等于电感L两端的电压波动，即：
ΔUC1＝ΔUL (式6)
同时，流过电感L的电流占输入CLC滤波电路的波动电流的比值M的估算值为：
式7中，ω＝2πfs。M值大小取决于电容C1与电感L的取值。电容C1与电感L的取值有以下关系：
(1)M的值大于1，即CLC滤波电路的输入交流和电容C1的电流汇总后流经电感L。
(2)电容C1的电压本身带有波动，电容C1波动电流不能远小于电感L1波动电流，所以可人为规定M取值不能过大，例如限定M<10；
(3)经多次仿真发现，M等于或接近于3时，改善五相电流不平衡效果相对来说是较好的。
令再结合公式3、6，可得：
0.1MfsUdC1·2πfsL'＝(1-sin108°)Ud/π (式8)
对式8进行变形，可得
式9是以式7取最大值M来进行计算的，所以根据公式9计算得到的电感值L'与电感L的实际需要的感值存在一定误差，需要进行修正。
近似认为该误差是线性误差，则修正系数k为：
L＝kL' (式11)
综合公式9～11，可得到修正后的电感L的感值大小，不过修正后的电感L的感值大小仍与实际需要的感值存在一定误差，所以需要在修正后的电感L的基础上进行调试从而得到实际需要的感值。
总的来说，就是在设定流过电感L的电流占输入CLC滤波电路的波动电流的比值为一给定值M，并且忽略输出电容C2上的电压波动从而将输入电容C1和电感L视为并联关系的情况下，计算得到电感L的感值大小L'；然后，在考量所述比值的给定值M与真实值之间的偏差的情况下，对L'进行误差修正，得到修正后的电感L的感值大小，最后进行调试从而得到实际需要的感值。
对某一五相LLC谐振DC/DC电路，在给定C1后，仿真电感与计算电感参见表1。该表是在给定不同的小电容C1的容值下，对应的电感L的感值，在该表给出的取值下，五相电流基本处于均流状态。仿真电感与计算电感间误差很小，可以证明理论推导的正确性。
表1仿真电感与计算电感
C1(uF,给定) L(仿真值) L(计算值)
10 0.95 0.94
13.5 0.67 0.69
17 0.5 0.55
20 0.45 0.47
30 0.27 0.31
40 0.21 0.23
50 0.16 0.18
100 0.075 0.093
上述C1、C2的参数设定过程是把改善五相电流不平衡现象和稳定输出这两个功能分开思考的，没有考虑两个功能之间的联系。但事实上，改善五相电流不平衡现象和稳定输出这两个功能是集中在CLC滤波电路里的，两个功能之间不可能完全没有相互影响，所以有个电感L的调试过程，来平衡这两个功能间的相互影响。由于电感L的理论参数值已经通过上述公式计算出来了，所以在理论参数值的基础上再微调L即可。
下面给出一个仿真对比实例：
首先设定如下工况：
输入电压1000V，开关频率30kHz，输出电压682V，输出功率110kW；
谐振腔参数误差：各相谐振电容Cr，谐振电感Lr，励磁电感Lm与预定标准参数最大相差±5％，各相具体偏差均设定为5％或-5％。标准励磁电感Lm＝68μH，标准谐振电容Cr＝4.182μF，标准谐振电感Lr＝6.8μH，二者固有谐振频率接近30kHz。负载为直流电阻。
然后进行仿真：
在如图1所示方案中，滤波电容C采用大电容500μF。仿真结果显示五相电流中最大电流大致是和最小电流有2倍的幅值差距，五相电流不平衡程度非常明显，会对变压器的发热和磁通密度产生很大影响，如图5所示。
而在如图3所示方案中，设定C1＝10μF，根据公式计算得L＝0.94μH，当直流电阻情况下取C2＝9.2μF。仿真结果显示五相电流基本相等，在输出功率不变的情况下，最大电流和最小电流的幅值差距远小于前一方案的2倍的幅值差距，电流严重失衡情况有很大改善，如图6所示。
可选的，在上述公开的任一实施例中，多相LLC谐振DC/DC电路中的述CLC滤波电路也可替换为：在保证CLC滤波电路基本功能实现的前提下，基于CLC滤波电路得到的具有阻断后级负载反向电流功能和过压保护功能的衍生电路。
该衍生电路例如图7所示：在CLC滤波电路的基础上增加一个二极管VD1和一个开关管VT；二极管VD1的阳极接电感L靠近输出电容C2的一端，阴极接输出电容C2的正极；开关管VT的电能输入端接二极管VD1的阳极，电能输出端接输出电容C2的负极；开关管VT处于关断状态或高频状态。当开关管VT处于关断状态，或者开关管VT的开关频率须远高于多相LLC谐振DC/DC电路前级的逆变电路的开关频率时，图7与CLC滤波电路基本等效；其中，VD1的功能为阻断后级负载反向电流，并且VD1和开关管VT中的反并联二极管联合起来具备过压保护的功能，当后级负载产生反向电压尖峰的时候，VD1和开关管VT中的反并联二极管联合起来可以承受这一过压，不会影响到C1和L的正常工作和安全。可选的，所述开关管VT为IGBT或MOS管。
