CN105978379B - 一种双buck半桥逆变器的混合控制算法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种双buck半桥逆变器的混合控制算法，结合半周期调制以及全周期调制，提出了具有固定开关频率的混合SPWM控制方式。在总电感电流连续时，只有一个开关管工作，也只有一个电感有电流，即处于半周期调制的工作模式。而在电感电流平均值低于临界电感电流平均值时，另外一个开关管也开始工作，即全周期工作方式。本发明结合了双降压半桥逆变器传统的半周期调制和全周期调制的优点，具有较高的输出电压质量和变换器效率的综合属性。并针对混合调制可能带来的波形畸变问题提出了动态过程抑制的算法。

Description

一种双buck半桥逆变器的混合控制算法

技术领域

本发明涉及电力电子变换器控制领域，特别是一种双buck半桥逆变器的混合控制算法。

背景技术

双Buck逆变器由于不存在直通问题，续流二极管不通过IGBT体二极管，适合于制作高可靠性、高效率的新能源发电行业用逆变器。双降压逆变器的控制方式主要有为滞环电流控制和SPWM方式。滞环电流控制有很好的稳定性，无需偏置电流，但是滞环控制的调制频率总是变动的，输出波形的频谱很宽，滤波器的参数设计比较难，开关频率可能会非常高。大功率时的滤波电感将会产生很大的噪音。

SPWM对于双降压半桥逆变器传统上可以分为全周期调制方式和半周期调制方式。全周期SPWM方式，便于控制，输出波形质量好，但是两个开关管同时处于高速开关状态，且两个电感间存在环流，开关损耗大，效率低。半周期SPWM调制方式，每半个周波只有一个开关管处于高频工作，电感无环流，但是控制器输出波形畸变问题。本发明专利提出一种混合控制方式，克服了全周期和半周期SPWM调制方式的缺点，综合了两者的优点，并解决了不同切换方式间存在的扰动问题。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的是提出一种双buck半桥逆变器的混合控制算法，结合了双降压半桥逆变器传统的半周期调制和全周期调制的优点，具有较高的输出电压质量和变换器效率的综合属性。并针对混合调制可能带来的波形畸变问题提出了动态过程抑制的算法。

本发明采用以下方案实现：一种双buck半桥逆变器的混合控制算法，包括一双buck半桥逆变器，所述双buck半桥逆变器包括两个串联的电源U_d，所述两个串联的电源U_d的一端分别连接至第一开关管S₁的漏极、第二二极管D₂的阴极，所述两个串联的电源U_d的另一端分别连接至第一二极管D₁的阳极、第二开关管S₂的源极，所述第一开关管S₁的源极、第一二极管D₁的阴极均连接至第一电感L₁的一端，所述第一电感L₁的另一端连接至第二电感L₂的一端、电容C_f的一端，所述第二电感L₂的另一端连接至所述第二二极管D₂的阳极、所述第二二极管D₂的漏极，所述电容C_f的另一端接地，所述电容C_f并接有负载；具体包括以下步骤：

步骤S1：采集一个开关周期的电感电流平均值I_L，采用下式计算临界的电感电流平均值：

其中，U_d为直流电源电压，U_{o_ref}为负载参考电压，L为两个电感值，f_S为开关频率；

步骤S2：判断|I_L|与I_Lb的大小，当|I_L|＞I_Lb，进入步骤S3；当|I_L|＜I_Lb时，进入步骤S4；

步骤S3：判断上一个开关周期是否满足|I_L|＞I_Lb，若是，则采用基于半周期调制的闭环控制；否则，判断I_L＞0是否满足I_L＞0，若是，则进入步骤S5，否则进入步骤S6；

步骤S4：判断上一个开关周期是否满足|I_L|＜I_Lb，若是，则采用基于全周期调制的闭环控制；否则，判断I_L是否满足I_L＞0，若是，则进入步骤S7，否则进入步骤S8；

步骤S5：双buck半桥逆变器处于正半周期，控制方式由SPWM全周期调制切换至SPWM半周期调制；判断是否完成过渡周期，若是，则采用基于半周期调制的闭环控制，否则，采用切换点3动态过程抑制算法；

步骤S6：双buck半桥逆变器处于负半周期，控制方式由SPWM全周期调制切换至SPWM半周期调制；判断是否完成过渡周期，若是，则采用基于半周期调制的闭环控制，否则，采用切换点1动态过程抑制算法；

