CN105048778B - 一种应用于高频pfc功率变换器的功率管自适应关断方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种高频PFC功率变换器的功率管自适应关断方法，在一个高频PFC功率变换器的功率管驱动电路中，构造一个电压控制电流源(VCCS)，将VCCS串联在功率管驱动电路的关断回路中，VCCS根据输入电压的变化实时调整功率管关断电流的大小，从而实现PFC变换器的功率管自适应速度关断，减小关断损耗，提高PFC功率变换器的效率。

Description

一种应用于高频PFC功率变换器的功率管自适应关断方法

技术领域

本发明属于高频PFC功率变换器的功率管驱动电路领域。

背景技术

当今，电力电子产品的广泛应用给电网带来了严重的谐波污染，这使得很多电 力电子产品的前级部分必须采用功率因素校正技术(PFC)。目前，大部分PFC功率变换 器的驱动电路均采用传统的电压源驱动方法，该驱动方法下的功率管的关断速度在变换 器工作运行中均保持不变，然而，功率管的关断速度，关断电压应力及关断损耗是息息 相关的，它们之间存在相互矛盾的关系，关断速度越快可以很好的减小关断损耗，提高 变换器的效率，但会导致关断电压应力增加。在实际变换器工作中，当流过PFC变换器 电感电流越大时，功率管流过的电流也越大，这同样会使得功率管关断电压应力增大。 因此，在传统电压源驱动方法下PFC变换器的功率管选型时，一般按照PFC变换器工 作在额定负载时输入电压峰值电压阶段功率管所承受的电压电流应力不超过器件额定 值的要求来设计。这就使得PFC变换器工作在输入低电压低电流阶段时，功率管的关断 电压应力小，电压裕量大，这就表明，在低于输入峰值电压阶段时，可以加快功率管的 关断速度，尤其是在输入低电压阶段，功率管的关断速度完全可以设计的比输入高电压 阶段快，并且保证功率管关断电压应力不超过器件本身的额定值，这样带来的好处是可 以提高PFC变换器的效率且可保证功率管的安全可靠工作。因为功率管的关断速度越 快，关断损耗就越小，而关断损耗是开关损耗的一大部分。为此，本次发明提出了一种 应用于高频PFC功率变换器的功率管自适应关断方法，以提高PFC变换器的工作效率。

发明内容

本发明的目的是提供一种高频PFC功率变换器的功率管自适应关断方法。

本发明所述的一种高频PFC功率变换器的功率管自适应关断方法的技术方案 是：在一个高频PFC功率变换器的功率管驱动电路中，构造一个电压控制电流源 (VCCS)，将VCCS串接在功率管驱动电路的关断回路中，VCCS根据PFC变换器输入 电压的变化实时调节功率管关断电流的大小，功率管的关断速度随输入电压增大而减 小，减小了功率管关断损耗，提高整个变换器的效率，调节不依赖于控制器的信号。

所述的高频PFC功率变换器包括高频非隔离型PFC变换器与隔离型PFC变换 器。

所述的功率管是上述高频PFC功率变换器的主功率管。

所述的功率管是全控型功率开关器件，主要包括功率MOSFET，IGBT，但不限 于这两类。

所述的功率管自适应关断驱动电路，如附图1所示，由驱动电源V_cc，三极管 T₁和T₂，驱动电阻R₁和R₂，驱动信号源u_pwm，电压控制电流源(VCCS)以及控制信号调节器G构成。驱动电源V_cc接三极管T₁的集电极，T₁的发射极接三极管T₂的发射极以及驱动电阻R₂的左端，R₂的右端接高频PFC功率变换器主功率管Q的栅极；驱动电阻R₁的左端接驱动信号源u_pwm，R₁的右端接三极管T₁和三极管T₂的基极，T₂的集电极接VCCS的上输出端，VCCS下输出端接地，VCCS的输入控制端接调节器G的输出信号u_c，调 节器的输入端则接PFC变换器不可控整流桥输出的正弦半波信号u_f。附图1中的其他部分为典型的Boost 型PFC变换器结构，其中电容C_gs、C_gd、C_ds为被驱动主开关管Q的结电容。

