CN111934557A - 一种同步整流电路及电源转换装置 - Google Patents

一种同步整流电路及电源转换装置 Download PDF

Info

Publication number
CN111934557A
CN111934557A CN202011043327.9A CN202011043327A CN111934557A CN 111934557 A CN111934557 A CN 111934557A CN 202011043327 A CN202011043327 A CN 202011043327A CN 111934557 A CN111934557 A CN 111934557A
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
circuit
switch tube
rectification
detection
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN202011043327.9A
Other languages
English (en)
Other versions
CN111934557B (zh
Inventor
郝跃国
韦凯方
陶志波
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Xidi Microelectronics Group Co ltd
Original Assignee
Guangdong Halo Microelectronics Co ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Guangdong Halo Microelectronics Co ltd filed Critical Guangdong Halo Microelectronics Co ltd
Priority to CN202011043327.9A priority Critical patent/CN111934557B/zh
Publication of CN111934557A publication Critical patent/CN111934557A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN111934557B publication Critical patent/CN111934557B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33592—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer having a synchronous rectifier circuit or a synchronous freewheeling circuit at the secondary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/38—Means for preventing simultaneous conduction of switches
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Rectifiers (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明涉及电子电路技术领域，公开了一种同步整流电路及电源转换装置。该同步整流电路包括整流开关管及整流控制电路，整流开关管包括控制端、第一端及第二端，整流控制电路与整流开关管的控制端连接，整流控制电路可在检测周期内检测整流开关管的第一端与第二端之间的电压变化，根据电压变化确定功率开关管由关断到导通所经历的检测关断时长，将所述检测关断时长减去一个预设时长或乘以一个预设系数，得到时长阈值，在当前周期内当根据电压变化确定功率开关管关断时开始统计实时关断时长，当实时关断时长大于或者等于时长阈值时，控制整流开关管关断。本发明实施例可避免整流开关管和功率开关管同时导通。

