CN111865117A - 分段定占空比控制的dcm降压-升降压pfc变换器 - Google Patents

分段定占空比控制的dcm降压-升降压pfc变换器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种分段定占空比控制的DCM降压‑升降压PFC变换器。该变换器包括主功率电路和控制电路，其中控制电路包括输出电压差分采样电路、输出电压反馈电路、峰值采样电路、第一减法电路、第二减法电路、除法器、输入电压比较电路、选通电路、乘法器、锯齿波比较及驱动信号生成电路和驱动信号切换处理及驱动电路；使用输入电压前馈电路、输入电压比较电路和选通切换电路，按照变换器在Buck工作阶段和在Buck/Boost工作阶段不同的占空比，实行分段定占空比的控制方式对变换器进行控制。本发明提高了PFC变换器的功率因数，降低了成本，并具有输入电流峰值小、开关管导通损耗小的优点。

Description

分段定占空比控制的DCM降压-升降压PFC变换器
技术领域
本发明涉及电能变换装置的交流-直流变换器技术领域，特别是一种分段定占空比控制的高功率因数DCM降压升降压PFC变换器。
背景技术
传统Buck PFC变换器由于输入电流死区的问题，使得变换器的PF值较低，不能满足设计技术要求。为了解决传统Buck PFC变换器的输入电流死区问题，出现了Buck-Buck/Boost PFC变换器，在输入电压大于输出电压时，Buck变换器工作，在输入电压小于输出电压时，Buck/Boost变换器工作，但是传统的DCM Buck-Buck/Boost PFC变换器在两个工作阶段中，两个开关管的占空比是相同的，使PF值在整个90V～264VAC输入电压范围内仍然较低，不能满足设计技术要求。
传统的DCM Buck-Buck/Boost PFC变换器每个开关周期的占空比相同，开关周期也是恒定的，虽然控制简单、电感小、二极管没有反向恢复问题，但是存在电感电流峰值大、EMI差模特性差、开关管导通损耗大、效率得不到优化、PF值在低电压阶段较低等缺点。
发明内容
本发明的目的在于提供一种输入电流峰值小、开关管导通损耗小、成本低的分段定占空比控制的DCM Buck-Buck/Boost PFC变换器，从而在整个90V～264V AC输入电压范围内将PF值提高至接近于1。
实现本发明目的的技术解决方案为：一种分段定占空比控制的DCM降压-升降压PFC变换器，包括主功率电路和控制电路，其中控制电路包括输出电压差分采样电路、输出电压反馈电路、峰值采样电路、第一减法电路、第二减法电路、除法器、输入电压比较电路、选通电路、乘法器、锯齿波比较及驱动信号生成电路和驱动信号切换处理及驱动电路；使用输入电压前馈电路、输入电压比较电路和选通切换电路，按照变换器在Buck工作阶段和在Buck/Boost工作阶段不同的占空比，实行分段定占空比的控制方式对变换器进行控制。
进一步地，主功率电路包括输入电压源vin、EMI滤波器、二极管整流电路RB、LC滤波器、主电路电感L、第一开关管Qb、第二开关管Qb/b、续流二极管Dfw、第一二极管Dsk、输出电容Co和负载RL；所述输入电压源vin与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与整流桥RB的输入端口连接，整流桥RB的输出负极与LC滤波器的输入负端口相连，整流桥RB的输出正端口与LC滤波器的输入正端口相连，LC滤波器的输出正端口与主电路电感L的一端和续流二极管Dfw的负极相连，LC滤波器的输出负端口与第一开关管Qb和第二开关管Qb/b的一端连接，LC滤波器的负端口为参考电位零点；主电路电感L的另一端与第二开关管Qb/b的另一端连接，并且与输出电容Co的正极和负载RL相连；输出电容Co的负极与第一二极管Dsk的正极和续流二极管Dfw的正极相连，第一二极管Dsk的负极与第一开关管Qb的另一端相连。
进一步地，所述控制电路包括输出电压差分采样电路、输出电压反馈电路、输入电压前馈电路、选通控制电路、锯齿波比较及驱动信号生成电路、驱动信号切换处理及驱动电路、第二二极管D1和第三二极管D2，其中输入电压前馈电路包括峰值采样电路、第一减法电路、第二减法电路和除法器，选通控制电路包括输入电压比较电路、选通电路和乘法器；所述输出电压差分采样电路的正向输入端与主功率电路的输出电压正极经分压电阻R12、R13后相连，输出电压差分采样电路的负向输入端与主功率电路的输出电压负极经分压电阻R11后相连，输出电压差分采样电路的输出端口G与输出电压反馈控制电路的反相输入端连接，输出电压反馈控制电路的同相输入端与基准电压Vref连接，输出电压反馈控制电路的输出端F与乘法器的输入端vEA相连；输入电压前馈电路中的峰值采样电路信号输入端H经分压电阻R1与主功率电路中二极管整流电路RB整流后的电压vg连接，峰值采样电路信号输出端A分别与第一减法器、第二减法器的一端相连