所述的驱动信号源u_pwm是PFC控制电路产生的高频控制脉冲信号，由调制信号u_a与载波信号u_b比较 产生。若采用平均电流控制法，根据PFC平均电流控制原理调制信号可表示为：u_a＝U_am|sinωt|，载波信号 u_b为三角波脉冲或锯齿波脉冲，如附图2所示，当调制信号u_a大于载波信号u_b时，输出驱动信号u_pwm为 低电平，反之u_pwm为高电平。

所述的调制信号u_a由PFC变换器的控制器环路产生，一般为电流环的输出。

所述的电压控制电流源VCCS输入端接调节器输出信号u_c，，VCCS的上输出端接三极管T₂的集电极， 下输出端接；由于u_c是一个交变信号，这要求VCCS响应速度快，延时小，因此VCCS可利用MOSFET 放大电路来实现，但不限于这种方法。

所述的调节器G，如附图3所示，由一个恒定的参考电压减去PFC变换器不可控整流桥输出的正弦 半波信号u_f构成，且恒定参考电压的值U_ref必须大于u_f的幅值，以确保功率管的关断。实际应用中u_f为不 可控整流桥输出电压的一个分压值，这样U_ref可直接从控制器中引入一个恒定的参考电压，实现方便。

所述的MOSFET放大电路由控制信号u_c，电阻R₄以及MOSFET管Q₁构成。电阻R₄的右端接MOSFET 的栅极，电阻R₄的左端接控制信号u_c，Q₁管的漏极为VCCS输出端的上端，Q₁管的源极接地，受控电流 i_off从MOSFET管Q₁的漏极流进、源极流出至地，如附图4所示。

以下结合附图1～附图6说明本发明的工作原理。

根据所述调节器的原理可得高频PFC功率变换器稳态工作下VCCS输入端的控制信号u_c与u_f的关系 曲线图，如附图5所示。其中D点对应于PFC功率变换器输入端不可控整流输出正弦半波峰值电压，C 点为1/4个市电周期内任选一个电压值，而B点与A点分别为D点和C点电压所对应的调节器输出电压 u_c(B)和u_c(A)，在1/4个市电周期内u_c(A)随着时间的增长从U_ref逐渐减小至最小控制电压u_c(B)，然后再逐渐增 大至U_ref，这样得到的控制电压u_c信号送入附图4所示的MOSFET放大电路后，所述的控制电压u_c信号 即为u_GS信号，从而有u_GS(B)＜u_GS(c)，再根据附图6所述的MOSFET输入输出特性曲线，可得到输出电流 i_D(B)＜i_D(C)，又由于流过MOSFET集电极的电流i_D即为PFC功率变换器功率管的关断放电电流，所以有 i_off(B)＜i_off(C)，这就意味着变换器工作在B点时驱动电路的关断电流小于工作在C点时的关断电流，同时也 意味着在1/4个市电周期内，随着PFC功率变换器输入的正弦半波电压从峰值逐渐减小到零时，功率管驱 动电路的关断电流随之而增大，开关管关断速度越快，其他时间段与此类似，呈现出周期性变化。这样就 获得了PFC功率变换器的功率管自适应关断方法。而在实际电路设计时，只要保证PFC变换器工作在满 载时功率管的关断速度与传统设计方法一样即可，这样就能够自适应的加快其他时间段的功率管关断速 度，尤其是输入电压小于峰值电压阶段，从而提高了整个PFC功率变换器的工作效率。

本发明的技术效果是：高频PFC功率变换器的功率管的关断速度可以根据输入电压的变化而自适应 调整，降低了开关管的关断损耗，提高了PFC功率变换器的工作效率。

本发明易行可靠，结构简单，可应用于高频PFC功率变换器领域，以提高整个变换器的工作效率。

附图说明

附图1一种高频PFC功率变换器功率管的自适应关断方法结构原理图。

附图2驱动信号源u_pwm的产生原理。

附图3调节器G结构原理图。

附图4 MOSFET放大电路。

附图5控制信号u_c与u_f的关系曲线。

附图6 MOSFET管的输入输出特性曲线。

附图7具体实施例电路图。

具体实施方式

以下结合一个具体实施例对本发明做进一步的详细说明，如附图7所示，其为采用了本发明的一种功 率管自适应关断方法的高频PFC功率变换器原理图。其主要由四部分结构组成：1、Boost型PFC功率变 换器；2、PFC控制电路；3、驱动电路；4、电压控制电流源电路。

