CN103746558B - 风力发电变流器boost电路dcm模式控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种风力发电变流器BOOST电路DCM模式控制方法。本发明采用数字控制技术，在微处理器或数字信号处理器芯片中通过软件进行运算控制，本发明描述了数字控制技术下的boost斩波升压电路断续工作模式（DCM模式）的机制，提出了一种在DCM模式下精确描述数字离散化控制的实现方法，并指出了DCM模式和CCM模式的判断方法。当然，本发明还适用于CCM模式。根据本发明的实施例boost控制模型，不会产生稳态误差，能够精确地跟踪参考电流。

Description

风力发电变流器BOOST电路DCM模式控制方法

技术领域

本发明涉及一种BOOST电路的控制方法，具体地说，涉及一种风力发电变流器BOOST电路DCM模式控制方法。

背景技术

目前，兆瓦级直驱风力发电系统中，大多采用如图1所示背靠背的双PWM变流器作为电能变换器，基本结构均为交直交（AC-DC-AC）的拓扑结构。背靠背的双PWM变流器包括：Du/dt滤波器3、AC/DC单元1、DC/AC单元2、变压器4。风力发电机产生的三相交流电通过机侧变流模块（AC/DC单元）1整流成直流电，能量存储在直流母线上，然后通过网侧变流模块（DC/AC单元）2进行逆变，将直流母线上的能量转换成电网可以接收的三相电，这样就形成了一个由电机到电网的能量转换环，实现了能量的转移。

图2示意性示出了机侧变流模块1。图中机侧变流模块（AC/DC单元）1可以通过二极管整流单元5之后连接多个boost斩波升压电路6构成，如图2所示。这种拓扑结构成为适用于直驱风力发电系统的被动整流变流器。

在实际变流器系统中，图2中的boost斩波升压电路6可由多组相同单元并联使用。本发明以图2中的电路为例说明boost斩波升压电路工作在断续模式（DCM模式）的平均电流模型控制方法，在风力发电机组中，风力发电主控系统PLC给变流器机侧变流模块1提供设定参考电流，则机侧变流模块1执行跟踪这一参考电流，但由于在boost斩波升压电路6中本身存在小电流情况下的断续工作模式（DCM模式）和大电流情况下的连续工作模式（CCM模式）。

在现有技术中，有一种技术是采用模拟控制技术实时采集boost电流进行跟踪控制，这保证了boost斩波升压电路中断续和连续模式下的统一稳定控制。但是采用模拟控制技术不能进行软件编程和控制。因此需要采用数字控制技术。

但是，在数字控制技术中，使用离散采样控制的方法，无法达到模拟控制技术中的无限实时采样数据，因此为了精确跟踪参考电流，在数字离散控制技术中，需要判断boost斩波升压电流工作在哪种模式下，并进行相应的控制方式；如果不采用对应控制方式，则可能产生稳态误差，导致跟踪参考电流存在偏差。

发明内容

本发明的目的在于提供一种能够解决上面提到的技术问题的一种在DCM模式下精确描述数字离散化控制的实现方法。

根据本发明的实施例，提供一种变流器的BOOST升压电路的控制方法，其中，所述BOOST升压电路包括电抗器和脉宽调制器PWM，所述BOOST升压电路满足下列条件式：

$d_n=\frac{U_{\mathrm{dc}}-U_r}{U_{\mathrm{dc}}}+(k_p+\frac{k_i}{s})(I_{\mathrm{set}}-\mathrm{\Δ}{i}_n),$

当时，判断BOOST升压电路工作在断续工作模式下，

令 $d_n=\frac{U_{\mathrm{dc}}-U_r}{U_{\mathrm{dc}}}+(k_p+\frac{k_i}{s})(I_{\mathrm{set}}-\mathrm{\Δ}{i}_n)=\frac{U_{\mathrm{dc}}-U_r}{U_{\mathrm{dc}}}+(k_p+\frac{k_i}{s})(I_{\mathrm{set}}-\frac{d_{n-1}{U}_{\mathrm{dc}}*\mathrm{\Δ}{i}_{r\left(n\right)}}{U_{\mathrm{dc}}-U_r})$

其中，d_n-1是第n-1周期计算出来的用于第n周期的PWM输出的占空比，d_n是第n周期计算出来的用于第n+1周期的PWM输出的占空比，n为自然数，d₀=0，

U_dc为BOOST升压电路在第n周期内的输出电压值、U_r为BOOST升压电路在第n周期内的输入电压值，k_p为比例控制器比例项，为积分控制器积分项，I_set为boost电路设定控制电流，