，第一减法器的输出端C和第二减法器的输出端B分别与除法器的输入端vx和输入端vy连接，除法器的输出端vk与选通电路的输入端5相连；输入电压比较电路的输入端I与主功率电路中二极管整流电路RB整流后的电压vg连接，输入电压比较电路的输出端D与选通电路的输入端4相连，并且与驱动信号切换处理及驱动电路的输入端Vbou相连；选通电路的输入端2与1V电压相连，选通电路的输出端3与乘法器的输入端vz相连，乘法器的输出端vp与锯齿波比较及开关管驱动电路的输入端2连接，锯齿波比较及开关管驱动电路的输出端14、11分别与第二二极管D1、第三二极管D2的正极相连，第二二极管D1和第三二极管D2的负极相连，并且与驱动信号切换处理及驱动电路的输入端J、K相连，驱动信号切换处理及驱动电路的输出端与第一开关管Qb、第二开关管Qb/b相连。
进一步地，将电压闭环的输出电压vEA输入至乘法器，根据Buck和Buck/Boost两个工作区域，将闭环输出电压vEA分别与占空比比值k(Vm)和单位电压相乘用于形成不同的调制波，并将调制波与锯齿波相交截，从而在两个区域内形成不同的占空比，达到分段定占空比控制的目的；
所述第一开关管Qb的占空比DQb和第二开关管Qb/b的占空比DQb/b之间的关系为：
Figure BDA0002042730550000031
其中L为变换器主电感，fs为变换器开关频率，Po为输出功率，Vm为输入电压幅值，Vo为输出电压，θ0为工作区域切换角度；
在定Vm下，解出一个最优的DQb，使得PF值在该输入电压Vm下取得最大值，该最优的DQb值为：
Figure BDA0002042730550000032
其中L为变换器主电感，fs为变换器开关频率，Po为输出功率，Vm为输入电压幅值，Vo为输出电压，θ0为工作区域切换角度。
进一步地，所述输入电压前馈电路中，峰值采样电路包括第一射极跟随器IC1和第二射极跟随器IC2，第一减法电路包括第一减法器IC3，第二减法电路包括第二减法器IC4；所述第一射极跟随器IC1的同相输入端为输入电压前馈电路的输入端H，其与主功率电路中二极管整流电路RB整流后的电压vg经分压电阻R1后连接，第一射极跟随器IC1的输出信号经峰值采样后的采样电压峰值信号与第二射极跟随器IC2的同相输入端连接，第二射极跟随器IC2的输出端经电阻R5、R10与第一减法器IC3和第二减法器IC4的同相输入端连接，第一减法器IC3和第二减法器IC4的负输入端通过电阻R4、R9与5V电压相连；第一减法器IC3的正输入端通过电阻R7与地相连，第一减法器IC3的负输入端通过电阻R6与第一减法器IC3的输出端相连，第一减法电路IC3的输出端与乘法器的输入端vx连接；第二减法电路IC4的正输入端通过电阻R15与地相连，第二减法电路IC4的负输入端通过电阻R8与第二减法电路IC4的输出端相连，第二减法电路IC4的输出端与乘法器的vy连接。
进一步地，所述选通控制电路中，电压比较电路包括比较器Comp；所述比较器Comp的正输入端通过分压电阻R16与主功率电路中二极管整流电路RB整流后的电压vg连接，并且通过分压电阻R17与地相连；比较器Comp的负输入端与基准电压相连；比较器Comp的输出端D与选通电路的输入端4相连，选通电路的输入端2与1V电压相连，选通电路的输出端3与乘法器的输入端vz相连。
进一步地，所述锯齿波比较及开关管驱动电路选用UC3843、UC3844或UC3525型号的集成IC电路。
进一步地，所述第一射极跟随器IC1、第二射极跟随器IC2、第一减法器IC3、第二减法器IC4和输出电压反馈电路、输出电压反馈控制电路中使用的放大器IC5、IC6选用TL074、TL072、LM358或LM324型号的运算放大器。
进一步地，所述第一乘法器和第二乘法器采用集成IC电路或分立器件组成。
进一步地，所述驱动信号切换处理及驱动电路中使用的与门选用SN74HC08N、CD4011BE或74HC32N型号的逻辑芯片，驱动电路选用IR2110、TLP250型号的驱动芯片或采用图腾柱驱动电路。
本发明与现有技术相比，其显著优点在于：(1)使用输入电压前馈电路、输入电压比较电路和选通切换电路，按照变换器在Buck工作阶段和在Buck/Boost工作阶段不同的占空比，实行分段定占空比的控制方式对变换器进行控制，可以在整个90V～264VAC输入电压范围内将PF值提高至接近于1，具有输入功率因数高、开关管导通损耗小、所需二极管应力小的优点；(2)增大了电感值，减小了电感电流纹波，降低了电感电流有效值，降低了开关管的电流有效值，减小了变换器的导通损耗，提高了变换器的效率。
附图说明
图1是本发明实施例中Buck-Buck/Boost PFC变换器主电路示意图。
图2是本发明实施例中一个开关周期内DCM Buck-Buck/Boost PFC变换器的电感电流、开关管电流波形图，其中(a)为Buck变换器工作时的波形图，(b)为Buck/Boost变换器工作时的波形图。