所述1 Boost型PFC电路属于非隔离型高频PFC功率变换电路，由输入市电电压u_in，二极管D₀₁～D₀₄构成的不可控整流桥，输入滤波电容C₀₁，滤波电感L，主功率管Q₀₁，续流二极管D₀₅，输出滤波电容C₀₂， 负载电阻R_L，电压检测电阻R₀₁和R₀₂及电流检测电阻R_s构成。

所述的市电电压u_in的阳极接不可控整流桥二极管D₀₁的阳极与D₀₂的阴极，u_in的阴极与不可控整流 桥二极管D₀₃的阳极和D₀₄的阴极相连；不可控整流桥二极管D₀₁的阳极接二极管D₀₂的阴极，二极管D₀₃的阳极接二极管D₀₄的阴极，二极管D₀₁与D₀₃的阴极共同与输入滤波电容C₀₁的上端及滤波电感L的左端 相连，二极管D₀₂与D₀₄的阳极共同与输入滤波电容C₀₁的下端及电流检测电阻R_s的左端相连；滤波电感 L的右端接二极管D₀₅的阳极和主功率管Q₀₁的漏极，Q₀₁的栅极接驱动电阻R₀₆的右端，Q₀₁的源极与电流 检测电阻R_s的右端、输出电容C₀₂的负极、负载电阻R_L的下端和电压检测电阻R₀₂的下端相连；电流检测 电阻R_s的左端接不可控整流桥二极管D₀₂与D₀₄的阳极；二极管D₀₅阳极接L的右端以及主功率管Q₀₁的 漏极，二极管D₀₅阴极接输出电容C₀₂的正极、输出负载R_L的上端以及电压检测电阻R₀₁的上端；R₀₁的下 端接电压检测电阻R₀₂的上端，电阻R₀₂的下端、输出负载R_L的下端、输出滤波电容C₀₂的负极、主功率 管Q₀₁的源极以及电流检测电阻R_s的左端共同接地。

所述的Boost型PFC主电路输入电压u_in为50Hz的220VAC市电，输出电压为385VDC，额定输出功 率为2KW，采用的不可控整流桥型号为GSIB1580，输入滤波电容C₀₁为1μF，主功率管Q₀₁型号为 SPW35N60C3功率MOSFET，二极管D₀₅采用RHRP1560超快恢复二极管，滤波电感L为600μH，输出 滤波电容C₀₂为470μF的电解电容，电流检测电阻R_s为0.05Ω，电压检测电阻R₅和R₆分别为511kΩ和 10kΩ。

所述2 PFC控制电路是一个对Boost型PFC功率变换器的平均电流控制器，它由常用的PFC平均电 流控制芯片UC3854(IC1)及其外围电路构成。

所述的UC3854(IC1)及其外围电路如下所示：

1)UC3854(IC1)的GND引脚接地。

2)UC3854(IC1)的PKLMT引脚接电阻R₀₄的右端、电容C₀₃的左端以及电阻R₁₆的左端；电阻R₀₄的 左端接电阻R₀₈的左端、不可控整流桥二极管D₀₂与D₀₄的阳极、电流检测电阻R_s的左端及输入滤波电容 C₀₁的下端，电阻R₀₈的右端接UC3854的MULTOUT引脚；电容C₀₃的右端接地；电阻R₁₆的右端接电容 C₁₁的上端、电阻R₁₅的右端、UC3854(IC1)的VREF引脚及ENA引脚，电阻R₁₅的左端接电阻R₁₀的右端 及UC3854(IC1)的IAC引脚，电容C₁₁的下端接地。