Δi_n为电抗器在第n周期内的平均电流，Δi_r(n)为电抗器在第n周期内的PWM输出逻辑状态为1的期间的中点平均电流。

其中，

当 $d_{n-1}\≥\frac{U_{\mathrm{dc}}-U_r}{U_{\mathrm{dc}}+U_r}$ 时，

令 $d_n=\frac{U_{\mathrm{dc}}-U_r}{U_{\mathrm{dc}}}+(k_p+\frac{k_i}{s})(I_{\mathrm{set}}-\mathrm{\Δ}{i}_n)=\frac{U_{\mathrm{dc}}-U_r}{U_{\mathrm{dc}}}+(k_p+\frac{k_i}{s})(I_{\mathrm{set}}-\mathrm{\Δ}{i}_{r\left(n\right)})$

其中，d_n-1是第n-1周期计算出来的用于第n周期的PWM输出的占空比，d_n是第n周期计算出来的用于第n+1周期的PWM输出的占空比，

U_dc为BOOST升压电路在第n周期内的输出电压值、U_r为BOOST升压电路在第n周期内的输入电压值，

Δi_n为电抗器在第n周期内的平均电流，Δi_r(n)为电抗器在第n周期内的PWM输出逻辑状态为1的期间的中点平均电流。

其中，

当 $d_{n-1}<\frac{U_{\mathrm{dc}}-U_r}{U_{\mathrm{dc}}+U_r}$ 时，令 $\mathrm{\&Delta;}{i}_n=\frac{d_{n-1}{U}_{\mathrm{dc}}*\mathrm{\&Delta;}{i}_{r\left(n\right)}}{U_{\mathrm{dc}}-U_r},$

Δi_n为电抗器在第n周期内的平均电流，U_dc为BOOST升压电路在第n周期内的输出电压值、U_r为BOOST升压电路在第n周期内的输入电压值，Δi_r(n)为第n周期内的PWM输出逻辑状态为1的期间电抗器的中点平均电流。

其中，

当时，令Δi_n=Δi_r(n)，

Δi_n为电抗器在第n周期内的平均电流，U_dc为BOOST升压电路在第n周期内的输出电压值、U_r为BOOST升压电路在第n周期内的输入电压值，Δi_r(n)为第n周期内的PWM输出逻辑状态为1的期间电抗器的中点平均电流。

本发明采用数字离散化采样电压电流方式，对boost斩波升压电路断续工作模式（DCM模式）的分析，提出了一种在DCM模式下精确描述数字离散化控制的实现方法，并指出了DCM模式和CCM模式的判断方法，能够达到DCM模式下精确控制。

本发明采用数字控制技术，在微处理器或数字信号处理器芯片中通过软件进行运算控制，本发明描述了数字控制技术下的boost斩波升压电路断续工作模式（DCM模式）的机制，提出了一种在DCM模式下精确描述数字离散化控制的实现方法，并指出了DCM模式和CCM模式的判断方法。

根据本发明的实施例boost控制模型，不会产生稳态误差，能够精确地跟踪参考电流。

附图说明

通过下面结合示例性地示出一例的附图进行的描述，本发明的上述和其他目的和特点将会变得更加清楚，其中：

图1示意性示出了直驱风力发电系统。

图2示意性示出了直驱风力发电系统中的机侧变流模块。

图3是根据本发明的实施例的变流器boost斩波升压电路断续工作模式（DCM模式）下各信号量的示意图。

图4示意性示出了根据本发明的实施例的boost控制模型在DCM模式下的仿真结果。

图5示意性示出了图4的局部放大图。

具体实施方式

以下，参照附图来详细说明本发明的实施例。

图1示意性示出了直驱风力发电系统。图2示意性示出了直驱风力发电系统中的机侧变流模块。图3是根据本发明的实施例的变流器boost斩波升压电路断续工作模式（DCM模式）下各信号量的示意图。图4示意性示出了根据本发明的实施例的boost控制模型在DCM模式下的仿真结果。

在实际变流器系统中，图2中的boost斩波升压电路1可由多组相同单元并联使用。本发明以图2中的电路为例说明boost斩波升压电路工作在断续模式（DCM模式）的平均电流模型控制方法。