图3是本发明实施例中传统控制方式下输入电流的波形图。
图4是本发明实施例中传统控制方式下PF值与Vm的波形图。
图5是本发明实施例中新型控制方式下输入电流的波形图。
图6是本发明实施例中两种控制方式下的PF值对比。
图7是本发明实施例中拟合占空比比值的曲线图。
图8是本发明分段定占空比控制的高功率因数DCM降压升降压PFC变换器的主功率电路结构及控制结构示意图。
图9是本发明实施例中两种控制方式下功率传输曲线图。
图10是本发明实施例中两种控制方式下不同输入电压下的临界电感值比较。
图11是本发明实施例中两种控制方式下的电感电流峰值比较。
图12是本发明实施例中两种控制方式下的电感电流有效值比较。
图中：vin、电源电压；iin、输入电流；RB、整流桥；vg、整流后的输出电压；iL、电感电流；L、电感。Qb、第一开关管；Qb/b、第二开关管；Dfw、续流二极管；Dsk、第一二极管；Co、输出滤波电容；RLd、负载；Vo、输出电压；Vref、输出电压反馈控制的基准电压；vEA、输出电压反馈控制的误差电压信号输出；t、时间；ω、输入电压角频率；Vm、输入电压峰值；vgs_b、第一开关管Qb的驱动电压；vgs_b/b、第二开关管Qb/b的驱动电压；Db、Buck变换器占空比；Db/b、Buck/Boost变换器占空比；Dfwb、Dfwb/b占空比；Ts、变换器开关周期；fs、变换器开关频率；PF、功率因数；k、占空比比值；p*、输入功率标幺值；Lbou、临界电感值；Iin_pk、输入电流峰值；Iin_rms、输入电流有效值。
具体实施方式
下面结合附图及具体实施例对本发明作进一步详细说明。
1DCM Buck-Buck/Boost PFC变换器的工作原理
图1是Buck-Buck/Boost PFC变换器主电路。
设定：1.所有器件均为理想元件；2.输出电压纹波与其直流量相比很小；3.开关频率远高于输入电压频率。
图2给出了DCM时一个开关周期中的开关管电流和电感电流波形，其中图(a)为Buck变换器工作时的波形图，图(b)为Buck/Boost变换器工作时的波形图。当输入电压vg小于输出电压Vo时，第二开关管Qb/b导通时，续流二极管Dfw截止，电感L两端的电压为整流后的输出电压vg，其电流iL由零开始以vg/L的斜率线性上升，输出滤波电容Co给负载供电。当第二开关管Qb/b关断时，电感电流iL通过续流二极管Dfw续流，此时电感L两端的电压为－Vo，电感电流iL以Vo/L的斜率下降，并且电感电流iL可以在新的一周期开始前下降到零。当输入电压vg大于输出电压Vo时，第一开关管Qb导通时，续流二极管Dfw截止，电感L两端的电压为vg-Vo，其电流iL由零开始以(vg-Vo)/L的斜率线性上升，整流后的输出电压vg给输出滤波电容Co和负载供电。当第一开关管Qb关断时，电感电流iiL通过续流二极管Dfw续流，此时电感L两端的电压为－Vo，电感电流iL以Vo/L的斜率下降，并且电感电流iL可以在新的一周期开始前下降到零。
不失一般性，定义输入交流电压vin的表达式为：
vin＝Vm sinωt (1)
其中Vm和ω分别为输入交流电压的幅值和角频率。
则输入电压整流后的电压为：
vg＝Vm·|sinωt| (2)
在一个开关周期内，变换器分为Buck/Boost拓扑工作和Buck拓扑工作两个工作状态。
当输入电压vg小于输出电压Vo时，Buck/Boost拓扑工作，电感电流峰值iL_pk2为：
Figure BDA0002042730550000061
其中DQb/b为占空比，Ts为开关周期。
在每个开关周期内，L两端的伏秒面积平衡，即：
vgDQb/bTs＝VoDfwb/bTs (4)
其中Vo为输出电压，Dfwb/b为电感电流下降到零所对应的占空比。
由式(2)和式(4)可得：
Figure BDA0002042730550000062
根据式(3)和式(5)，可以得到一个开关周期内流过开关管的平均值为：
Figure BDA0002042730550000063
当输入电压vg大于输出电压Vo时，Buck拓扑工作，电感电流峰值iL_pk1为：
Figure BDA0002042730550000064
其中DQb为占空比，Ts为开关周期。
在每个开关周期内，L两端的伏秒面积平衡，即：
(vg-Vo)DQbTs＝VoDfwbTs (8)
其中Vo为输出电压，Dfwb为电感电流下降到零所对应的占空比。
由式(2)和式(8)可得：
Figure BDA0002042730550000071
根据式(7)和式(9)，可以得到一个开关周期内流过开关管的平均值为：
Figure BDA0002042730550000072
由于Buck/Boost拓扑补偿了Buck变换器的输入电流死区，所以在整个工频周期内输入电流都不为零。
因此，输入电流iin为:
Figure BDA0002042730550000073
其中
Figure BDA0002042730550000074