Description

一种同步整流电路及电源转换装置
技术领域
本发明涉及电子电路技术领域，特别是涉及一种同步整流电路及电源转换装置。
背景技术
反激式转换器是开关电源的一种，广泛应用于AC/DC转换，图1为一种典型的反激式转换器，如图1所示，反激式转换器包括功率开关管Q1、变压器T、整流开关管Q2及输出电容C，功率开关管Q1与变压器原边绕组T_Np一端连接，变压器原边绕组T_Np另一端连接输入直流电压VIN，整流开关管Q2分别与变压器副边绕组T_Ns一端及输出电容C一端连接，输出电容C另一端与变压器副边绕组T_Ns另一端连接。如图1所示，为降低功耗，整流开关管Q2一般使用功率MOSFET来代替传统的二极管，功率MOSFET例如是图1中所示的NMOS管。
变压器T是反激式转换器的核心，当功率开关管Q1导通，整流开关管Q2关断时，直流电压VIN将电能传输至变压器原边绕组T_Np，变压器原边绕组T_Np的电流逐渐增加，由于整流开关管Q2关断，电能储存在变压器原边绕组T_Np；当功率开关管Q1关断，整流开关管Q2导通时，储存在变压器原边绕组T_Np的电能传输至变压器副边绕组T_Ns并通过输出电容C提供直流输出电压VOUT给负载。工作在电感电流连续导通模式（CCM）时，功率开关管Q1和整流开关管Q2需要严格地交替导通，以避免损失转换效率或损坏开关管等电路元件。
功率开关管Q1由PWM信号发生器控制，而整流开关管Q2则由同步整流控制器控制，同步整流控制器用于判断功率开关管Q1导通时，控制整流开关管Q2关断，判断功率开关管Q1关断时，控制整流开关管Q2导通，传统的同步整流控制器通过检测整流开关管Q2漏源两端之间的电压Vds来判断功率开关管Q1的开关切换时刻，以确定整流开关管Q2何时导通或何时关断，即判断功率开关管Q1关断时，控制整流开关管Q2导通，判断功率开关管Q1导通时，控制整流开关管Q2关断，从而实现功率开关管Q1和整流开关管Q2的交替导通。
然而，发明人实施本发明的过程中，发现现有技术至少存在以下缺点：工作在CCM下，功率开关管Q1关断时，整流开关管Q2漏源两端之间的电压Vds由正压变为负压，同步整流控制器控制整流开关管Q2导通，此后，整流开关管Q2导通期间Vds为负压，只有当功率开关管Q1导通时，输入的瞬态浪涌电流才会使得Vds由负压变为正压，此时同步整流控制器控制整流开关管Q2关断，于是，功率开关管Q1和整流开关管Q2存在同时导通的情况，在同时导通的这段时间内，输入浪涌电流将会对电路元件造成不利影响。
发明内容
为解决上述技术问题，本发明实施例提供了一种同步整流电路及电源转换装置，能够解决现有技术中功率开关管Q1和整流开关管Q2同时导通时导致输入浪涌电流损坏电路元件的技术问题。
本发明实施例为解决上述技术问题提供了如下技术方案：
在第一方面，本发明实施例提供了一种同步整流电路，应用于电源转换装置，所述电源转换装置包括功率开关管、变压器及输出电容，所述功率开关管与所述变压器原边绕组一端连接，所述变压器副边绕组一端与所述输出电容一端连接，所述同步整流电路包括：整流开关管，包括控制端、第一端及第二端，所述整流开关管的第一端用于与所述变压器副边绕组另一端连接，所述整流开关管的第二端用于与所述输出电容另一端连接；整流控制电路，与所述整流开关管的控制端连接；所述整流控制电路用于在检测周期内检测所述整流开关管的第一端与第二端之间的电压变化，根据所述电压变化确定所述功率开关管由关断到导通所经历的检测关断时长，将所述检测关断时长减去一个预设时长或乘以一个预设系数，得到时长阈值，在当前周期内当根据所述电压变化确定所述功率开关管关断时开始统计实时关断时长，当所述实时关断时长大于或者等于所述时长阈值时，控制所述整流开关管关断。
可选地，所述整流控制电路包括：时长检测电路，用于检测所述整流开关管的第一端与第二端之间的电压变化，根据所述电压变化确定所述开关电源的功率开关管由关断到导通所经历的检测关断时长，输出用于指示所述检测关断时长的第一电压信号，并且，输出用于指示所述功率开关管实时关断时长的第二电压信号；转换控制电路，分别与所述时长检测电路及所述整流开关管的控制端连接，用于将所述第一电压信号转换成用于指示所述时长阈值的第三电压信号，并且将所述第二电压信号与所述第三电压信号进行比较，当所述第二电压信号的电压大于或者等于所述第三电压信号的电压时，输出控制信号以控制所述整流开关管关断。
可选地，所述时长检测电路包括：电压检测电路，用于检测所述整流开关管的第一端与第二端之间的电压变化，根据所述电压变化输出对应的检测信号；时间转电压电路，与所述电压检测电路连接，用于根据所述检测信号确定所述功率开关管关断时，实时输出所述第二电压信号，并且根据所述检测信号确定所述功率开关管导通时，输出所述第一电压信号；采样保持电路，与所述时间转电压电路连接，用于采样所述第一电压信号并保持。
可选地，所述转换控制电路包括：电压转换电路，与所述采样保持电路连接，用于将所述第一电压信号转换成所述第三电压信号；比较电路，包括输入端和输出端，所述比较电路的输入端分别与所述时间转电压电路及所述电压转换电路连接，所述比较电路的输出端所述整流开关管的控制端连接，用于将所述第二电压信号与所述第三电压信号进行比较，当所述第二电压信号的电压大于或者等于所述第三电压信号的电压时，输出控制信号以控制所述整流开关管关断。
可选地，所述整流控制电路还包括逻辑驱动电路，所述逻辑驱动电路包括输入端和输出端，所述逻辑驱动电路的输入端与所述比较电路的输出端连接，所述逻辑驱动电路的输出端与所述整流开关管的控制端连接，用于根据所述控制信号驱动所述整流开关管关断。