图3的上半部分描述了图2中电抗器L的电流iL与时间轴的关系，图3的下半部分描述了boostIGBT下管8的脉冲信号与时间轴的关系示意图。图3的横轴坐标t表示时间，图3的上半部分的图的纵坐标为电抗器L电流，图3的下半部分的图的纵坐标“PWM输出的逻辑状态”为boostIGBT下管8的脉冲信号（PWM的输出接IGBT的门级），为0,1变化数字逻辑信号。图3的下半部分的图中的0仅表示PWM输出的逻辑状态（输出电平）为0，不表示时间零点（横轴与纵轴的交点并不一定是时间零点）。

nT表示第n个电抗器L电流采样时刻；(n+1)T表示第n+1个电抗器L电流采样时刻；T为PWM开关频率控制周期。d_fT为不连续条件下电抗器L的电流下降时间（对应于图3中的区间③），其中d_f的值为0～100%；d_n-1T为不连续条件下电抗器L的电流上升时间（对应于图3中的区间②），即上升沿占空比时间，其中d_n-1为第n-1周期计算出来的用于第n周期的PWM输出的占空比值（n为自然数，d₀=0），属于区间0～100%内的数值，周期T不变化，但是d_n-1一直在变化（即随着n的取值不同而不同），因此在图3中显得有些不规整。

(1-d_n-1)T/2为图3中T周期内区间①所占时间，(1-d_n-1)T/2-d_fT为图3中T周期内区间④所占时间；采样区间②内（PWM输出逻辑状态为1期间）电抗器L的中点平均电流为Δi_r(n)（Δi_r(n)即在nT时刻电抗器L的电流）；

根据上图描述在第n个PWM开关频率控制周期T内各数据量之间的关系如下：

（1）在区间①内，PWM输出状态为0，保持图2中IGBT下管8的关闭状态，区间时间为(1-d_n-1)T/2；

（2）在区间②内，PWM输出状态为1，保持图2中IGBT下管8的导通状态，区间时间为d_n-1T；在此区间内电抗器L电流逐渐线性上升，并最终增加至2Δi_r(n)。

因此上升沿模型可描述为公式：d_n-1T*U_r=LΔi_r(n)（1）

上式中L为电抗器的电感值；如图2所示，Ur是boost斩波升压电路的输入电压值。U_r、d_n-1、Δi_r(n)三个参量均可随时间变化。

（3）在区间③内，PWM输出状态为0，图2中IGBT下管8保持关闭状态，区间时间为d_fT；在此区间内电抗器L电流逐渐线性下降，并最终下降至0；由于电抗器特性，在区间②内和区间③内的平均电流相等，即等于nT时刻中点平均电流为Δi_r(n)，根据boost关闭状态下的电路模型可描述为公式：

$L\frac{\mathrm{\&Delta;}{i}_{r\left(n\right)}}{d_{f}T}=U_{\mathrm{dc}}-U_r---\left(2\right)$

其中，如图2所示，U_dc是boost斩波升压电路的输出电压。变换后得到：

LΔi_r(n)=d_fT(U_dc-U_r)（3）

（4）在区间④内，PWM输出状态为0，图2中的IGBT下管8保持关闭状态，区间时间为(1-d_n-1)T/2-d_fT；

在此区间内电抗器L的电流保持0；

根据以上1）～4）过程，联立方程（1）、（3），得到d_fT的方程(4)为:

d_fT=d_n-1T*U_r/(U_dc-U_r)（4）

由此能够分析出DCM模式下整个周期T内平均电流Δi_n的关系表达式。注意Δi_n与Δi_r(n)不同，Δi_r(n)为采样区间②内电抗器L电流的中点平均电流（在nT时刻的电流）。在上下文中，*表示乘号。

根据前面（1）、（2）、（4）这几个方程则得到整个周期T内的平均电流Δi_n为：

$\mathrm{\&Delta;}{i}_n=\frac{d_{n-1}T*\mathrm{\&Delta;}{i}_{r\left(n\right)}+d_{f}T*\mathrm{\&Delta;}{i}_{r\left(n\right)}}{T}=\frac{d_{n-1}T*\mathrm{\&Delta;}{i}_{r\left(n\right)}+d_{n-1}T*U_r/(U_{\mathrm{dc}}-U_r)*\mathrm{\&Delta;}{i}_{r\left(n\right)}}{T}$

得到：

$\mathrm{\&Delta;}{i}_n=\frac{d_{n-1}{U}_{\mathrm{dc}}*\mathrm{\&Delta;}{i}_{r\left(n\right)}}{U_{\mathrm{dc}}-U_r}---\left(5\right)$