或者，该衍生电路也可以如图8所示：在CLC滤波电路的基础上增加两个二极管，一个二极管VD2的阳极接电感L靠近输出电容C2的一端，阴极接输出电容C2的正极；一个二极管VD3的阳极接输出电容C2的负极，阴极接二极管VD2的阳极。图8与CLC滤波电路基本等效，并且所增加的二极管VD2可以阻断后级负载反向电流，二极管VD2和VD3联合起来具备过压保护的功能，当后级负载产生反向电压尖峰的时候，二极管VD2和VD3联合起来可以承受这一过压，不会影响到C1和L的正常工作和安全。
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的装置而言，由于其与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。
本发明的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的不同对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、商品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、商品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个”限定的要素，并不排除在包括要素的过程、方法、商品或者设备中还存在另外的相同要素。
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明实施例的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明实施例将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (9)

1.一种多相LLC谐振DC/DC电路，其相数≥5，其特征在于，所述多相LLC谐振DC/DC电路包括：顺次相连的多相LLC谐振电路、多相整流电路和CLC滤波电路；
所述CLC滤波电路包括输入电容C1、电感L和输出电容C2，C1＜C2；
其中，当所述多相LLC谐振DC/DC电路为五相LLC谐振DC/DC电路时，输入电容C1的容值与流经输入电容C1的电流的估算值相匹配；
其中，流经输入电容C1的电流估算值等于在0.1fsUdC1的基础上加上一预设的电流裕值；Ud是五相LLC谐振DC/DC电路前级的逆变电路的输入电压，fs是所述逆变电路的开关频率。
2.根据权利要求1所述的多相LLC谐振DC/DC电路，其特征在于，当所述多相LLC谐振DC/DC电路为五相LLC谐振DC/DC电路时，
其中，UN是五相LLC谐振DC/DC电路的额定输出电压，五相LLC谐振DC/DC电路的实际输出电压相比额定输出电压UN最大存在±δ%的波动，P是五相LLC谐振DC/DC电路的额定输出功率，fs是五相LLC谐振DC/DC电路前级的逆变电路的开关频率。
3.根据权利要求1所述的多相LLC谐振DC/DC电路，其特征在于，电感L的感值大小是在根据输入电容C1的容值计算得到的电感L的理论参数值的基础上，再进行调试得到。
4.根据权利要求3所述的多相LLC谐振DC/DC电路，其特征在于，当所述多相LLC谐振DC/DC电路为五相LLC谐振DC/DC电路时，电感L的感值大小是在根据下述步骤计算得到的L的基础上进行调试得到：
在设定流过电感L的电流占输入CLC滤波电路的波动电流的比值为一给定值M，并且忽略输出电容C2上的电压波动从而将输入电容C1和电感L视为并联关系的情况下，计算得到电感L的感值大小L'；
在考量所述比值的给定值M与真实值之间的偏差的情况下，对L'进行误差修正，得到修正后的电感L的感值大小。
5.根据权利要求4所述的多相LLC谐振DC/DC电路，其特征在于，设置M＝3。
6.根据权利要求1-5中任一项所述的多相LLC谐振DC/DC电路，其特征在于，所述CLC滤波电路替换为：在保证CLC滤波电路基本功能实现的前提下，基于CLC滤波电路得到的具有阻断后级负载反向电流功能和过压保护功能的衍生电路。
7.根据权利要求6所述的多相LLC谐振DC/DC电路，其特征在于，所述衍生电路为在CLC滤波电路的基础上增加一个二极管和一个开关管；
所述二极管的阳极接电感L靠近输出电容C2的一端，阴极接输出电容C2的正极；
所述开关管的电能输入端接所述二极管的阳极，电能输出端接输出电容C2的负极；所述开关管处于关断状态或高频状态。
8.根据权利要求7所述的多相LLC谐振DC/DC电路，其特征在于，所述开关管为IGBT或MOS管。
9.根据权利要求6所述的多相LLC谐振DC/DC电路，其特征在于，所述衍生电路为在CLC滤波电路的基础上增加两个二极管；
第一个二极管的阳极接电感L靠近输出电容C2的一端，阴极接输出电容C2的正极；
第二个二极管的阳极接输出电容C2的负极，阴极接所述第一个二极管的阳极。
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