步骤S7：双buck半桥逆变器处于正半周期，控制方式由SPWM半周期调制切换至SPWM全周期调制；判断是否完成过渡周期，若是，则采用基于全周期调制的闭环控制，否则，采用切换点4动态过程抑制算法；

步骤S8：双buck半桥逆变器处于负半周期，控制方式由SPWM半周期调制切换至SPWM全周期调制；判断是否完成过渡周期，若是，则采用基于全周期调制的闭环控制，否则，采用切换点2动态过程抑制算法。

进一步地，步骤S6中所述切换点1动态过程抑制算法具体包括以下步骤：

步骤S61：控制过渡开关周期中第二开关管S₂的占空比，使得第二电感L₂的电感电流平均值能够在下一个开关周期达到稳态值；先由切换前后的电感电流稳态平均值值变化量来确定电感电流起始瞬时值的的变化量Δi_L2(k+1)，即：

Δi_L2(k+1)＝I_L2(k+2)-I_L2(k)＝-I_Lb；

再根据Δi_L2(k+1)与第二开关管S₂的占空比的关系表达式：

得到第二开关管S₂的占空比，采用下式计算：

步骤S62：控制第一开关管S₁的导通时间，使得控制过渡周期的两个电感电流能够平衡，即控制两个电感开关周期平均值电流的变化量相同，不让总电感电流跳变，进而防止动态过程的产生；要满足上述过程，需要分别计算两个电感开关周期平均电流的变化量，分别设为A_rea1和A_rea2，采用下式计算：

其中，D为当前开关k+1周期电感电流连续工作时的稳态占空比，当满足A_rea1＝A_rea2时，得到第一开关管S₁的占空比采用下式计算：

进一步地，步骤S8中所述切换点2动态过程抑制算法具体包括以下步骤：

步骤S81：控制过渡开关周期中第二开关管S₂的占空比，使得第二电感L₂的电感电流平均值能够在下一个开关周期达到稳态值；第二开关管S₂的占空比采用下式计算：

步骤S82：控制第一开关管S₁的导通时间，使得控制过渡周期的两个电感电流能够平衡，不让总电感电流跳变，进而防止动态过程的产生；其中，第一开关管S₁的占空比采用下式计算：

进一步地，步骤S5中所述切换点3动态过程抑制算法具体包括以下步骤：

步骤S51：在第一个过渡周期:让第二开关管S₂工作在先导通后断开模式，使得在第一个过渡周期结束后第二电感L₂的电流降为零；此时，第一开关管S₁的占空比为闭环控制占空比；其中，第一开关管S₁和第二开关管S₂的占空比采用下式计算：

步骤S52：在第二个过渡周期:首先控制过渡开关周期中第一开关管S₁的占空比，使得第一电感L₁的电感电流平均值能够在下一个开关周期达到稳态值；其中，第一开关管S₁的占空比采用下式计算：

接着控制第二开关管S₂的导通时间，使得控制过渡周期的两个电感电流能够平衡，不让总电感电流跳变，进而防止动态过程的产生；其中，第二开关管S₂的占空比采用下式计算：

进一步地，步骤S7中所述切换点4动态过程抑制算法具体包括以下步骤：

步骤S71：在第一个过渡周期，首先控制过渡开关周期中第一开关管S₁的占空比，使得第一电感L₁的电感电流平均值能够在下一个开关周期达到稳态值；其中，第一开关管S₁的占空比采用下式计算：

接着让第二开关管S₂工作在先断开后导通模式，控制第二开关管S₂的导通时间，使得控制过渡周期的两个电感电流能够平衡，不让总电感电流跳变，进而防止动态过程的产生；其中，第二开关管S₂的占空比采用下式计算：

步骤S72：在第二个过渡周期，让第二开关管S₂采取先导通，后关断，再导通的模式；控制第二开关管S₂的初始关断时间，使得第二电感L₂的电流的开关周期平均值近似等于临界值；此时，第一开关管S₁和第二开关管S₂的占空比均为闭环控制占空比；设为第二开关管S₂的初始关断占空比，采用下式计算：

其中，第一开关管S₁和第二开关管S₂的占空比采用下式计算：

与现有技术相比，本发明结合半周期调制以及全周期调制的优点，提出了具有固定开关频率的混合SPWM控制方式。在总电感电流连续时，只有一个开关管工作，也只有一个电感有电流，即处于半周期调制的工作模式。而在电感电流平均值低于临界电感电流平均值时，另外一个开关管也开始工作，即全周期工作方式。由于两种调制方式的输入输出关系都是线性的，所以混合调制使得电路的输入输出关系在整个功率范围内均为线性关系，大大减小了控制上的难度。相比于全周期调制方式，开关管高频动作时间的减小提高了逆变器的效率。本发明提出通过对两个开关管的独立控制，从而分别控制两个电感电流能够顺利过渡到新的稳态值，并且，在过渡周期保证总电感电流平均值保持稳定。

