CN105490527B - 一种抑制4阶Boost变换器谐振的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种抑制4阶Boost变换器谐振的方法，采用复合控制的闭环拓扑结构，在传统双闭环反馈控制的基础上，通过将前级LC滤波电路中的电流进行高通滤波后，以一定比例增益作用于系统控制端，设计了一种4阶Boost变换器基于输入滤波器谐振频率处的高频电流前馈补偿技术。本发明所提基于输入滤波器谐振频率处的高频电流信号的补偿技术可以在不改变原有系统结构前提下，提高系统稳定输出功率范围，增强系统稳定性能；可以有效抑制系统的谐振现象，保护电路；本发明所提基于输入滤波器谐振频率处的高频电流信号的补偿技术可以广泛应用在独立电源及运输领域，例如纯电动汽车、轮船和潜艇等。有望在未来电力系统中得到广泛的应用。

Description

一种抑制4阶Boost变换器谐振的方法

技术领域

本发明属于开关电源变换器领域，具体涉及一种抑制4阶Boost变换器谐振的方法，用于带有LC输入滤波器的DC-DC变换器。

背景技术

在化石能源日渐匮乏的背景下，因电能在清洁性、安全性和运输与控制等方面的诸多优点，电能在未来能源体系中将占据重要地位。在现代电源变换技术中，经常在DC-DC前级添加LC输入滤波器以消除电磁干扰(EMI)和输入电流的开关谐波，输入滤波器还能在给定电压瞬间保护变换器及其负载免受冲击而损坏。但一个新的问题随之产生，输入滤波器提高了系统的阶数，改变了变换器的动态特性，系统的瞬态响应也随之改变，会出现控制系统不稳定的现象，输出阻抗将变大，导致谐振的发生。在一些典型的独立电源应用领域如纯电动汽车、潜艇、轮船等，电力环境的稳定性是系统安全必不可少的保障。同时在这类独立电源应用领域，重量和体积的限制也必须加以考虑。

针对于上述问题，一种行之有效的方法是根据Middlebrook理论，对系统进行阻尼匹配，通过给输入滤波器串并联合适的阻感性元件来减小或者消除输入滤波器的输出阻抗，从而提高级联系统的稳定性。但是这无疑大大增加了系统的重量和体积，同时增加损耗，使得效率降低。另外一种典型的方法是大量的母线电容通过串并联的形式作为支撑作用加入到电力系统输入端。这也无疑会大大增大系统的体积和重量。

以上两种典型方法虽然能够在一定程度上解决由输入滤波器而带来的谐振问题，但是，这样的方式所达到的效果并不理想。在典型的独立电源应用领域，体积和重量的优化对系统设计至关重要。因此，需要提出新的方案来解决目前存在的问题。

发明内容

要解决的技术问题

为了避免现有技术的不足之处，本发明提出一种抑制4阶Boost变换器谐振的方法，能够在不增加体积重量、不增加系统损耗、不改变系统原有控制结构的基础上有效的解决上述问题。

技术方案

一种抑制4阶Boost变换器谐振的方法，其特征在于步骤如下：

步骤1：对Boost变换器的输出电压V_out、Boost变换器的电感电流i_L、LC输入滤波器的电感电流i_f、LC输入滤波器的电容电压V_in进行采样；

步骤2：计算LC输入滤波器谐振频率附近的高频电感电流i_f-f_s；

步骤3：前馈补偿信号d_c＝K_c·(i_f-f_s)，K_c为比例系数，数值取为0～-2；

步骤4：将前馈补偿到系统的控制端，形成传统的PI反馈控制与前馈补偿的叠加d＝d_s+d_c，达到抑制4阶Boost变换器的谐振；

其中：d_s为传统PI反馈控制产生的反馈控制信号：d_s＝K_pi(I_ref-i_L)+K_ii·S_i。

有益效果

本发明提出的一种抑制4阶Boost变换器谐振的方法，采用复合控制的闭环拓扑结构，在传统双闭环反馈控制的基础上，通过将前级LC滤波电路中的电流进行高通滤波后，以一定比例增益作用于系统控制端，设计了一种4阶Boost变换器基于输入滤波器谐振频率处的高频电流前馈补偿技术。本发明所提基于输入滤波器谐振频率处的高频电流信号的补偿技术可以在不改变原有系统结构前提下，提高系统稳定输出功率范围，增强系统稳定性能；可以有效抑制系统的谐振现象，保护电路；本发明所提基于输入滤波器谐振频率处的高频电流信号的补偿技术可以广泛应用在独立电源及运输领域，例如纯电动汽车、轮船和潜艇等。有望在未来电力系统中得到广泛的应用。