可选地，所述逻辑驱动电路包括：SR触发器，包括置位输入端、复位输入端及输出端；或门，包括第一输入端、第二输入端及输出端，所述或门的第一输入端与所述比较电路连接；第一比较器，所述第一比较器的同相输入端用于被输入所述整流开关管的第一端与第二端之间的电压，所述第一比较器的反相输入端用于被施加第一基准电压，所述第一比较器的输出端与所述或门的第二输入端连接；第二比较器，所述第二比较器的同向输入端用于被施加第二基准电压，所述第二比较器的反相输入端用于被输入所述整流开关管的第一端与第二端之间的电压，所述第二比较器的输出端与所述SR触发器的置位端输入端连接；驱动器，包括输入端及输出端，所述驱动器的输入端与所述SR触发器的输出端连接，所述SR触发器的输出端与所述整流开关管的控制端连接。
可选地，所述比较电路包括第三比较器，所述第三比较器的同相输入端与所述时间转电压电路连接，所述第三比较器的反相输入端与所述电压转换电路连接，所述第三比较器的输出端与所述或门的第一输入端连接。
可选地，所述检测周期为起始周期，或者，所述检测周期为所述当前周期的上一周期。
可选地，所述采样保持电路为峰值电压保持电路。
可选地，所述电压转换电路为降压电路。
可选地，所述降压电路为比例变换电路。
可选地，所述降压电路为减法运算电路。
可选地，所述第二电压信号在所述功率开关管导通后保持低电位，直至所述功率开关管关断。
可选地，所述第二电压信号的电压与所述功率开关管实时关断时长的时间长短成正比。
在第二方面，本发明实施例提供一种电源转换装置，包括如上所述的同步整流电路。
本发明实施例的有益效果是：区别于现有技术，本发明实施例提供一种同步整流电路及电源转换装置。该同步整流电路包括整流开关管及整流控制电路，整流开关管包括控制端、第一端及第二端，整流控制电路与整流开关管的控制端连接，整流控制电路可在检测周期内检测整流开关管的第一端与第二端之间的电压变化，根据电压变化确定功率开关管由关断到导通所经历的检测关断时长，缩小检测关断时长，得到时长阈值，在当前周期内当根据电压变化确定功率开关管关断时开始统计实时关断时长，当实时关断时长大于或者等于时长阈值时，控制整流开关管关断。本发明实施例可避免整流开关管和功率开关管同时导通，进而避免输入瞬态浪涌电流损坏内部电路元件。
附图说明
一个或多个实施例通过与之对应的附图中的图片仅作为示例性说明，这些示例性说明并不构成对实施例的限定，附图中具有相同参考数字标号的元件表示为类似的元件，除非有特别申明，附图中的图不构成比例限制。
图1是一种反激式转换器的电路结构示意图；
图2是本发明实施例提供一种电源转换装置的结构示意图；
图3是图2中一种电源转换装置工作在CCM下的时序波形示意图；
图4是图2中一种整流控制电路的结构示意图；
图5是图4中一种电源转换装置工作在CCM下的时序波形示意图；
图6是图4中一种时长检测电路的结构示意图；
图7是图4中一种转换控制电路的结构示意图；
图8是本发明另一实施例提供一种整流控制电路的结构示意图；
图9是图8中一种逻辑驱动电路的结构示意图。
图3和图5的时序波形示意图中部分附图标记说明：
ILm:电感电流；
Idis：流经整流开关管M2的电流；
Vds：整流开关管M2的漏源电压；
VG_M1：功率开关管M1的栅极驱动信号；
VG_M2：整流开关管M2的栅极驱动信号。
具体实施方式
为了便于理解本申请，下面结合附图和具体实施方式，对本申请进行更详细的说明。需要说明的是，当一个元件被表述“连接”另一个元件，它可以是直接连接到另一个元件、或者其间可以存在一个或多个居中的元件。此外，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。
除非另有定义，本说明书所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施方式的目的，不是用于限制本发明。本说明书所使用的术语“和/或”包括一个或多个相关的所列项目的任意的和所有的组合。
此外，下面所描述的本申请不同实施例中所涉及的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互结合。
请参阅图2，图2是本发明实施例提供一种电源转换装置的结构示意图。如图2所示，电源转换装置100包括变压器T、PWM信号发生器20、功率开关管M1、同步整流电路10及输出电容Co。其中，同步整流电路10包括整流开关管M2及整流控制电路11，变压器T原边绕组Np的同名端被输入直流电压VIN，变压器T原边绕组Np的异名端与功率开关管M1的漏极连接，功率开关管M1的源极接地，功率开关管M1的栅极与PWM信号发生器20连接，变压器T副边绕组Ns的异名端与输出电容Co的一端连接，变压器T副边绕组Ns的同名端与整流开关管M2的漏极连接，整流开关管M2的栅极与整流控制电路11连接，整流开关管M2的源极及输出电容Co的另一端共同接地，整流控制电路11还与整流开关管M2的漏极连接，以检测整流开关管M2的漏极电压，由于整流开关管M2的源极接地，漏极电压可相当于漏极与源极之间的跨压Vds。值得说明的是，本实施例并非限定电源转换装置100中各个组成部分的具体连接关系，亦即电源转换装置100可以存在其他任意变形，例如，整流开关管M2可以使用PMOS管来代替，功率开关管M1可以使用双极性晶体管来代替，其连接关系根据实际情况而定，又例如，整流开关管M2的源极和漏极可以串接在变压器T副边绕组Ns的异名端与输出电容Co的一端之间。
电源转换装置100可以工作在电感电流连续模式（CCM）、电感电流非连续模式（DCM）及电感电流临界模式（BCM）。工作时，在PWM信号发生器20的控制下，直流输入电压VIN经由变压器T及整流开关管M2转换成直流输出电压VOUT，以提供给负载使用，直流输出电压VOUT的大小则可以通过PWM信号发生器20来调节。
在本实施例中，在特定模式下，例如在CCM下，通过整流控制电路11检测整流开关管M2漏源两端之间的电压Vds，并且根据Vds的电压变化，控制整流开关管M2在功率开关管M1导通之前关断，实现功率开关管M1与整流开关管M2交替导通，避免出现功率开关管M1与整流开关管M2同时导通的情况，进而避免转换效率的下降以及输入浪涌电流对内部电路元件产生不利影响。