当两个工作阶段内的占空比DQb和DQb/b相同时，设为DQ，根据式(11)可以得出在不同的输入电压下，半个工频周期内输入电流平均值的波形，如图3所示。从图中可以看出，虽然Buck/Boost变换器补偿了Buck变换器输入电流的死区部分，但是此时开关管电流的平均值并不是正弦形状，谐波含量较多。
由式(1)和式(11)可以得出，当占空比相同时，变换器在半个工频周期内输入功率的平均值Pin为：
Figure BDA0002042730550000075
式中Tline是输入电压周期。
设定变换器效率为100％，则输入功率等于输出功率，即Pin＝Po，由式(12)可得占空比DQ：
Figure BDA0002042730550000076
由式(11)和式(13)可以得出PF值的表达式为：
Figure BDA0002042730550000081
其中Iin_rms为输入电流有效值。
根据式(14)的出PF的曲线，如图4所示。从图中可以看出，Vm越大，PF值越高。在90V～264VAC输入电压范围内，当输入电压为90VAC、输出电压为80V时，PF值只有0.846。
2提高PF值的新型控制
2.1使PF最大化的占空比表达式
当两个工作阶段内的占空比不同时，Buck拓扑和Buck/Boost拓扑的占空比分别设为DQb和DQb/b，由式(1)和式(11)可以求出，当占空比不同时，变换器在半个工频周期内输入功率的平均值Pin为：
Figure BDA0002042730550000082
设定变换器效率为100％，则输入功率等于输出功率，即Pin＝Po，由式(15)可得占空比DQb和DQb/b之间的关系为：
Figure BDA0002042730550000083
由式(11)和式(16)可以求得PF值关于DQb的表达式为：
Figure BDA0002042730550000084
其中Iin_rms为输入电流有效值，
Figure BDA0002042730550000085
Figure BDA0002042730550000091
c＝(πLfsPo)2，
Figure BDA0002042730550000092
由于a，b，c，d都为大于0的参数，所以在定Vm下，可以解出一个最优的DQb，使得PF值在该输入电压Vm下取得最大值，该最优的DQb值为：
Figure BDA0002042730550000093
根据式(11)、式(16)和式(18)可以得出在不同的输入电压下，半个工频周期内输入电流平均值的波形，如图5所示。从图中可以看出，相比于占空比相同的控制方式，本发明分段定占空比控制的高功率因数DCM降压升降压PFC变换器能使输入电流的波形更加趋近与正弦形状且谐波含量大幅减小。
根据式(17)和式(18)，可以作出PF的曲线，如图6所示。从图中可以看出，Vm越大，PF值越高。在90V～264VAC宽输入电压范围内，低电压输入时，PF值相比传统控制方式有大幅度提高，能将PF值在整个宽输入电压范围内提高至最低0.981，效果明显。
2.2控制电路
由上述的分析可知，DQb和DQb/b都是关于Vm、L、fs和Po的函数，函数自变量较多，若使用模拟电路搭建控制电路，那么前馈控制电路是非常复杂的，而且控制精度较低。由于DQb和DQb/b的比值只是关于Vm的函数，在控制DQb和DQb/b的值时，只需要保证两者的比值在同一Vm下是一个定值，通过电压闭环地自动调节，就可以得到理论计算的占空比。
如果直接使用最初的DQb和DQb/b的比值关于Vm的函数表达式，控制电路的搭建仍然是非常困难复杂的，所以通过拟合的方法来得到DQb和DQb/b的比值关于Vm的函数表达式：
Figure BDA0002042730550000094
根据式(19)可以作出拟合的DQb和DQb/b的比值关于Vm的曲线图，并和精确的DQb和DQb/b的比值关于Vm的变化曲线相比较，如图7所示。从图中可以看出，拟合的比值和精确的比值基本相同，使得前馈控制电路大大简化。
根据式(19)可以设计控制电路，如图8所示。整流后的输入电压经R1和R2分压，并经过由运放组成的电压跟随器后，得到vH＝kvgVm|sinωt|，其中kvg是电压采样系数。R3、D1、D2和C1构成峰值取样电路，并经过由运放组成的电压跟随器后，得到vA＝kvgVm。得到的vA通过分压电阻R5、R7、R10、R15分别输入到两个减法电路的正向输入端，同时将5V的电压通过电阻R4、R9输入到两个减法电路的反相输入端，选择R2＝0.2R1，R7＝26.268R5，R6＝1.214R4，R8＝4.562R9，R15＝0.624R10，可以得到式(19)的分子vx和分母vy，将分子和分母输入到除法器中，输出vk即为式(19)；输出电压vk输入到选通电路(9)中，经过选通电路输出为vz；输出电压Vo经过差分采样电路之后与基准电压Vref比较，经由R18和C2构成的调节器后得到误差信号vEA；vz和vEA经过乘法器后得到P点电位为：