3)UC3854(IC1)的CAOUT引脚与电容C₀₄和电容C₀₅的右端相连；电容C₀₅的左端接电阻R₀₇的右端， 电阻R₀₇的左端接电阻R₀₃的下端、电容C₀₄的左端及UC3854(IC1)的ISENSE引脚；电容C₀₄的左端与电 阻R₀₃的下端、电阻R₀₇的左端及UC3854(IC1)的ISENSE引脚连接；其中，电阻R₀₃、电阻R₀₇、电容C₀₄与电容C₀₅构成电流环PI调节器。

4)UC3854(IC1)的ISENSE引脚与电阻R₀₇的左端、电容C₀₄的左端及电阻R₀₃的下端相连；电阻R₀₇的右端接电容C₀₅的左端，电容C₀₄的右端接UC3854(IC1)的CAOUT引脚与电容C₀₅的右端，电阻R₀₃上 端接电流检测电阻R_s的右端以及地。

5)UC3854(IC1)的MULTOUT引脚接电阻R₀₈的右端；电阻R₀₈的左端与电流检测电阻R_s的左端、不 可控整流桥二极管D₀₂与D₀₄的阳极、输入滤波电容C₀₁的下端以及电阻R₀₄的左端相连；电阻R₀₄的右端 接电容C₀₃的左端、UC3854(IC1)的PKLMT引脚及电阻R₁₆的左端。

6)UC3854(IC1)的IAC引脚与电阻R₁₀的右端和电阻R₁₅的左端相连；电阻R₁₀的左端接不可控整流 桥二极管D₀₁与D₀₃的阴极、输入滤波电容C₀₁的上端、滤波电感L的左端及电阻R₁₁的上端；电阻R₁₁的 下端接电容C₀₉的上端及电阻R₁₃的左端；电阻R₁₅的右端接电阻R₁₆的右端、电容C₁₁的上端、UC3854的 VREF引脚和ENA引脚；电容C₁₁的下端接地。

7)UC3854(IC1)的VAOUT引脚与电阻R₁₂的右端与电容C₀₈的右端相连接；电容C₀₈的左端与电阻 R₁₂的左端共同与电压检测电阻R₀₂的上端、电压检测电阻R₀₁的下端及UC3854(IC1)的VSENSE引脚相连； 电压检测电阻R₀₁、电阻R₀₂组成负反馈分压电路，电阻R₀₂、电阻R₁₂及电容C₀₈构成电压环PI调节器。

8)UC3854(IC1)的VRMS引脚与电阻R₁₃和电阻R₁₄的右端、电容C₁₀的右端相连；电阻R₁₃的左端 接电阻R₁₁的下端、电容C₀₉的上端，电容C₀₉的下端接于地；电阻R₁₄的左端与电容C₁₀的左端均接地。

9)UC3854(IC1)的VREF引脚与ENA引脚、电阻R₁₅与电阻R₁₇的右端、电容C₁₁的上端相连；电阻 R₁₅的左端接电阻R₁₁的右端及UC3854(IC1)的IAC引脚，电阻R₁₆的左端与UC3854(IC1)的PKLMT引脚、 电容C₀₃的左端和电阻R₀₄的右端相连。

10)UC3854(IC1)的REST引脚接电阻R₀₉的左端；电阻R₀₉的右端与电容C₀₇和电容C₀₆右端及地相 连接。其中，电阻R₀₉和电容C₀₆决定振荡器的振荡频率。

11)UC3854(IC1)的SS引脚接电容C₀₇的左端，电容C₀₇的右端与电容C₀₆的右端及电阻R₀₉的右端相 连且共同接地。

12)UC3854(IC1)的CT引脚与电容C₀₆的左端相连，电容C₀₆的右端接电阻R₀₉的右端、电容C₀₇的 右端以及地。

13)UC3854(IC1)的VCC引脚接正电源+18V。

14)UC3854(IC1)的GTDRV引脚接电阻R₀₅的左端，电阻R₀₅的右端接驱动电路中的三极管T₀₁与T₀₂的基极。

所述平均电流控制器中的电阻R₀₃为4kΩ，电阻R₀₄为1.6kΩ，电阻R₀₇为24kΩ，电阻R₀₈为4kΩ， 电阻R₀₉为15kΩ，电阻R₁₀为910kΩ，电阻R₁₁为910kΩ，电阻R₁₂为51kΩ，电阻R₁₃为91kΩ，电阻 R₁₄为20kΩ，电阻R₁₅为220kΩ，电阻R₁₆为10kΩ，电容C₀₃为0.1μF，电容C₀₄为62pF，电容C₀₅为 620pF，电容C₀₆为800pF，电容C₀₇为0.01μF，电容C₀₈为47nF，电容C₀₉为0.1μG，电容C₁₀为0.5μF， 电容C₁₁为470pF。