在一些实施例中，整流控制电路11可在检测周期内检测整流开关管M2漏源两端之间的电压Vds的变化，根据电压Vds的变化确定功率开关管M1由关断到导通所经历的检测关断时长Tc。如图3所示，在t0时刻，功率开关管M1接收来自PWM信号发生器20的导通信号，例如导通信号为高电平信号而导通，整流开关管M2则处于关断状态，从而直流输入电压VIN将电能储存在变压器T原边绕组Np，电感电流ILm逐渐上升，与此同时，由于整流开关管M2处于关断状态，电流Idis流经整流开关管M2的电流为零。在t1时刻，功率开关管M1接收来自PWM信号发生器20的关断信号，例如关断信号为低电平而关断，此时储存在变压器T原边绕组Np的电能开始传输至副边绕组Ns，电流Idis流经整流开关管M2的体二极管，因而电压Vds开始由正压变为负压，在此过程中，当电压Vds小于一定值（例如-0.3V）时，确定此时为功率开关管M1的导通时刻，同时控制整流开关管M2处于导通状态。此后，传输至副边绕组Ns的能量持续给输出电容Co充电，因而电流Idis逐渐下降，电压Vds逐渐上升。在t3时刻，功率开关管M1导通，流经整流开关管M2的电流Idis降至零，电压Vds开始由负压变为正压，在此过程中，当电压Vds大于一定值（例如0V）时，确定此时为功率开关管M1的导通时刻。在图3中，假设t0时刻与t3时刻之间的时长作为第n个检测周期，则t1时刻与t3时刻之间的时长即为第n个检测周期的检测关断时长Tc，即Tc_n。
接着，将检测关断时长Tc减去一个预设时长或乘以一个预设系数，得到时长阈值Tsh。例如，图3中所示的Tsh_n即为Tc_n减去一个预设时长或乘以一个预设系数后得到的。其中，时长阈值Tsh与检测关断时长Tc存在确定的对应关系，例如，通过将检测关断时长Tc乘以一个小于1的系数得到时长阈值Tsh，或者通过将检测关断时长Tc减去一个预设时长得到时长阈值Tsh。可以理解的是，在一个检测周期内确定的时长阈值Tsh是小于在该检测周期内确定的检测关断时长的，亦即，在一个检测周期内确定的时长阈值Tsh是在该检测周期内确定的检测关断时长经过缩短时长后得到的。
最后，承接上述的第n个检测周期，在第n+1个检测周期（第n个检测周期的下一周期），即当前周期内根据电压Vds的变化确定功率开关管M1关断时，例如在t4时刻开始统计实时关断时长Tcr，功率开关管M1关断时间越长，实时关断时长Tcr也越长，通过确定前一个检测周期的检测关断时长Tc来预判当前检测周期的检测关断时长Tc，并且将前一个检测周期的检测关断时长Tc进行时长缩小后得到时长阈值Tsh，因此，在当前检测周期，通过在确定功率开关管M1关断后实时关断时长Tcr，并将实时关断时长Tcr与前一个检测周期的检测关断时长Tc进行时长缩小后得到时长阈值Tsh进行比较，当实时关断时长大于或者等于该时长阈值Tsh时，即可预测此时功率开关管M1即将导通，于是，控制整流开关管M2关断，从而使得整流开关管M2在功率开关管M1导通之前关断。
本实施例通过在每一个检测周期内根据电压Vds的变化来得到当前检测周期内功率开关管M1的检测关断时长Tc，并通过缩小检测关断时长Tc来得到当前检测周期的时长阈值Tsh，当前检测周期的时长阈值Tsh则会更新上一个检测周期得到的Tsh，因此，可通过检测上一周期的检测关断时长Tc来预判当前周期的检测关断时长Tc，由于每一个检测周期的时长阈值Tsh都是通过将该检测周期的检测关断时长Tc缩小之后得到的，因此，在各个检测周期得到的检测关断时长Tc相差不大的情况下，在功率开关管M1关断，整流开关管M2导通后，只要控制整流开关管M2在达到时长阈值Tsh时关断，即可保证整流开关管M2的关断时刻在功率开关管M1的导通时刻之前，于是，本实施例通过在当前周期内当根据电压Vds的变化确定功率开关管M1关断时开始统计实时关断时长Tcr，当实时关断时长大于或者等于时长阈值Tsh时控制整流开关管M2关断，可避免功率开关管M1导通后整流开关管M2才关断的情况，即，功率开关管M1和整流开关管M2不会存在导通时间的交叠。
在一些实施例中，针对每一个检测周期，可以定义为功率开关管M1开始导通时刻起，到下一次导通时刻为止所经历的时长，例如，图3中t0时刻与t3时刻之间的时长确定为一个检测周期，或者，功率开关管M1开始关断时刻起，到下一次关断时刻为止所经历的时长，例如，图3中t1时刻与t4时刻之间的时长确定为一个检测周期。检测周期可以为起始周期，当检测周期为起始周期时，当前周期即为起始周期的下一周期，检测周期也可以为当前周期的上一周期，例如，当检测周期为第N个周期时，当前周期即为第N+1个周期，因此，在检测周期通过检测电压Vds的变化来确定功率开关管M1从关断到导通所经历的检测关断时长Tc，并且将检测关断时长Tc进行时长缩小后得到时长阈值Tsh，于是，在当前周期能够将统计的实时关断时长Tcr与该时长阈值Tsh进行比较，从而根据比较结果对整流开关管M2进行控制。
在一些实施例中，请一并参阅图4及图5，图4是图2中一种整流控制电路的结构示意图。如图4所示，整流控制电路11包括时长检测电路111及转换控制电路112，时长检测电路111可检测整流开关管M2漏源两端之间的电压Vds的电压变化输出两路信号，其中，一路信号是一个检测周期内根据Vds的电压变化确定功率开关管M1关断时，输出与功率开关管M1实时关断时长对应的第二电压信号V2，另一路信号是在检测周期内根据Vds的电压变化确定功率开关管M1导通时，输出与功率开关管M1检测关断时长对应的第一电压信号V1，亦即，第一电压信号V1为在一个检测周期内根据Vds的电压变化确定功率开关管M1导通时第二电压信号V2的电压。因此，本实施例的第一电压信号V1可指示功率开关管M1由关断到导通所经历的检测关断时长Tc，第二电压信号V2可指示功率开关管M1的实时关断时长Tcr。可以理解的是，时长检测电路111在当前检测周期的两路输出信号，即第一电压信号V1和随着实时关断时长Tcr线性增长的第二电压信号V2，其中，在未确定功率开关管M1导通之前，第一电压信号V1都是上一检测周期所确定的检测关断时长Tc对应的第一电压信号V1，亦即，只有在当前检测周期确定功率开关管M1导通时得到的第一电压信号V1才会更新为当前周期所确定的检测关断时长Tc对应的第一电压信号V1。