附图说明

图1 系统结构图；

图2 4阶Boost电路拓扑图；

图3 控制策略图；

图4 (a)不添加前馈补偿时，负载变化对系统极点的影响

(b)不添加前馈补偿时，虚轴附近极点的变化规律；

图5 (a)添加前馈补偿时，负载变化对系统极点的影响

(b)添加前馈补偿时，虚轴附近极点的变化规律；

图6 (a)添加前馈补偿时，补偿系数K_c对系统极点的影响

(b)添加前馈补偿时，虚轴附近极点的变化规律；

图7 系统稳定范围图；

图8 对图7稳定部分的局部放大图；

图9 不引入补偿信号时的仿真效果(负载参考电压由24V跳变到48V)；

图10 对图9在0.2s时进行局部放大图；

图11 引入补偿信号时的仿真效果图(负载参考电压由24V跳变到48V)；

图12 对图11在0.2s时进行局部放大图；

图13 实验平台图；

图14 不引入补偿信号时的实验效果图(负载参考电压由24V跳变到48V)；

图15 引入补偿技术时的实验效果图(负载参考电压由24V跳变到48V)；

图16 系统从加入补偿信号到不加入补偿信号时的实验效果图。

具体实施方式

现结合实施例、附图对本发明作进一步描述：

本实施例将根据本发明的具体方法以及步骤，在真实数据的基础上，给出这种抑制谐振方法的具体内容。并通过理论分析和仿真实验结果证明此方法的可行性与有效性。

一、系统建模

本发明所针对的系统结构如图1所示,系统由主电源、LC低通滤波器、DC-DC变换器和负载四部分组成。主电源由交流电源和整流器组成，交流电源可以是飞机三级发电系统的后级、风力发电机组、交流微电网等。为了简化分析，将主电源等效成一个恒压直流电源。DC-DC变换器采用Boost变换器，它具有典型的非线性特性。系统的拓扑结构如图2所示。控制系统由双闭环反馈控制和基于输入滤波器谐振频率处的高频电感电流前馈补偿两部分组成。

1.1 4阶Boost变换器建模

4阶Boost变换器拓扑图如图2所示.V_s为系统的输入电压，V_ref为系统给定电压，V_in为输入滤波器电容电压，系统输出电压V_out，负载功率P，LC滤波器参数分别为L_f、R_f、C_f，Boost变换器参数分别为L、C、R。

根据基尔霍夫定律，LC滤波器的电感电流和电容电压可以描述为：

Boost变换器的电感电容方程为：

1.2 双闭环反馈控制建模

系统采用双闭环反馈控制策略。其中K_pE K_iE K_pi K_ii分别为外环和内环的PI参数。

外环产生内环电流参考信号，控制策略：

内环参考电流为：

内环控制策略：

参考电流与Boost变换器电感电流比较进而产生反馈控制信号d_s：

d_s＝K_pi(I_ref-i_L)+K_ii·S_i (6)

1.3 前馈补偿控制建模

为了抑制系统谐振，本发明设计了一种基于输入滤波器谐振频率处的高频电流的前馈补偿方法。通过一个高通滤波器滤除LC输入滤波器电感电流的部分低频分量，高通滤波器的截止频率ω_n应小于LC滤波器的谐振频率，高通滤波器的状态方程为：

然后将得到的高频电流分量乘以一个固定的补偿系数K_c，得到前馈补偿信号d_c：

d_c＝K_c·(i_f-f_s) (8)

最终驱动开关管的驱动信号为反馈控制信号d_s和前馈补偿信号d_c的叠加，系统控制策略如图3所示。

d＝d_s+d_c (9)

X∈R⁸用于描述系统的状态变量：

X＝[X_a X_b X_c X_d]^T

X_a＝[X₁ X₂]^T＝[i_f V_in]^T

X_b＝[X₃ X₄]^T＝[i_L V_out]^T (10)

X_c＝[X₅ X₆]^T＝[S_i S_e]^T

X_d＝X₇ ^T＝f_s ^T

根据交流小信号理论，每个变量可由稳态值X₀和交流小信号x组成，因此在平衡工作点，系统可描述为：

在平衡工作点处，系统可线性化为:

所得雅克比矩阵A如式(13)(14)所示:

二、系统稳定性分析

根据上一步所得数学模型进行分析，首先运用根轨迹法判断加入前馈补偿和不加入前馈补偿时，系统的最大稳定功率输出范围。并给出补偿系数K_c对系统稳定性能的影响。接下来将根据雅克比矩阵A的特征值来分析系统在不同K_c时，稳定程度的大小。系统所用参数如表1所示，当系统工作于不稳定功率范围时，可能发生谐振。

2.1 根轨迹分析

系统的根轨迹如图4-图6所示，图4和图5分别表示系统在不添加前馈补偿和添加前馈补偿，极点的变化规律。图6表示当补偿系数K_c变化时，系统极点的变化规律。当所有闭环极点均位于左半S平面时，系统稳定。反之，则系统不稳定。

通过对图4-图6的分析，可得如下结论：

(1)前馈补偿可显著增加系统的稳定输出范围，抑制谐振的产生。当系统不添加前馈补偿时，系统的最大功率点为18W(36V)，当系统添加前馈补偿时，系统的最大功率点为43W(55V).

