CN101272094A - Dc-dc转换器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种DC－DC转换器，其即使在过电流检测动作中存在延迟，也不用担心陷入不能进行过电流限制的境地。过电流检测电路(50)与开关控制电路(1)连接，在开关元件(Mn)的导通控制时对在电感(L)中流动的电感器电流进行检测，判定该电感器电流是否已降低至规定值。在开关控制电路(1)中，以延长第一开关元件(Mp)的断开控制状态，直至由所述过电流检测电路(50)判定为电感器电流已降低至规定的大小的方式，变更控制信号的开关时间。

Description

DC-DC转换器
技术领域
本发明涉及在负载电路中以规定的大小供给直流电压的DC-DC转换器，特别是涉及具有过电流保护功能的DC-DC转换器。
背景技术
在现有的笔记本型的个人计算机、携带电话、和其他的携带用电子设备等中，通过由降压型开关电源电路构成的DC-DC转换器将电池电压降压至规定电压并供向电子电路进行驱动。在这种情况下，使用对开关元件进行过电流保护的过电流保护电路。
图5是表示通过电感器电流IL的峰值限制进行过电流保护的现有的DC-DC转换器的一个例子的图。
这种DC-DC转换器以如下方式构成：使由源极端子连接来自电池的输入电压Vin的P沟道型的场效果晶体管(FET)构成的第一开关半导体元件(以下称为开关元件)Mp、和由源极端子接地的N沟道型的FET构成的第二开关元件Mn，相互的漏极端子彼此连接，并且从开关控制电路1通过驱动电路2、3向各自的栅极端子供给控制信号。在开关元件Mp和开关元件Mn的连接点上通过电感器L连接有充电/平滑用的输出电容器Cout和负载电路4，并且其各自的另一端接地。
电感器L和输出电容器Cout构成向负载电路4供给平滑输出电压的滤波电路。为了检测输向该负载电路4的输出电压Vout，输出电压Vout作为负反馈信号被供向开关控制电路1。用开关控制电路1监视输出电压Vout，同时以通过驱动电路2、3向开关元件Mp和开关元件Mn输出控制信号，从而使其相互导通/断开的方式进行控制，使得该输出电压Vout为一定值。
过电流检测电路5通过例如变流器(current transformer)、或高精度(sense)电阻和放大器等对开关元件Mp中流动的电流，即从开关元件Mp流入电感器L的电感器电流IL进行检测，将其与规定基准值进行比较来检测过电流。在该过电流检测电路5检测出过电流的情况下，开关控制电路1以将开关元件Mp控制为断开状态的方式构成。
在现有的DC-DC转换器中，执行通常的开关动作时，开关控制电路1根据该输出电压Vout的变化使对开关元件Mp和开关元件Mn进行导通/断开控制的脉冲信号的脉冲宽度变化，进行反馈控制使得输出电压Vout为一定。由此，即使为重负载且供向负载电路4的供给电流Iout较大时，因为在开关元件Mp为断开状态期间与负载对应而蓄积在电感器L中的能量通过开关元件Mn被放出，所以也能够进行效率良好的同步整流。
如果在DC-DC转换器的输入电压Vin一侧的开关元件Mp中流动的电流(＝IL)超过规定值Ipmax，则在过电流检测电路5输出过电流检测信号，通过开关控制电路1使开关元件Mp为断开控制状态直至下一个开关周期。这样，利用电流检测电路5，实现将过电感器电流IL的峰值电流值Ip限制在规定值Ipmax以下的过电流限制功能。
但是，在实际的过电流检测电路5中检测到超过规定值Ipmax的电流以后，对开关元件Mp进行开关至使其断开需要一定的延迟时间。因此，即使在开关元件Mp被切换为导通控制状态的瞬间利用来自开关控制电路1的驱动信号检测到过电流状态，到通过过电流检测电路5使开关元件Mp实际上变为断开状态为止的期间电感器电流IL也继续增加。
图6表示在输出电压Vout大的情况下和小的情况下，在现有的DC-DC转换器的过电流保护功能在正在工作的状态下，电感器电流分别如何变化的情况。该图(a)表示输出电压Vout大的情况，该图(b)表示输出电压Vout小的情况，在各个图中，纵轴表示电感器电流IL，横轴表示时间。