转换控制电路112分别与时长检测电路111及整流开关管M2的栅极连接，转换控制电路112可接收来自时长检测电路111的第一电压信号V1和第二电压信号V2，在一方面，转换控制电路112对第一电压信号V1转换为可指示时长阈值Tsh的第三电压信号V3，由于时长阈值Tsh是将检测关断时长Tc进行时长缩小后得到的，因此，第三电压信号V3是第一电压信号V1进行降压之后得到的。由于当前检测周期的检测关断时长Tc与当前检测周期的上一检测周期的检测关断时长Tc相差很小，因而可将当前检测周期的上一检测周期的检测关断时长Tc来预测当前检测周期的检测关断时长Tc，并且在当前检测周期内，在功率开关管M1关断后并导通前，第三电压信号V3是当前检测周期的上一检测周期所确定的检测关断时长Tc对应的第一电压信号V1经过降压之后得到的，于是，在另一方面，转换控制电路112将第二电压信号V2与第三电压信号V3进行比较，当第二电压信号V2的电压大于或者等于第三电压信号V3的电压时，此时输出关断控制信号以控制整流开关管M2关断即可实现在整流开关管M2关断后，功率开关管M1才接着导通。
在一些实施例中，第二电压信号V2在确定功率开关管M1导通后保持低电位，直至功率开关管M1关断。例如，在图5中，t9时刻为功率开关管M1的导通时刻，在t9时刻，第二电压信号V2由峰值电位降至低电位，此后该低电位继续保持，直至确定功率开关管M1的关断时刻时（例如t10时刻）为止。其中，该低电位可以为任意合适的电位，例如该低电位为零电位，但并不限于此，其可根据实际需求而定。
在一些实施例中，第二电压信号V2的电压与功率开关管M1实时关断时长的时间长短成正比。如图5所示，在t7时刻与t9时刻之间的时长内，也就是功率开关管M1由关断到导通所经历的时长内，第二电压信号V2的电压随着功率开关管M1的实时关断时长线性增长，当确定功率开关管M1导通时（t9时刻），第二电压信号V2的电压增长结束，达到该检测周期的峰值电压，该峰值电压即可表示该检测周期内功率开关管M1由关断到导通所经历的时长。可以理解的是，由于在每一个检测周期的低电压是固定不变的，并且，第二电压信号V2的电压随着功率开关管M1的实时关断时长线性增长，因而在两个不同的检测周期，若检测关断时长Tc不同，第二电压信号V2的峰值电压也不同，例如t10时刻与t12时刻之间的时长是大于t7时刻与t9时刻之间的时长的，因而在前者的检测周期内第二电压信号V2的峰值电压是大于后者的检测周期内第二电压信号V2的峰值电压的。其中，第二电压信号V2的电压在预设时间单位内增长预设电压，具体设置可根据实际需求而定。
进一步的，请参阅图6，图6是图4中一种时长检测电路的结构示意图。如图6所示，时长检测电路111包括电压检测电路1111、时间转电压电路1112及采样保持电路1113。电压检测电路1111可检测整流开关管M2的漏源电压Vds的电压变化，并根据电压Vds的变化输出对应的检测信号，检测信号可指示功率开关管M1的开关切换时刻，时间转电压电路1112与电压检测电路1111连接，时间转电压电路1112可在一个检测周期内根据检测信号确定功率开关管M1关断时，实时输出第二电压信号V2，同时在该检测周期内根据检测信号确定功率开关管M1导通时，输出第一电压信号V1, 即第一电压信号V1为确定功率开关管M1导通时的第二电压信号V2，采样保持电路1113与时间转电压电路1112连接，可采样来自时间转电压电路1112的第一电压信号V1并保持。时长检测电路111输出的两路信号中，一路是通过时间转电压电路1112输出第二电压信号V2，另一路是通过采样保持电路1113输出第一电压信号V1。这两路信号均输入至转换控制电路112中，以便转换控制电路112进行进一步的处理。
在一些实施例中，采样保持电路1113为峰值电压保持电路，该峰值电压保持电路可获取时间转电压电路1112输出的第二电压信号V2的峰值电压，以得到第一电压信号V1并保持，直至获取到第二电压信号V2的下一个峰值电压为止，此时，将该峰值电压作为新的第一电压信号V1更新上一次得到的第一电压信号V1。
更进一步的，如图7所示，转换控制电路112包括电压转换电路1121及比较电路1122，电压转换电路1121与采样保持电路1113连接，电压转换电路1121可将采样保持电路1113输出的第一电压信号V1转换成第三电压信号V3，比较电路1122包括输入端和输出端，比较电路1122的输入端分别与时间转电压电路1112及电压转换电路1121连接，比较电路1122的输出端与整流开关管M2的栅极连接，比较电路1122可将时间转电压电路1112输出的第二电压信号V2与电压转换电路1121输出的第三电压信号V3进行比较，当第二电压信号V2的电压大于或者等于第三电压信号V3的电压时（例如在图5中的t8时刻或t11时刻），输出关断控制信号以控制整流开关管M2关断。
在一些实施例中，电压转换电路1121为降压电路。降压电路可对第一电压信号V1进行降压处理，得到第三电压信号V3。
在一些实施例中，降压电路为比例变换电路。比例变换电路通过将第一电压信号V1乘以一个小于1的固定系数以得到降压后的第三电压信号V3，例如，该小于1的固定系数为0.9，若此时第一电压信号V1为1V，则通过比例变换电路后得到的第三电压信号V3即为0.9V。固定系数可根据实际需求而定，此处并不限定其具体数值。