附图说明

图1为本发明的控制原理示意图。

图2为本发明的控制方法流程示意图。

图3为本发明实施例中切换点1的过渡方式波形示意图。

图4为本发明实施例中切换点2的过渡方式波形示意图。

图5为本发明实施例中切换点3的过渡方式波形示意图。

图6为本发明实施例中切换点4的过渡方式波形示意图。

具体实施方式

下面结合附图及实施例对本发明做进一步说明。

如图1所示，本实施例提供了一种双buck半桥逆变器的混合控制算法，包括一双buck半桥逆变器，所述双buck半桥逆变器包括两个串联的电源U_d，所述两个串联的电源U_d的一端分别连接至第一开关管S₁的漏极、第二二极管D₂的阴极，所述两个串联的电源U_d的另一端分别连接至第一二极管D₁的阳极、第二开关管S₂的源极，所述第一开关管S₁的源极、第一二极管D₁的阴极均连接至第一电感L₁的一端，所述第一电感L₁的另一端连接至第二电感L₂的一端、电容C_f的一端，所述第二电感L₂的另一端连接至所述第二二极管D₂的阳极、所述第二二极管D₂的漏极，所述电容C_f的另一端接地，所述电容C_f并接有负载；如图2所示，具体包括以下步骤：

步骤S1：采集一个开关周期的电感电流平均值I_L，采用下式计算临界的电感电流平均值：

其中，U_d为直流电源电压，U_{o_ref}为负载参考电压，L为两个电感值，f_S为开关频率；

步骤S2：判断|I_L|与I_Lb的大小，当|I_L|＞I_Lb，进入步骤S3；当|I_L|＜I_Lb时，进入步骤S4；

步骤S3：判断上一个开关周期是否满足|I_L|＞I_Lb，若是，则采用基于半周期调制的闭环控制；否则，判断I_L＞0是否满足I_L＞0，若是，则进入步骤S5，否则进入步骤S6；

步骤S4：判断上一个开关周期是否满足|I_L|＜I_Lb，若是，则采用基于全周期调制的闭环控制；否则，判断I_L是否满足I_L＞0，若是，则进入步骤S7，否则进入步骤S8；

步骤S5：双buck半桥逆变器处于正半周期，控制方式由SPWM全周期调制切换至SPWM半周期调制；判断是否完成过渡周期，若是，则采用基于半周期调制的闭环控制，否则，采用切换点3动态过程抑制算法；

步骤S6：双buck半桥逆变器处于负半周期，控制方式由SPWM全周期调制切换至SPWM半周期调制；判断是否完成过渡周期，若是，则采用基于半周期调制的闭环控制，否则，采用切换点1动态过程抑制算法；

步骤S7：双buck半桥逆变器处于正半周期，控制方式由SPWM半周期调制切换至SPWM全周期调制；判断是否完成过渡周期，若是，则采用基于全周期调制的闭环控制，否则，采用切换点4动态过程抑制算法；

步骤S8：双buck半桥逆变器处于负半周期，控制方式由SPWM半周期调制切换至SPWM全周期调制；判断是否完成过渡周期，若是，则采用基于全周期调制的闭环控制，否则，采用切换点2动态过程抑制算法。

如图3所示，在本实施例中，步骤S6中所述切换点1动态过程抑制算法具体包括以下步骤：

步骤S61：控制过渡开关周期中第二开关管S₂的占空比，使得第二电感L₂的电感电流平均值能够在下一个开关周期达到稳态值；先由切换前后的电感电流稳态平均值值变化量来确定电感电流起始瞬时值的的变化量Δi_L2(k+1)，即：

Δi_L2(k+1)＝I_L2(k+2)-I_L2(k)＝-I_Lb；

再根据Δi_L2(k+1)与第二开关管S₂的占空比的关系表达式：

得到第二开关管S₂的占空比，采用下式计算：

步骤S62：控制第一开关管S₁的导通时间，使得控制过渡周期的两个电感电流能够平衡，即控制两个电感开关周期平均值电流的变化量相同，不让总电感电流跳变，进而防止动态过程的产生；要满足上述过程，需要分别计算两个电感开关周期平均电流的变化量，分别设为A_rea1和A_rea2，采用下式计算：