(2)前馈补偿系数K_c会影响系统的最大功率输出范围，当K_c＝-1时，控制效果最好。

2.2 特征值分析

因为高阶矩阵很难得出其精确的解析解，本文通过牛顿插值法法求得一种雅克比矩阵特征值的数值解。根据李雅普诺夫第一法(间接法)，通过分析其特征值最大实部所处区域来判定系统的稳定性，如果特征值的最大实部小于零，则系统稳定，反之系统则不稳定。特征值的最大实部越小则系统越稳定，反之则系统越不稳定。根据所得结果绘制于图7，S代表雅克比矩阵最大的一个特征值的实部。为了更清晰的看出在稳定区域稳定程度的变化规律，图8是对图7部分区域的放大后的结果，只显示了系统的稳定部分。由图7、图8可以看出前馈补偿系数K_c对系统稳定输出功率范围和稳定程度均有明显的影响。与图6所得结果相同，当K_c＝-1时，系统稳定功率范围最大，最大功率为43W。

三、系统仿真与实验

为分析本发明所述方法的可行性，在Matlab/Simulink环境下对系统进行了仿真。仿真中采用ode23tb算法，系统所用参数如表1所示，系统稳定范围的三维效果图如图7所示，图8是对图7稳定部分的放大。通过仿真测试负载电压从24V跳变到48V时，系统在引入前馈补偿信号和不引入前馈补偿信号时的输出效果。如上一章分析可得，当输出功率超过18W，且在不引入前馈补偿信号时，系统会发生谐振。首先在不加入前馈补偿信号的环境下进行仿真，仿真结果如图9所示，图10为对图9在0.2s时进行局部放大图。在0s时，系统的输出功率为8W(24V),可以看出，双闭环控制能够保证系统稳定。在0.1s处系统的输出功率跳变到33W(48V),系统失去了原有的稳定状态，并发生谐振，这对于整个系统的安全来说非常危险。为了验证前述方法的可行性，前馈补偿信号被引入系统，为了方便与图8进行比对，所有仿真参数和跳变时间均保持不变。图11，图12为引入前馈补偿信号时的仿真效果(负载参考电压由24V跳变到48V)，可以看出无论在8W还是33W，系统均能保证稳定输出。

表1 系统参数

四、系统实物实验

为了验证本发明所提方法的有效性，搭建基于4阶Boost变换器的实验台，实验台参数与仿真参数相同，如表1所示。系统控制器采用TI公司的TMS320LF28035，仿真器采用闻亭公司的TDS560USBPLUS，测量仪器为YOKOGAWA公司波形记录仪(DL850)和N4L牛顿公司的精密功率分析仪(PPA5530)。电源采用AIR公司和华泰公司的直流稳压电源。具体实验台如图13所示。

首先，前馈补偿信号未被引入控制系统，图14包含两个状态：状态1是小功率输出8W(24V),状态2是提高后的功率输出33W(48V)。可以看出，在状态1时，系统能够通过双闭环调节保证稳定，但是在状态2时，系统发生谐振。

然后，前馈补偿信号被引入系统，与图11的情形相同，状态1和状态2功率输出分别为8W(24V)和33W(48V)。正如预期那样，系统在状态1和状态2时均能保证稳定输出。实验结果如图15所示。

图16反应了当系统在状态2时，前馈补偿信号忽然丢失时系统的反应。可以看出，系统重新变得不稳定。

实验表明，在4阶Boost变换器中采用此种方法能够抑制系统的谐振，并增大系统稳定功率输出范围。

Claims (1)

1.一种抑制4阶Boost变换器谐振的方法，所述的4阶Boost变换器为LC滤波器和DC-DC变换器组合；其特征在于步骤如下：

步骤1：对Boost变换器的输出电压V_out、Boost变换器的电感电流i_L、LC输入滤波器的电感电流i_f、LC输入滤波器的电容电压V_in进行采样；

步骤2：计算LC输入滤波器谐振频率附近的高频电感电流i_f-f_s；

所述ω_n为高通滤波器的截止频率；f_s为高通滤波器的状态变量，通过高通滤波器的状态方程求得；

步骤3：前馈补偿信号d_c＝K_c·(i_f-f_s)，K_c为比例系数，数值取为0～-2；

步骤4：将前馈补偿到系统的控制端，形成传统的PI反馈控制与前馈补偿的叠加d＝d_s+d_c，达到抑制4阶Boost变换器的谐振；

其中：d_s为传统PI反馈控制产生的反馈控制信号：d_s＝K_pi(I_ref-i_L)+K_ii·S_i，其中，K_pi为内环PI控制的比例运算系数，K_ii为内环PI控制的积分运算系数，K_pE为外环PI控制的比例运算系数，K_iE为外环PI控制的积分运算系数，S_i为内环控制的状态变量，S_e为外环的状态变量，C为Boost变换器电容。