在一些实施例中，降压电路为减法运算电路。减法运算电路通过将第一电压信号V1减去一个大于0的固定阈值以得到降压后的第三电压信号V3，例如，该大于0的固定阈值为0.1V，若此时第一电压信号V1为1V，则通过比例变换电路后得到的第三电压信号V3即为0.9V。固定阈值可根据实际需求而定，此处并不限定其具体数值。
在控制整流开关管M2导通或关断的过程中，更进一步的，请参阅图8，图8为本发明另实施例提供一种整流控制电路的结构示意图。如图8所示，整流控制电路11还包括逻辑驱动电路113，逻辑驱动电路113分别与比较电路1112及整流开关管M2的栅极连接，逻辑驱动电路113可根据关断控制信号驱动整流开关管M2关断。
具体的，如图9所示，逻辑驱动电路113包括SR触发器1131、或门1132、第一比较器1133、第二比较器1134及驱动器1135，其中，SR触发器1131包括置位输入端S、复位输入端R及输出端Q，或门1132包括第一输入端A、第二输入端B及输出端Y。
如图9所示，比较电路1122为第三比较器。第三比较器的同相输入端与时间转电压电路1112连接，第三比较器的反相输入端与电压转换电路1121连接，第三比较器的输出端与或门1132的第一输入端A连接。
第一比较器1133的同相输入端被输入整流开关管M2的漏源电压Vds, 第一比较器1133的反相输入端被输入第一基准电压Vr1，第一比较器1133的输出端与或门1132的第二输入端B连接。
第二比较器1134的同相输入端被输入第二基准电压Vr2，第二比较器1134的反相输入端被输入整流开关管M2的漏源电压Vds，第二比较器1134的输出端与SR触发器1131的置位输入端S连接。
驱动器1135包括输入端及输出端，驱动器1135的输入端与SR触发器1131的输出端Q连接，驱动器1135的输出端与整流开关管M2的栅极连接。
下面结合图5对本实施例进行详细阐述。
如图5所示，在t7时刻，由于第二电压信号V2小于第三电压信号V3，即第三比较器的同相输入端电压小于反相输入端电压，因而第三比较器输出低电平，并且，由于此时功率开关管M1关断，整流开关管M2的漏源电压Vds则由正压变为负压，在此过程中，若电压Vds小于第二基准电压Vr2（例如第二基准电压Vr2为-0.3V）时，第二比较器1134的同相输入端电压大于反相输入端电压，因而第二比较器1134输出高电平，同时，电压Vds小于第一基准电压Vr1（例如第一基准电压Vr1为0V），即第一比较器1133的同相输入端小于反相输入端电压，因而第二比较器1134的输出低电平，由此，或门1132的两个输入端均被输入低电平，于是或门1132的输出端Y输出低电平，从而，SR触发器1131的复位输入端R被输入低电平，SR触发器1131的置位输入端S被输入高电平，此时，SR触发器1131被置位，于是SR触发器1131的输出端Q输出高电平，该高电平被输入至驱动器1135的输入端，驱动器1135根据该高电平控制整流开关管M2导通。
紧接着，在t8时刻，由于第二电压信号V2大于或者等于第三电压信号V3，即第三比较器的同相输入端电压小于或者等于反相输入端电压，因而第三比较器的输出高电平，并且，此时电压Vds小于0V并且大于-0.3V，即第一比较器1133的同相输入端小于反相输入端电压，因而第一比较器1133输出低电平，同时第二比较器1134的同相输入端电压小于反相输入端电压，因而第二比较器1134输出低电平，由此，或门1132的第一输入端A被输入高电平，于是或门1132的输出端Y输出高电平，从而，SR触发器1131的复位输入端R被输入高电平，SR触发器1131的置位输入端S被输入低电平， SR触发器1131被复位，于是SR触发器1131的输出端Q输出低电平，该低电平被输入至驱动器1135的输入端，驱动器1135根据该低电平控制整流开关管M2关断。
再接着，在t9时刻，由于第二电压信号V2大于或者等于第三电压信号V3，即第三比较器的同相输入端电压小于或者等于反相输入端电压，因而第三比较器的输出高电平，并且，此时电压Vds由负压变为正压，即第一比较器1133的同相输入端大于反相输入端电压，因而第一比较器1133输出高电平，同时，第二比较器1134的同相输入端电压小于反相输入端电压，因而第二比较器1134输出低电平，由此，或门1132的第一输入端A被输入高电平，于是或门1132的输出端Y输出高电平，从而，SR触发器1131的复位输入端R为高电平，SR触发器1131的置位输入端S为低电平，此时，SR触发器1131保持复位状态。
最后，在t9时刻与t10时刻之间的时长内，由于在t9时刻后第二电压信号V2由峰值电压降为低电位，于是第二电压信号V2的电压小于第三电压信号V3，即第三比较器的同相输入端电压小于反相输入端电压，因而第三比较器的输出低电平，并且，由于此时电压Vds已经过零，即第一比较器1133的同相输入端大于反相输入端电压，因而第一比较器1133输出高电平，同时，第二比较器1134的同相输入端电压小于反相输入端电压，因而第二比较器1134输出低电平，由此，或门1132的第二输入端B被输入高电平，于是，或门1132的输出端Y输出高电平，从而，SR触发器1131的复位输入端R为高电平，SR触发器1131的置位输入端S为低电平，此时，SR触发器1131保持复位状态。
在t10时刻开始进入下一循环。
最后要说明的是，本发明可以通过许多不同的形式来实现，并不限于本说明书所描述的实施例，这些实施例不作为对本发明内容的额外限制，提供这些实施方式的目的是使对本发明的公开内容的理解更加透彻全面。并且在本发明的思路下，上述各技术特征继续相互组合，并存在如上所述的本发明不同方面的许多其它变化，均视为本发明说明书记载的范围；进一步地，对本领域普通技术人员来说，可以根据上述说明加以改进或变换，而所有这些改进和变换都应属于本发明所附权利要求的保护范围。