其中，D为当前开关k+1周期电感电流连续工作时的稳态占空比，当满足A_rea1＝A_rea2时，得到第一开关管S₁的占空比采用下式计算：

如图4所示，在本实施例中，步骤S8中所述切换点2动态过程抑制算法具体包括以下步骤：

步骤S81：控制过渡开关周期中第二开关管S₂的占空比，使得第二电感L₂的电感电流平均值能够在下一个开关周期达到稳态值；第二开关管S₂的占空比采用下式计算：

步骤S82：控制第一开关管S₁的导通时间，使得控制过渡周期的两个电感电流能够平衡，不让总电感电流跳变，进而防止动态过程的产生；其中，第一开关管S₁的占空比采用下式计算：

如图5所示，在本实施例中，步骤S5中所述切换点3动态过程抑制算法具体包括以下步骤：

步骤S51：在第一个过渡周期:让第二开关管S₂工作在先导通后断开模式，使得在第一个过渡周期结束后第二电感L₂的电流降为零；此时，第一开关管S₁的占空比为闭环控制占空比；其中，第一开关管S₁和第二开关管S₂的占空比采用下式计算：

步骤S52：在第二个过渡周期:首先控制过渡开关周期中第一开关管S₁的占空比，使得第一电感L₁的电感电流平均值能够在下一个开关周期达到稳态值；其中，第一开关管S₁的占空比采用下式计算：

接着控制第二开关管S₂的导通时间，使得控制过渡周期的两个电感电流能够平衡，不让总电感电流跳变，进而防止动态过程的产生；其中，第二开关管S₂的占空比采用下式计算：

如图6所示，在本实施例中，步骤S7中所述切换点4动态过程抑制算法具体包括以下步骤：

步骤S71：在第一个过渡周期，首先控制过渡开关周期中第一开关管S₁的占空比，使得第一电感L₁的电感电流平均值能够在下一个开关周期达到稳态值；其中，第一开关管S₁的占空比采用下式计算：

接着让第二开关管S₂工作在先断开后导通模式，控制第二开关管S₂的导通时间，使得控制过渡周期的两个电感电流能够平衡，不让总电感电流跳变，进而防止动态过程的产生；其中，第二开关管S₂的占空比采用下式计算：

步骤S72：在第二个过渡周期，让第二开关管S₂采取先导通，后关断，再导通的模式；控制第二开关管S₂的初始关断时间，使得第二电感L₂的电流的开关周期平均值近似等于临界值；此时，第一开关管S₁和第二开关管S₂的占空比均为闭环控制占空比；设为第二开关管S₂的初始关断占空比，采用下式计算：

其中，第一开关管S₁和第二开关管S₂的占空比采用下式计算：

以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明申请专利范围所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。

Claims (1)

1.一种双buck半桥逆变器的混合控制算法，包括一双buck半桥逆变器，所述双buck半桥逆变器包括两个串联的电源U_d，所述两个串联的电源U_d的一端分别连接至第一开关管S₁的漏极、第二二极管D₂的阴极，所述两个串联的电源U_d的另一端分别连接至第一二极管D₁的阳极、第二开关管S₂的源极，所述第一开关管S₁的源极、第一二极管D₁的阴极均连接至第一电感L₁的一端，所述第一电感L₁的另一端连接至第二电感L₂的一端、电容C_f的一端，所述第二电感L₂的另一端连接至所述第二二极管D₂的阳极、所述第二开关管S₂的漏极，所述电容C_f的另一端接地，所述电容C_f并联连接有负载；其特征在于：包括以下步骤：

步骤S1：采集一个开关周期的电感电流平均值I_L，采用下式计算临界的电感电流平均值：

其中，U_d为直流电源电压，U_{o_ref}为负载参考电压，L为两个电感值，f_S为开关频率；

步骤S2：判断|I_L|与I_Lb的大小，当|I_L|＞I_Lb，进入步骤S3；当|I_L|＜I_Lb时，进入步骤S4；

步骤S3：判断上一个开关周期是否满足|I_L|＞I_Lb，若是，则采用基于半周期调制的闭环控制；否则，判断I_L＞0是否满足I_L＞0，若是，则进入步骤S5，否则进入步骤S6；

步骤S4：判断上一个开关周期是否满足|I_L|＜I_Lb，若是，则采用基于全周期调制的闭环控制；否则，判断I_L是否满足I_L＞0，若是，则进入步骤S7，否则进入步骤S8；