所述3驱动电路由驱动正电源+18V，三极管T₀₁、三极管T₀₂、驱动电阻R₀₅及驱动电阻R₀₆构成。

所述的驱动正电源+18V接三极管T₀₁的集电极，三极管T₀₁的发射极与三极管T₀₂的发射极、驱动电 阻R₀₆的左端相连，驱动电阻R₀₆的右端与Boost型PFC功率变换器的功率管Q₀₁的栅极；三极管T₀₂的集 电极接所述的电压控制电流源电路中的Q₀₂管的漏极，三极管T₀₁和三极管T₀₂的基极共同接驱动电阻R₀₅的右端，R₀₅的左端接UC3854(IC1)的GTDRV引脚；GTDRV引脚输出u_pwm驱动信号。

所述的驱动电路中，三极管T₀₁采用的型号为C2655，三极管T₀₂采用的型号为A1020，电阻R₀₅为 100Ω，电阻R₀₆为10Ω。

所述4电压控制电流源电路由一个分压电路，一个减法器和一个MOSFET放大电路构成。

所述的分压电路由电阻R₁₉、电阻R₂₀构成，分压电路将不可控整流桥输出的正弦波半波电压u_cf分压， 其中电阻R₁₉的左端接不可控整流桥二极管D₀₁与D₀₃的阴极、输入滤波电容C₀₁的上端、滤波电感L的左 端，电阻R₁₉的右端接电阻R₂₀的左端与电阻R₁₈的左端，电阻R₂₀的右端接地。

所述的减法器由电阻R₁₇、电阻R₁₈、电阻R₂₁、运算放大器LM358、稳压二极管D₀₆以及驱动正电源 +18V构成；其中电阻R₁₇的左端接参考电压V_REF，R₁₇的右端接运算放大器LM358的同相输入端及稳压二 极管D₀₆的阴极，稳压二极管D₀₆的阳极接地；电阻R₁₈的左端与电阻R₁₉的右端和电阻R₂₀的左端相连， R₁₈的右端接运算放大器LM358的反向输入端和电阻R₂₁的左端，电阻R₂₁的右端接运算放大器LM358的 输出端及电阻R₂₂的左端；运算放大器LM358的同相输入端接电阻R₁₇的右端和稳压二极管D₀₆的阴极， 反相输入端接电阻R₁₈的右端和电阻R₂₁的左端，输出端接电阻R₂₁的右端和电阻R₂₂的左端，电源端v_cc接驱动正电源+18V，电源端v_ee接地。

所述的MOSFET放大电路由电阻R₂₂、MOSFET管Q₀₂构成；其中电阻R₂₂的左端接运算放大器LM358 的输出端和电阻R₂₁的右端，电阻R₂₂右端接MOSFET管Q₀₂的栅极；Q₀₂的漏极接三极管T₀₂的集电极， Q₀₂的源极接地。

所述的电压控制电流源电路中的R₁₇，R₁₈，R₂₀，R₂₁都是10kΩ；所述的电阻R₂₂是5.2k；所述的MOSFET 管Q₀₂是BS170；所述的稳压二极管D₀₆的型号为1N4625。

在本实施例中，采用常用的UC3854(IC1)PFC平均电流控制器来控制一个Boost高频PFC功率变换器。 控制芯片UC3854(IC1)通过电阻R₀₁、R₀₂构成的变换器输出电压反馈，R_s的电流采样与R₀₃的电流反馈， 输入正弦半波电压采样及乘法器和其他外围电路构成了一个PFC平均电流控制器，控制器中UC3854(IC1) 的CT引脚输出信号对应本发明内容中所述的载波信号u_b，CAOUT引脚输出的信号对应本发明内容中所 述的调制信号u_a，载波信号u_b与调制信号u_a比较产生PWM信号并且从GTDRV引脚输出，其即对应本发 明所述的驱动信号源u_pwm。