Claims (15)

1.一种同步整流电路，应用于电源转换装置，所述电源转换装置包括功率开关管、变压器及输出电容，所述功率开关管与所述变压器原边绕组一端连接，所述变压器副边绕组一端与所述输出电容一端连接，其特征在于，所述同步整流电路包括：
整流开关管，包括控制端、第一端及第二端，所述整流开关管的第一端用于与所述变压器副边绕组另一端连接，所述整流开关管的第二端用于与所述输出电容另一端连接；
整流控制电路，与所述整流开关管的控制端连接；
所述整流控制电路用于在检测周期内检测所述整流开关管的第一端与第二端之间的电压变化，根据所述电压变化确定所述功率开关管由关断到导通所经历的检测关断时长，将所述检测关断时长减去一个预设时长或乘以一个预设系数得到时长阈值，在当前周期内当根据所述电压变化确定所述功率开关管关断时开始统计实时关断时长，当所述实时关断时长大于或者等于所述时长阈值时，控制所述整流开关管关断。
2.根据权利要求1所述的同步整流电路，其特征在于，所述整流控制电路包括：
时长检测电路，用于检测所述整流开关管的第一端与第二端之间的电压变化，根据所述电压变化确定所述开关电源的功率开关管由关断到导通所经历的检测关断时长，输出用于指示所述检测关断时长的第一电压信号，并且，输出用于指示所述功率开关管实时关断时长的第二电压信号；
转换控制电路，分别与所述时长检测电路及所述整流开关管的控制端连接，用于将所述第一电压信号转换成用于指示所述时长阈值的第三电压信号，并且将所述第二电压信号与所述第三电压信号进行比较，当所述第二电压信号的电压大于或者等于所述第三电压信号的电压时，输出控制信号以控制所述整流开关管关断。
3.根据权利要求2所述的同步整流电路，其特征在于，所述时长检测电路包括：
电压检测电路，用于检测所述整流开关管的第一端与第二端之间的电压变化，根据所述电压变化输出对应的检测信号；
时间转电压电路，与所述电压检测电路连接，用于根据所述检测信号确定所述功率开关管关断时，实时输出所述第二电压信号，并且根据所述检测信号确定所述功率开关管导通时，输出所述第一电压信号；
采样保持电路，与所述时间转电压电路连接，用于采样所述第一电压信号并保持。
4.根据权利要求3所述的同步整流电路，其特征在于，所述转换控制电路包括：
电压转换电路，与所述采样保持电路连接，用于将所述第一电压信号转换成所述第三电压信号；
比较电路，包括输入端和输出端，所述比较电路的输入端分别与所述时间转电压电路及所述电压转换电路连接，所述比较电路的输出端与所述整流开关管的控制端连接，所述比较电路用于将所述第二电压信号与所述第三电压信号进行比较，当所述第二电压信号的电压大于或者等于所述第三电压信号的电压时，输出控制信号以控制所述整流开关管关断。
5.根据权利要求4所述的同步整流电路，其特征在于，所述整流控制电路还包括逻辑驱动电路，所述逻辑驱动电路包括输入端和输出端，所述逻辑驱动电路的输入端与所述比较电路的输出端连接，所述逻辑驱动电路的输出端与所述整流开关管的控制端连接，所述逻辑驱动电路用于根据所述控制信号驱动所述整流开关管关断。
6.根据权利要求5所述的同步整流电路，其特征在于，所述逻辑驱动电路包括：
SR触发器，包括置位输入端、复位输入端及输出端；
或门，包括第一输入端、第二输入端及输出端，所述或门的第一输入端与所述比较电路连接；
第一比较器，所述第一比较器的同相输入端用于被输入所述整流开关管的第一端与第二端之间的电压，所述第一比较器的反相输入端用于被施加第一基准电压，所述第一比较器的输出端与所述或门的第二输入端连接；
第二比较器，所述第二比较器的同向输入端用于被施加第二基准电压，所述第二比较器的反相输入端用于被输入所述整流开关管的第一端与第二端之间的电压，所述第二比较器的输出端与所述SR触发器的置位输入端连接；
驱动器，包括输入端及输出端，所述驱动器的输入端与所述SR触发器的输出端连接，所述SR触发器的输出端与所述整流开关管的控制端连接。
7.根据权利要求6所述的同步整流电路，其特征在于，所述比较电路包括第三比较器，所述第三比较器的同相输入端与所述时间转电压电路连接，所述第三比较器的反相输入端与所述电压转换电路连接，所述第三比较器的输出端与所述或门的第一输入端连接。
8.根据权利要求1所述的同步整流电路，其特征在于，
所述检测周期为起始周期，或者，所述检测周期为所述当前周期的上一周期。
9.根据权利要求3所述的同步整流电路，其特征在于，
所述采样保持电路为峰值电压保持电路。
10.根据权利要求4所述的同步整流电路，其特征在于，
所述电压转换电路为降压电路。
11.根据权利要求10所述的同步整流电路，其特征在于，
所述降压电路为比例变换电路。
12.根据权利要求10所述的同步整流电路，其特征在于，
所述降压电路为减法运算电路。
13.根据权利要求2至12任一项所述的同步整流电路，其特征在于，所述第二电压信号在确定所述功率开关管导通后保持低电位，直至所述功率开关管关断。
14.根据权利要求2至12任一项所述的同步整流电路，其特征在于，所述第二电压信号的电压与所述功率开关管实时关断时长的时间长短成正比。
15.一种电源转换装置，其特征在于，包括如权利要求1至14任一项所述的同步整流电路。
CN202011043327.9A 2020-09-28 2020-09-28 一种同步整流电路及电源转换装置 Active CN111934557B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202011043327.9A CN111934557B (zh) 2020-09-28 2020-09-28 一种同步整流电路及电源转换装置