vP＝vEAvz (20)
将P点电压与锯齿波进行交截，便可以获得式(16)和式(18)所示的占空比。
结合图8，本发明分段定占空比控制的DCM降压-升降压PFC变换器，其特征在于，包括主功率电路1和控制电路，其中控制电路包括输出电压差分采样电路、输出电压反馈电路、峰值采样电路、第一减法电路、第二减法电路、除法器、输入电压比较电路、选通电路、乘法器、锯齿波比较及驱动信号生成电路和驱动信号切换处理及驱动电路；使用输入电压前馈电路、输入电压比较电路和选通切换电路，按照变换器在Buck工作阶段和在Buck/Boost工作阶段不同的占空比，实行分段定占空比的控制方式对变换器进行控制。
进一步地，主功率电路1包括输入电压源vin、EMI滤波器、二极管整流电路RB、LC滤波器、主电路电感L、第一开关管Qb、第二开关管Qb/b、续流二极管Dfw、第一二极管Dsk、输出电容Co和负载RL；所述输入电压源vin与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与整流桥RB的输入端口连接，整流桥RB的输出负极与LC滤波器的输入负端口相连，整流桥RB的输出正端口与LC滤波器的输入正端口相连，LC滤波器的输出正端口与主电路电感L的一端和续流二极管Dfw的负极相连，LC滤波器的输出负端口与第一开关管Qb和第二开关管Qb/b的一端连接，LC滤波器的负端口为参考电位零点；主电路电感L的另一端与第二开关管Qb/b的另一端连接，并且与输出电容Co的正极和负载RL相连；输出电容Co的负极与第一二极管Dsk的正极和续流二极管Dfw的正极相连，第一二极管Dsk的负极与第一开关管Qb的另一端相连。
进一步地，所述控制电路包括输出电压差分采样电路2、输出电压反馈电路3、输入电压前馈电路、选通控制电路、锯齿波比较及驱动信号生成电路11、驱动信号切换处理及驱动电路12、第二二极管D1和第三二极管D2，其中输入电压前馈电路包括峰值采样电路4、第一减法电路5、第二减法电路6和除法器7，选通控制电路包括输入电压比较电路8、选通电路9和乘法器10；所述输出电压差分采样电路2的正向输入端与主功率电路1的输出电压正极经分压电阻R12、R13后相连，输出电压差分采样电路2的负向输入端与主功率电路1的输出电压负极经分压电阻R11后相连，输出电压差分采样电路2的输出端口G与输出电压反馈控制电路3的反相输入端连接，输出电压反馈控制电路3的同相输入端与基准电压Vref连接，输出电压反馈控制电路3的输出端F与乘法器10的输入端vEA相连；输入电压前馈电路中的峰值采样电路4信号输入端H经分压电阻R1与主功率电路1中二极管整流电路RB整流后的电压vg连接，峰值采样电路4信号输出端A分别与第一减法器5、第二减法器6的一端相连，第一减法器5的输出端C和第二减法器6的输出端B分别与除法器7的输入端vx和输入端vy连接，除法器7的输出端vk与选通电路9的输入端5相连；输入电压比较电路8的输入端I与主功率电路1中二极管整流电路RB整流后的电压vg连接，输入电压比较电路8的输出端D与选通电路9的输入端4相连，并且与驱动信号切换处理及驱动电路12的输入端Vbou相连；选通电路9的输入端2与1V电压相连，选通电路9的输出端3与乘法器10的输入端vz相连，乘法器10的输出端vp与锯齿波比较及开关管驱动电路11的输入端2连接，锯齿波比较及开关管驱动电路11的输出端14、11分别与第二二极管D1、第三二极管D2的正极相连，第二二极管D1和第三二极管D2的负极相连，并且与驱动信号切换处理及驱动电路12的输入端J、K相连，驱动信号切换处理及驱动电路12的输出端与第一开关管Qb、第二开关管Qb/b相连。
进一步地，将电压闭环的输出电压vEA输入至乘法器10，根据Buck和Buck/Boost两个工作区域，将闭环输出电压vEA分别与占空比比值k(Vm)和单位电压相乘用于形成不同的调制波，并将调制波与锯齿波相交截，从而在两个区域内形成不同的占空比，达到分段定占空比控制的目的；
所述第一开关管Qb的占空比DQb和第二开关管Qb/b的占空比DQb/b之间的关系如式(16)所示。
在定Vm下，解出一个最优的DQb，使得PF值在该输入电压Vm下取得最大值，该最优的DQb值如式(18)所示。
进一步地，所述输入电压前馈电路中，峰值采样电路4包括第一射极跟随器IC1和第二射极跟随器IC2，第一减法电路5包括第一减法器IC3，第二减法电路6包括第二减法器IC4；所述第一射极跟随器IC1的同相输入端为输入电压前馈电路的输入端H，其与主功率电路1中二极管整流电路RB整流后的电压vg经分压电阻R1后连接，第一射极跟随器IC1的输出信号经峰值采样后的采样电压峰值信号与第二射极跟随器IC2的同相输入端连接，第二射极跟随器IC2的输出端经电阻R5、R10与第一减法器IC3和第二减法器IC4的同相输入端连接，第一减法器IC3和第二减法器IC4的负输入端通过电阻R4、R9与5V电压相连；第一减法器IC3的正输入端通过电阻R7与地相连，第一减法器IC3的负输入端通过电阻R6与第一减法器IC3的输出端相连，第一减法电路IC3的输出端与乘法器7的输入端vx连接；第二减法电路IC4的正输入端通过电阻R15与地相连，第二减法电路IC4的负输入端通过电阻R8与第二减法电路IC4的输出端相连，第二减法电路IC4的输出端与乘法器7的vy连接。