在本实施例中，采用的LM358构成的减法器及外围电路即为本发明内容中所述的调节器G，由于稳 压二极管D₀₆的稳压值5.1V，根据减法器的工作原理，调制信号u_a经LM358构成的减法器电路后得到的 输出电压为(10.2-U_am|sinωt|)，其中U_am为正弦半波信号u_cf经分压后的幅值；10.2为发明内容的恒定参考 电压，而LM358的输出电(10.2-U_am|sinωt|)即为本发明内容中所述的电压控制电流源的控制信号u_c，控制信 号u_c经电阻R₂₂和功率MOSFET管Q₀₂放大电路后，根据MOSFET的输出输入放大特性，Q₀₂的漏极输出 电流i_off随u_c变化而变化，而i_off为PFC功率变换器功率管驱动电路的关断电流，这表明PFC功率变换器 的功率管的关断可以根据输输入电压变化而自适应调整。

本发明通过在高频PFC功率变换器驱动电路的关断回路中串接一个电压控制电流源以根据输入电压 的变化而自适应调节功率管的关断速度，较传统的PFC功率变换器关断方法而言可以降低一大部分功率管 的关断损耗，提高整个PFC功率变换器的工作效率。

Claims (6)

1.一种高频PFC功率变换器的功率管自适应关断方法，其特征在于：在一个PFC功率变换器的功率管驱动电路中，构造一个电压控制电流源(VCCS)，将VCCS串接在功率管驱动电路的关断回路中，VCCS根据PFC变换器输入电压的变化实时调节功率管关断电流的大小，功率管的关断速度随输入电压增大而减小，减小了功率管关断损耗，提高整个变换器的效率，调节不依赖于控制器的信号。

2.根据权利要求1所述的一种高频PFC功率变换器的功率管自适应关断方法，其特征在于：所述的高频PFC功率变换器包括高频非隔离型PFC功率变换器与隔离型PFC功率变换器。

3.根据权利要求1所述的一种高频PFC功率变换器的功率管自适应关断方法，其特征在于：所述的功率管自适应关断驱动电路由驱动电源V_cc，三极管T₁和T₂，驱动电阻R₁和R₂，驱动信号源u_pwm，电压控制电流源(VCCS)以及一个控制信号调节器G构成；驱动电源V_cc接三极管T₁的集电极，三极管T₁的发射极接三极管T₂的发射极以及驱动电阻R₂的左端，驱动电阻R₂的右端接高频PFC功率变换器主功率管Q的栅极；驱动电阻R₁的左端接驱动信号源u_pwm，R₁的右端接三极管T₁和三极管T₂的基极；三极管T₂的集电极接VCCS的上输出端，VCCS下输出端接地，VCCS的输入控制端接调节器G的输出信号u_c，调节器的输入端则接PFC变换器不可控整流桥输出的正弦半波信号u_f。

4.根据权利要求3所述的一种高频PFC功率变换器的功率管自适应关断方法，其特征在于：所述的调节器G可由一个恒定的参考电压减去PFC变换器不可控整流桥输出的正弦半波信号u_f构成，且恒定参考电压的值U_ref必须大于正弦半波信号u_f的幅值，以确保功率管的关断。

5.根据权利要求1或权利要求3所述的一种高频PFC功率变换器的功率管自适应关断方法，其特征在于：所述的电压控制电流源VCCS输入端接调节器G输出信号u_c，VCCS的上输出端接三极管T₂的集电极，下输出端接地；u_c是一个交变信号，要求VCCS响应速度快，延时小，可利用MOSFET放大电路来实现VCCS。

6.根据权利要求5所述的一种高频PFC功率变换器的功率管自适应关断方法，其特征在于：所述的MOSFET放大电路由控制信号u_c，电阻R₄以及MOSFET管Q₁构成，电阻R₄的右端接MOSFET的栅极，电阻R₄的左端接控制信号u_c，Q₁管的漏极为VCCS输出端的上端，Q₁管的源极接地，受控电流i_off从MOSFET管Q₁的漏极流进、源极流出至地。