步骤S5：双buck半桥逆变器处于正半周期，控制方式由SPWM全周期调制切换至SPWM半周期调制；判断是否完成过渡周期，若是，则采用基于半周期调制的闭环控制，否则，采用切换点3动态过程抑制算法；

步骤S6：双buck半桥逆变器处于负半周期，控制方式由SPWM全周期调制切换至SPWM半周期调制；判断是否完成过渡周期，若是，则采用基于半周期调制的闭环控制，否则，采用切换点1动态过程抑制算法；

步骤S7：双buck半桥逆变器处于正半周期，控制方式由SPWM半周期调制切换至SPWM全周期调制；判断是否完成过渡周期，若是，则采用基于全周期调制的闭环控制，否则，采用切换点4动态过程抑制算法；

步骤S8：双buck半桥逆变器处于负半周期，控制方式由SPWM半周期调制切换至SPWM全周期调制；判断是否完成过渡周期，若是，则采用基于全周期调制的闭环控制，否则，采用切换点2动态过程抑制算法；

步骤S6中所述切换点1动态过程抑制算法具体包括以下步骤：

步骤S61：控制过渡周期中第二开关管S₂的占空比，使得第二电感L₂的电感电流平均值能够在下一个开关周期达到稳态值；先由切换前后的第二电感L₂的电感电流平均值变化量来确定电感电流起始瞬时值的变化量Δi_L2(k+1)，即：

Δi_L2(k+1)＝I_L2(k+2)-I_L2(k)＝-I_Lb；

再根据Δi_L2(k+1)与第二开关管S₂的占空比的关系表达式：

得到第二开关管S₂的占空比，采用下式计算：

步骤S62：控制第一开关管S₁的导通时间，使得控制过渡周期的两个电感电流能够平衡，即控制两个开关周期的电感电流平均值的变化量相同，不让总电感电流跳变，进而防止动态过程的产生；要满足上述过程，需要分别计算两个开关周期的电感电流平均值的变化量，分别设为A_rea1和A_rea2，采用下式计算：

其中，D为当前开关k+1周期电感电流连续工作时的稳态占空比，当满足A_rea1＝A_rea2时，得到第一开关管S₁的占空比采用下式计算：

步骤S8中所述切换点2动态过程抑制算法具体包括以下步骤：

步骤S81：控制过渡周期中第二开关管S₂的占空比，使得第二电感L₂的电感电流平均值能够在下一个开关周期达到稳态值；第二开关管S₂的占空比采用下式计算：

步骤S82：控制第一开关管S₁的导通时间，使得控制过渡周期的两个电感电流能够平衡，不让总电感电流跳变，进而防止动态过程的产生；其中，第一开关管S₁的占空比采用下式计算：

步骤S5中所述切换点3动态过程抑制算法具体包括以下步骤：

步骤S51：在第一个过渡周期:让第二开关管S₂工作在先导通后断开模式，使得在第一个过渡周期结束后第二电感L₂的电流降为零；此时，第一开关管S₁的占空比为闭环控制占空比；其中，第一开关管S₁和第二开关管S₂的占空比采用下式计算：

步骤S52：在第二个过渡周期:首先控制过渡周期中第一开关管S₁的占空比，使得第一电感L₁的电感电流平均值能够在下一个开关周期达到稳态值；其中，第一开关管S₁的占空比采用下式计算：

接着控制第二开关管S₂的导通时间，使得控制过渡周期的两个电感电流能够平衡，不让总电感电流跳变，进而防止动态过程的产生；其中，第二开关管S₂的占空比采用下式计算：

步骤S7中所述切换点4动态过程抑制算法具体包括以下步骤：

步骤S71：在第一个过渡周期，首先控制过渡周期中第一开关管S₁的占空比，使得第一电感L₁的电感电流平均值能够在下一个开关周期达到稳态值；其中，第一开关管S₁的占空比采用下式计算：

接着让第二开关管S₂工作在先断开后导通模式，控制第二开关管S₂的导通时间，使得控制过渡周期的两个电感电流能够平衡，不让总电感电流跳变，进而防止动态过程的产生；其中，第二开关管S₂的占空比采用下式计算：

步骤S72：在第二个过渡周期，让第二开关管S₂采取先导通，后关断，再导通的模式；控制第二开关管S₂的初始关断时间，使得第二电感L₂的电感电流平均值近似等于临界的电感电流平均值；此时，第一开关管S₁和第二开关管S₂的占空比均为闭环控制占空比；设为第二开关管S₂的初始关断占空比，采用下式计算：

其中，第一开关管S₁和第二开关管S₂的占空比采用下式计算：