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202011043327.9A CN111934557B (zh) 2020-09-28 2020-09-28 一种同步整流电路及电源转换装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN111934557A true CN111934557A (zh) 2020-11-13
CN111934557B CN111934557B (zh) 2021-01-15

Family

ID=73334784

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202011043327.9A Active CN111934557B (zh) 2020-09-28 2020-09-28 一种同步整流电路及电源转换装置

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN111934557B (zh)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113252974A (zh) * 2021-07-01 2021-08-13 钰泰半导体南通有限公司 负载电流检测电路
CN113972839A (zh) * 2021-12-27 2022-01-25 广东希荻微电子股份有限公司 升压转换器的控制方法、控制器及功率转换装置
US11742750B2 (en) 2021-10-11 2023-08-29 Halo Microelectronics International Boost converter apparatus and control method

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20170063246A1 (en) * 2015-08-25 2017-03-02 Dialog Semiconductor Inc. Adaptive synchronous rectifier control
CN106602881A (zh) * 2017-01-25 2017-04-26 杭州士兰微电子股份有限公司 同步整流控制电路、功率变换器及其控制方法
CN108448902A (zh) * 2018-04-20 2018-08-24 杭州电子科技大学 一种同步整流反激式直流-直流电源转换装置及控制方法
CN109327150A (zh) * 2018-09-11 2019-02-12 西安矽力杰半导体技术有限公司 同步整流控制电路及控制方法
US20200112266A1 (en) * 2018-10-05 2020-04-09 Rohm Co., Ltd. Synchronous rectification controlling device, isolated synchronous-rectification dc-dc converter, gate driving device, isolated dc-dc converter, ac-dc converter, power adapter, and electric appliance

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20170063246A1 (en) * 2015-08-25 2017-03-02 Dialog Semiconductor Inc. Adaptive synchronous rectifier control
CN106602881A (zh) * 2017-01-25 2017-04-26 杭州士兰微电子股份有限公司 同步整流控制电路、功率变换器及其控制方法
CN108448902A (zh) * 2018-04-20 2018-08-24 杭州电子科技大学 一种同步整流反激式直流-直流电源转换装置及控制方法
CN109327150A (zh) * 2018-09-11 2019-02-12 西安矽力杰半导体技术有限公司 同步整流控制电路及控制方法
US20200112266A1 (en) * 2018-10-05 2020-04-09 Rohm Co., Ltd. Synchronous rectification controlling device, isolated synchronous-rectification dc-dc converter, gate driving device, isolated dc-dc converter, ac-dc converter, power adapter, and electric appliance

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113252974A (zh) * 2021-07-01 2021-08-13 钰泰半导体南通有限公司 负载电流检测电路
CN113252974B (zh) * 2021-07-01 2021-11-05 钰泰半导体股份有限公司 负载电流检测电路
US11742750B2 (en) 2021-10-11 2023-08-29 Halo Microelectronics International Boost converter apparatus and control method
CN113972839A (zh) * 2021-12-27 2022-01-25 广东希荻微电子股份有限公司 升压转换器的控制方法、控制器及功率转换装置
CN113972839B (zh) * 2021-12-27 2022-03-11 广东希荻微电子股份有限公司 升压转换器的控制方法、控制器及功率转换装置

Also Published As

Publication number Publication date
CN111934557B (zh) 2021-01-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN111934557B (zh) 一种同步整流电路及电源转换装置
US11736030B2 (en) Switching circuit, synchronous rectification control circuit and control method thereof
US6714425B2 (en) Power factor corrected SMPS with light and heavy load control modes
TWI441427B (zh) 並聯調節器、返馳轉換器及其輸出回授的控制方法
US8542507B2 (en) Adaptive synchronous rectification control method and apparatus
US8582326B2 (en) Switching power supply apparatus
US20150244275A1 (en) Power Conversion with Delay Compensation
US9154030B2 (en) Control device of a switching power supply
US12088190B2 (en) Zero-voltage-switching control circuit, control method and switching power supply
CN113726165B (zh) 反激变换器及反激变换器的控制方法
JP2010284071A (ja) 電源のためのコントローラ
CN103887986A (zh) 返驰式功率转换器的时间预测控制的控制电路
WO2014138629A1 (en) Utilizing secondary-side conduction time parameters of a switching power converter to provide energy to a load
TW201832455A (zh) 一種具有對於同步整流控制器的定時控制的系統和方法
CN107834857B (zh) 电源控制装置及绝缘型开关电源装置
TW202241036A (zh) 返馳變換器電源及其同步整流控制器
KR20100088082A (ko) 동기 정류 장치 및 동기 정류 방법
US20220052613A1 (en) Synchronous rectification control system and method for quasi-resonant flyback converter
TWI482976B (zh) 偵測磁性裝置之連續電流模式運作的方法及裝置
US20230327570A1 (en) Controllers and methods for controlling transistors based at least in part on modes of operation related to power converters
US11228242B2 (en) Power converter and method for driving an electronic switch
WO2019111504A1 (ja) スイッチング電源装置の制御方法、スイッチング電源装置およびその制御回路
TW202019078A (zh) 開關電源用半導體裝置以及交流－直流轉換器
KR102143254B1 (ko) 플라이백 컨버터의 pwm 제어장치
Qian et al. A digital detecting method for synchronous rectification based on dual-verification for LLC resonant converter

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant
CP03 Change of name, title or address
CP03 Change of name, title or address

Address after: Unit 305-308, block A8, qiandenghu venture capital town, no.6, Guilan North Road, Guicheng Street, Nanhai District, Foshan City, Guangdong Province, 528000

Patentee after: Guangdong Xidi Microelectronics Co.,Ltd.

Address before: 528000 1705, block 2, Jiabang Guojin center, No.1, Shilong South Road, Guicheng Street, Nanhai District, Foshan City, Guangdong Province

Patentee before: GUANGDONG HALO MICROELECTRONICS Co.,Ltd.

CP01 Change in the name or title of a patent holder
CP01 Change in the name or title of a patent holder

Address after: Unit 305-308, block A8, qiandenghu venture capital town, no.6, Guilan North Road, Guicheng Street, Nanhai District, Foshan City, Guangdong Province, 528000

Patentee after: Xidi Microelectronics Group Co.,Ltd.

Address before: Unit 305-308, block A8, qiandenghu venture capital town, no.6, Guilan North Road, Guicheng Street, Nanhai District, Foshan City, Guangdong Province, 528000

Patentee before: Guangdong Xidi Microelectronics Co.,Ltd.