5）从图3中可以看出，如果则电抗器L下降沿电流将不再下降至0，因此boost将从DCM模式下变为CCM模式；因此DCM模式进入CCM模式的判断条件为：

$d_{f}T\&GreaterEqual;\frac{1}{2}(1-d_{n-1})T---\left(6\right)$

即 $d_f\&GreaterEqual;\frac{1}{2}(1-d_{n-1}),$ 根据公式（4）推出 $d_f=\frac{d_{n-1}*U_r}{U_{\mathrm{dc}}-U_r}\&GreaterEqual;\frac{1}{2}(1-d_{n-1})$

得到： $d_{n-1}\&GreaterEqual;\frac{U_{\mathrm{dc}}-U_r}{U_{\mathrm{dc}}+U_r}---\left(7\right)$

满足公式（7），则boost电路工作在CCM模式下，否则工作在DCM模式下。

6）总结前面提到的过程1）～5）可得：

当时，boost模式工作在DCM模式（断续工作模式）下：

控制方式采用平均电流为：

当时，boost模式工作在CCM（连续工作模式）模式下，由于电流不再下降到0，因此Δi_n=Δi_r(n)。

7）根据boost电路模型，设计此控制器为：

$d_n=\frac{U_{\mathrm{dc}}-U_r}{U_{\mathrm{dc}}}+(k_p+\frac{k_i}{s})(I_{\mathrm{set}}-\mathrm{\&Delta;}{i}_n)---\left(8\right)$

具体地说，当时，

令 $d_n=\frac{U_{\mathrm{dc}}-U_r}{U_{\mathrm{dc}}}+(k_p+\frac{k_i}{s})(I_{\mathrm{set}}-\mathrm{\&Delta;}{i}_n)=\frac{U_{\mathrm{dc}}-U_r}{U_{\mathrm{dc}}}+(k_p+\frac{k_i}{s})(I_{\mathrm{set}}-\frac{d_{n-1}{U}_{\mathrm{dc}}*\mathrm{\&Delta;}{i}_{r\left(n\right)}}{U_{\mathrm{dc}}-U_r})---\left(9\right)$

当 $d_{n-1}\&GreaterEqual;\frac{U_{\mathrm{dc}}-U_r}{U_{\mathrm{dc}}+U_r}$ 时，

令 $d_n=\frac{U_{\mathrm{dc}}-U_r}{U_{\mathrm{dc}}}+(k_p+\frac{k_i}{s})(I_{\mathrm{set}}-\mathrm{\&Delta;}{i}_n)=\frac{U_{\mathrm{dc}}-U_r}{U_{\mathrm{dc}}}+(k_p+\frac{k_i}{s})(I_{\mathrm{set}}-\mathrm{\&Delta;}{i}_{r\left(n\right)})---\left(10\right)$

其中，d_n-1是第n-1周期计算出来的用于第n周期的PWM输出的占空比（IGBT下管8在第n周期内的占空比值），d_n是第n周期计算出来的用于第n+1周期的PWM输出的占空比（IGBT下管8在第n+1周期内的占空比值），参数U_dc、U_r均为第n周期内的测量值。其中，如风力发电机领域的本领域技术人员所知，在直驱风力发电系统中包括比例控制器和积分控制器，一起俗称PI控制器，k_p为比例控制器比例项，这是本领域技术人员所熟知的参数，为积分控制器积分项，这是本领域技术人员所熟知的参数，I_set为boost电路设定控制电流，k_p、I_set均为已知值或设定值。Δi_r(n)为第n周期内的测量值。此控制系统控制器通过软件或硬件能够实现满足boost电路工作在DCM和CCM模式控制。

其中，d_n的初始值（即，最初的d₁）被设置为0，即占空比为0，一个周期T内平均电流Δi_n是通过本发明的实施例的控制模型逐渐逼近I_set的。

在得到d_n之后，通过判断d_n的大小，进而控制下一个周期(n+1)T内的平均电流Δi_n+1。具体地说，当时，令（参数U_dc、U_r均为第n+1周期内的测量值；当时，令Δi_n+1=Δi_r(n+1)（参数U_dc、U_r均为第n+1周期内的测量值。

图4示意性示出了根据本发明的实施例的boost控制模型在DCM模式下的仿真结果。在图4中，蓝线21代表I_set，为boost电路设定控制电流；黄线22代表Δi，为boost电路为由公式（6）计算得到T周期内平均电流；紫线23代表i_L，为Boost电抗器L的电流；红线24代表Δi_r，为Boost电抗器L在采样区间②内（在PWM输出的逻辑状态为1的区间内）的中点平均电流。