进一步地，所述选通控制电路中，电压比较电路8包括比较器Comp；所述比较器Comp的正输入端通过分压电阻R16与主功率电路1中二极管整流电路RB整流后的电压vg连接，并且通过分压电阻R17与地相连；比较器Comp的负输入端与基准电压相连；比较器Comp的输出端D与选通电路9的输入端4相连，选通电路9的输入端2与1V电压相连，选通电路9的输出端3与乘法器10的输入端vz相连。
所述锯齿波比较及开关管驱动电路11选用UC3843、UC3844或UC3525型号的集成IC电路；所述第一射极跟随器IC1、第二射极跟随器IC2、第一减法器IC3、第二减法器IC4和输出电压反馈电路3、输出电压反馈控制电路2中使用的放大器IC5、IC6选用TL074、TL072、LM358或LM324型号的运算放大器；所述第一乘法器4和第二乘法器5采用集成IC电路或分立器件组成；所述驱动信号切换处理及驱动电路12中使用的与门选用SN74HC08N、CD4011BE或74HC32N型号的逻辑芯片，驱动电路选用IR2110、TLP250型号的驱动芯片或采用图腾柱驱动电路。
3新型控制的优点
3.1功率因数的提高
根据式(14)和式(17)可以分别作出采用传统控制和新型控制时的PF值变化曲线，如图6所示。从图中可以看出，采用新型控制后，PF值得到了提高，当输入电压为90VAC时，PF值从0.846提高为0.981。
3.2功率传输更加平衡
采用传统控制时，由式(1)、式(6)和式(10)可得变换器在Buck/Boost拓扑和Buck拓扑工作阶段的瞬时输入功率标幺值(基准值为输出功率)分别为：
Figure BDA0002042730550000131
Figure BDA0002042730550000132
根据式(21)和(22)可以画出瞬时输入功率标幺值随输入电压有效值的变化曲线，如图9所示，从图中可以看出，在低压处Buck/Boost拓扑传输的功率降低和Buck拓扑传输的功率升高，使得输入电流的波形更加趋近于正弦。
3.3临界电感值的升高
从图2可以看出，为使电感电流断续，Buck/Boost拓扑和Buck拓扑必须满足：
DQb/b+Dfwb/b≤1 (23)
DQb+Dfwb≤1 (24)
将式(5)代入式(23)，将式(9)代入式(24)可得：
Figure BDA0002042730550000133
Figure BDA0002042730550000134
由式(25)可见，Buck/Boost变换器的电感电流在两个拓扑的切换点处最容易连续，由式(26)可见，Buck变换器的电感电流在输入电压峰值处最容易连续，由此可得：
Figure BDA0002042730550000135
Figure BDA0002042730550000136
将式(13)代入式(27)和式(28)，可得DCM Buck-Buck/Boost PFC变换器在传统控制下Buck/Boost拓扑和Buck拓扑的临界电感值分别为：
Figure BDA0002042730550000141
Figure BDA0002042730550000142
根据式(16)和式(19)，得新型控制方式下Buck/Boost拓扑和Buck拓扑的拟合占空比表达式为：
Figure BDA0002042730550000143
Figure BDA0002042730550000144
将式(31)和式(32)代入式(27)和式(28)，可得DCM Buck-Buck/Boost PFC变换器在新型控制下Buck/Boost拓扑和Buck拓扑的临界电感值分别为：
Figure BDA0002042730550000145
Figure BDA0002042730550000146
式(33)的最小值落在ωt＝θ0处，即临界电感值为：
Figure BDA0002042730550000147
式(34)的最小值落在|sinωt|＝1处，即临界电感值为：
Figure BDA0002042730550000151
由式(33)、式(34)、式(35)和式(36)可得到图10。从图中可以看出，传统控制和新型控制下的临界电感值分别为38.94μH和49.79μH，与传统控制相比，DCMBuck-Buck/BoostPFC变换器在新型控制下的临界电感值变大，减小了电感电流峰值及有效值，开关管和二极管的电流有效值也相应减小，因此变换器的导通损耗降低，效率提高。
3.4电感电流纹波的减小
根据式(3)、式(7)、式(13)和上述求出的临界电感值，可以求得传统控制方式下Buck/Boost拓扑和Buck拓扑的电感电流纹波的表达式分别为：
Figure BDA0002042730550000152
Figure BDA0002042730550000153
Buck/Boost拓扑的最大电感电流峰值在ωt＝θ0处取到，Buck拓扑的最大电感电流峰值在|sinωt|＝1处取到。
根据式(3)、式(7)、式(31)、式(32)和上述求出的临界电感值，可以求得新型控制方式下Buck/Boost拓扑和Buck拓扑的电感电流纹波的表达式分别为：
Figure BDA0002042730550000154
Figure BDA0002042730550000155
Buck/Boost拓扑的最大电感电流峰值在ωt＝θ0处取到，Buck拓扑的最大电感电流峰值在|sinωt|＝1处取到。
根据式(37)-式(40)可以作出电感电流峰值的曲线图，如图11所示，从图中可知采用新型控制方式后，电感电流的峰值有大幅降低，电感电流峰值的减小，有利于整个变换器EMI电路的设计。
3.5电感电流有效值的减小
根据电感电流有效值计算公式
Figure BDA0002042730550000161
将式(3)、式(5)、式(7)、式(9)和式(13)代入式上式，求得传统控制方式下电感电流有效值的表达式；将式(3)、式(5)、式(7)、式(9)、式(31)和式(32)代入上式，求得新型控制方式下电感电流有效值的表达式，最终电感电流有效值曲线如图12所示，从图中可知，本发明分段定占空比控制的高功率因数DCM降压升降压PFC变换器的电感电流有效值有大幅下降，变换器的效率有很大的提高。

Claims (10)

1.一种分段定占空比控制的DCM降压-升降压PFC变换器，其特征在于，包括主功率电路(1)和控制电路，其中控制电路包括输出电压差分采样电路、输出电压反馈电路、峰值采样电路、第一减法电路、第二减法电路、除法器、输入电压比较电路、选通电路、乘法器、锯齿波比较及驱动信号生成电路和驱动信号切换处理及驱动电路；使用输入电压前馈电路、输入电压比较电路和选通切换电路，按照变换器在Buck工作阶段和在Buck/Boost工作阶段不同的占空比，实行分段定占空比的控制方式对变换器进行控制。
2.根据权利要求1所述的分段定占空比控制的DCM降压-升降压PFC变换器，其特征在于，主功率电路(1)包括输入电压源vin、EMI滤波器、二极管整流电路RB、LC滤波器、主电路电感L、第一开关管Qb、第二开关管Qb/b、续流二极管Dfw、第一二极管Dsk、输出电容Co和负载RL；所述输入电压源vin与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与整流桥RB的输入端口连接，整流桥RB的输出负极与LC滤波器的输入负端口相连，整流桥RB的输出正端口与LC滤波器的输入正端口相连，LC滤波器的输出正端口与主电路电感L的一端和续流二极管Dfw的负极相连，LC滤波器的输出负端口与第一开关管Qb和第二开关管Qb/b的一端连接，LC滤波器的负端口为参考电位零点；主电路电感L的另一端与第二开关管Qb/b的另一端连接，并且与输出电容Co的正极和负载RL相连；输出电容Co的负极与第一二极管Dsk的正极和续流二极管Dfw的正极相连，第一二极管Dsk的负极与第一开关管Qb的另一端相连。
3.根据权利要求2所述的分段定占空比控制的DCM降压-升降压PFC变换器，其特征在于，所述控制电路包括输出电压差分采样电路(2)、输出电压反馈电路(3)、输入电压前馈电路、选通控制电路、锯齿波比较及驱动信号生成电路(11)、驱动信号切换处理及驱动电路(12)、第二二极管D1和第三二极管D2，其中输入电压前馈电路包括峰值采样电路(4)、第一减法电路(5)、第二减法电路(6)和除法器(7)，选通控制电路包括输入电压比较电路(8)、选通电路(9)和乘法器(10)；所述输出电压差分采样电路(2)的正向输入端与主功率电路(1)的输出电压正极经分压电阻R12、R13后相连，输出电压差分采样电路(2)的负向输入端与主功率电路(1)的输出电压负极经分压电阻R11后相连，输出电压差分采样电路(2)的输出端口G与输出电压反馈控制电路(3)的反相输入端连接，输出电压反馈控制电路(3)的同相输入端与基准电压Vref连接，输出电压反馈控制电路(3)的输出端F与乘法器(10)的输入端vEA相连；输入电压前馈电路中的峰值采样电路(4)信号输入端H经分压电阻R1与主功率电路(1)中二极管整流电路RB整流后的电压vg连接，峰值采样电路(4)信号输出端A分别与第一减法器(5)、第二减法器(6)的一端相连，第一减法器(5)的输出端C和第二减法器(6)的输出端B分别与除法器(7)的输入端vx和输入端vy连接，除法器(7)的输出端vk与选通电路(9)的输入端5相连；输入电压比较电路(8)的输入端I与主功率电路(1)中二极管整流电路RB整流后的电压vg连接，输入电压比较电路(8)的输出端D与选通电路(9)的输入端4相连，并且与驱动信号切换处理及驱动电路(12)的输入端Vbou相连；选通电路(9)的输入端2与1V电压相连，选通电路(9)的输出端3与乘法器(10)的输入端vz相连，乘法器(10)的输出端vp与锯齿波比较及开关管驱动电路(11)的输入端2连接，锯齿波比较及开关管驱动电路(11)的输出端14、11分别与第二二极管D1、第三二极管D2的正极相连，第二二极管D1和第三二极管D2的负极相连，并且与驱动信号切换处理及驱动电路(12)的输入端J、K相连，驱动信号切换处理及驱动电路(12)的输出端与第一开关管Qb、第二开关管Qb/b相连。