图4中的蓝线21与黄线22基本重合，即说明boost控制模型准确，boost平均电流能够完全跟踪设定电流（Δi=I_set），控制系统控制器效果达到设计目标。在图4中蓝线21和黄线22吻合的程度非常高，以致于无法区分两条线，为了清楚示出这是两条线，图5示出了图4的局部放大图。

本发明采用数字离散化采样电压电流方式，对boost斩波升压电路断续工作模式（DCM模式）的分析，提出了一种在DCM模式下精确描述数字离散化控制的实现方法，并指出了DCM模式和CCM模式的判断方法，能够达到DCM模式下精确控制。

根据本发明的实施例的对变流器boos斩波升压电路断续工作模式（DCM模式）的分析，提出了一种在DCM模式下精确描述数字离散化控制的实现方法。并指出了DCM模式和CCM模式的判断方法。

除非另外由相反的描述，否则每个示例中的对特征或方面的描述被认为是适用于其他示例中的类似的特征或方面。

出于促进对本发明的原理的理解的目的，已经对附图中示出的优选实施例进行了说明，并已经使用了特定的语言来描述这些实施例。然而，该特定的语言并非意图限制本发明的范围，本发明应被解释成包括对于本领域普通技术人员而言通常会出现的所有实施例。此外，除非元件被特别地描述为“必不可少的”或“关键的”，否则没有元件或模块对本发明的实施是必不可少的。

虽然上面已经详细描述了本发明的示例性实施例，但本发明所属技术领域中具有公知常识者在不脱离本发明的精神和范围内，可对本发明的实施例做出各种的修改、润饰和变型。但是应当理解，在本领域技术人员看来，这些修改、润饰和变型仍将落入权利要求所限定的本发明的示例性实施例的精神和范围内。

最后，除非这里指出或者另外与上下文明显矛盾，否则这里描述的所有方法的步骤可以以任意合适的顺序执行。

Claims (2)

1.一种变流器的BOOST升压电路的控制方法，其中，所述BOOST升压电路包括电抗器和脉宽调制器PWM，所述BOOST升压电路满足下列条件式：

$d_n=\frac{U_{dc}-U_r}{U_{dc}}+(k_p+\frac{k_i}{s})(I_{set}-{\mathrm{\&Delta;i}}_n),$

当时，判断BOOST升压电路工作在断续工作模式下，

令 $d_n=\frac{U_{dc}-U_r}{U_{dc}}+(k_p+\frac{k_i}{s})(I_{set}-{\mathrm{\&Delta;i}}_n)=\frac{U_{dc}-U_r}{U_{dc}}+(k_p+\frac{k_i}{s})(I_{set}-\frac{d_{n-1}{U}_{dc}*{\mathrm{\&Delta;i}}_{r\left(n\right)}}{U_{dc}-U_r})$

其中，d_n-1是第n-1周期计算出来的用于第n周期的PWM输出的占空比，d_n是第n周期计算出来的用于第n+1周期的PWM输出的占空比，n为自然数，d₀＝0，

U_dc为BOOST升压电路在第n周期内的输出电压值、U_r为BOOST升压电路在第n周期内的输入电压值，k_p为比例控制器比例项，为积分控制器积分项，I_set为boost电路设定控制电流，

Δi_n为电抗器在第n周期内的平均电流，Δi_r(n)为电抗器在第n周期内的PWM输出逻辑状态为1的期间的中点平均电流。

2.根据权利要求1所述的控制方法，其中，

当 $d_{n-1}\&GreaterEqual;\frac{U_{dc}-U_r}{U_{dc}+U_r}$ 时，

令 $d_n=\frac{U_{dc}-U_r}{U_{dc}}+(k_p+\frac{k_i}{s})(I_{set}-{\mathrm{\&Delta;i}}_n)=\frac{U_{dc}-U_r}{U_{dc}}+(k_p+\frac{k_i}{s})(I_{set}-{\mathrm{\&Delta;i}}_{r\left(n\right)})$

其中，d_n-1是第n-1周期计算出来的用于第n周期的PWM输出的占空比，d_n是第n周期计算出来的用于第n+1周期的PWM输出的占空比，

U_dc为BOOST升压电路在第n周期内的输出电压值、U_r为BOOST升压电路在第n周期内的输入电压值，

Δi_n为电抗器在第n周期内的平均电流，Δi_r(n)为电抗器在第n周期内的PWM输出逻辑状态为1的期间的中点平均电流。