4.根据权利要求3所述的分段定占空比控制的DCM降压-升降压PFC变换器，其特征在于，将电压闭环的输出电压vEA输入至乘法器(10)，根据Buck和Buck/Boost两个工作区域，将闭环输出电压vEA分别与占空比比值k(Vm)和单位电压相乘用于形成不同的调制波，并将调制波与锯齿波相交截，从而在两个区域内形成不同的占空比，达到分段定占空比控制的目的；
所述第一开关管Qb的占空比DQb和第二开关管Qb/b的占空比DQb/b之间的关系为：
Figure FDA0002042730540000021
其中L为变换器主电感，fs为变换器开关频率，Po为输出功率，Vm为输入电压幅值，Vo为输出电压，θ0为工作区域切换角度；
在定Vm下，解出一个最优的DQb，使得PF值在该输入电压Vm下取得最大值，该最优的DQb值为：
Figure FDA0002042730540000022
其中L为变换器主电感，fs为变换器开关频率，Po为输出功率，Vm为输入电压幅值，Vo为输出电压，θ0为工作区域切换角度。
5.根据权利要求4所述的分段定占空比控制的DCM降压-升降压PFC变换器，其特征在于，所述输入电压前馈电路中，峰值采样电路(4)包括第一射极跟随器IC1和第二射极跟随器IC2，第一减法电路(5)包括第一减法器IC3，第二减法电路(6)包括第二减法器IC4；所述第一射极跟随器IC1的同相输入端为输入电压前馈电路的输入端H，其与主功率电路(1)中二极管整流电路RB整流后的电压vg经分压电阻R1后连接，第一射极跟随器IC1的输出信号经峰值采样后的采样电压峰值信号与第二射极跟随器IC2的同相输入端连接，第二射极跟随器IC2的输出端经电阻R5、R10与第一减法器IC3和第二减法器IC4的同相输入端连接，第一减法器IC3和第二减法器IC4的负输入端通过电阻R4、R9与5V电压相连；第一减法器IC3的正输入端通过电阻R7与地相连，第一减法器IC3的负输入端通过电阻R6与第一减法器IC3的输出端相连，第一减法电路IC3的输出端与乘法器(7)的输入端vx连接；第二减法电路IC4的正输入端通过电阻R15与地相连，第二减法电路IC4的负输入端通过电阻R8与第二减法电路IC4的输出端相连，第二减法电路IC4的输出端与乘法器(7)的vy连接。
6.根据权利要求4所述的分段定占空比控制的DCM降压-升降压PFC变换器，其特征在于，所述选通控制电路中，电压比较电路(8)包括比较器Comp；所述比较器Comp的正输入端通过分压电阻R16与主功率电路(1)中二极管整流电路RB整流后的电压vg连接，并且通过分压电阻R17与地相连；比较器Comp的负输入端与基准电压相连；比较器Comp的输出端D与选通电路(9)的输入端4相连，选通电路(9)的输入端2与1V电压相连，选通电路(9)的输出端3与乘法器(10)的输入端vz相连。
7.根据权利要求4所述的分段定占空比控制的DCM降压-升降压PFC变换器，其特征在于，所述锯齿波比较及开关管驱动电路(11)选用UC3843、UC3844或UC3525型号的集成IC电路。
8.根据权利要求4所述的分段定占空比控制的DCM降压-升降压PFC变换器，其特征在于，所述第一射极跟随器IC1、第二射极跟随器IC2、第一减法器IC3、第二减法器IC4和输出电压反馈电路(3)、输出电压反馈控制电路(2)中使用的放大器IC5、IC6选用TL074、TL072、LM358或LM324型号的运算放大器。
9.根据权利要求4所述的分段定占空比控制的DCM降压-升降压PFC变换器，其特征在于，所述第一乘法器(4)和第二乘法器(5)采用集成IC电路或分立器件组成。
10.根据权利要求4所述的分段定占空比控制的DCM降压-升降压PFC变换器，其特征在于，所述驱动信号切换处理及驱动电路(12)中使用的与门选用SN74HC08N、CD4011BE或74HC32N型号的逻辑芯片，驱动电路选用IR2110、TLP250型号的驱动芯片或采用图腾柱驱动电路。
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GR01 Patent grant
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