在此，当电感器电流IL超过规定值Ipmax时，令使开关元件Mp为断开控制状态所需要的最低限度的延迟时间为Td。由于电感器电流IL的减少率与输出电压Vout成比例(dIL/dt＝Vout/L)，所以如图6(b)所示，在输出电压Vout低的情况下，与高的情况相比较，电感器电流IL的减少需要的时间长。相反地，电感器电流IL的增加率当输出电压Vout越低则越大(dIL/dt＝(Vin-Vout)/L)。因此，如图(b)所示，在电感器电流IL超过规定值Ipmax以后，在延迟时间Td电感器电流IL也以大的倾斜继续上升。于是，在开关元件Mp被进行断开控制的时间内，在目前为止所增加的电感器电流IL未减少干净的情况下就在下一个周期电感器电流IL开始上升。
这样，在现有的过电流检测电路5的过电流检测中，存在电感器电流IL的过电流限制功能不能有效工作的担忧。而且，若检测出过电流后的延迟时间Td为一定，则开关控制电路1的开关频率越上升，越难以正常地使过电流限制起作用。
因此，在这种开关电源中，考虑有以最小当班(on duty)时间(Tmin)防止电感器电流(IL)增加的开关电源电路的过电流保护方法。(例如，参照专利文献1)。
在该专利文献1中，公开有以下技术：设置对从作为开关元件的晶体管(2)流向电感器的电流(I-H)进行检测的过电流检测电路(221)、和对开关元件为断开时的飞轮电流(flywheel current)(I-L)进行检测的电流检测电路(230)，若在过电流检测电路(221)检测出电流(I-H)(＝电感器电流)超过某规定值，则屏蔽(mask)并停止开关元件的开关动作，直至在电流检测电路(230)检测出飞轮电流变为某规定值以下。
上述专利文献1的过电流保护方法，为了分别检测从晶体管(2)流向电感器的电流(I-H)和飞轮电流(I-L)，需要两个检测电路，因此带来开关电源电路成本上升的问题。
此外，在专利文献1所记载的过电流保护动作中，在从开关元件的驱动脉冲除去屏蔽的时间和之后最初向开关元件供给脉冲宽度调制(PWM：pulse width modulation)脉冲的时间，未假定相互取得同步。因此，电感器电流的底值(bottom value)因两者的时间而散乱，不能够预测电感器电流的平均值，存在难以进行准确的开关控制的问题。该问题点特别在开关元件的开关频率低的情况下表现显著。
而且，在应用于固定导通时间方式的脉冲频率调制(PFM：pulsefrequency modulation)控制的过电流保护电路中也存在以下问题：在因过电流限制而输出电压降低的情况下，由于进行定电压控制的控制电路要使输出电压上升从而开关频率继续上升，所以现有方式的过电流限制功能不能有效地动作。
虽然在这种情况下利用某些方法对开关频率设置上限也能够进行处理，但是DC-DC转换器的过电流保护电路对于频率需要预计某种程度的裕量而进行设计。即，即使为比通常动作中使用的频率高的频率，也需要有能够可靠地应付过电流状态的过电流限制功能。
[专利文献1]日本专利特开第2004-364488号(段落序号[0046]～[0080]，图1、2、3等)
发明内容
本发明鉴于上述问题而完成的，目的在于提供一种即使在过电流检测动作中存在延迟也不用担心陷入不能进行过电流限制的境地的DC-DC转换器。
在本发明中，为了解决上述问题，提供一种DC-DC转换器，包括：连接在输入电源的高电位一侧的第一开关元件；与上述第一开关元件串联连接并且连接在输入电源的低电位一侧的第二开关元件；连接在上述第一开关元件和上述第二开关元件的连接点上，并由向负载电路供给平滑输出电压的电感器和平滑电容器构成的滤波电路；对上述负载电路的输出电压进行检测并输出负反馈信号的电压检测电路；对上述负反馈信号和第一基准电压进行比较放大，输出开关上述第一开关元件和上述第二开关元件的控制信号的控制电路；和通过上述控制信号交替地对上述第一开关元件和上述第二开关元件进行导通/断开控制的驱动电路，其特征在于，还具有：过电流检测机构，其在上述第二开关元件的导通控制时对上述电感器中流动的电感器电流进行检测，对上述电感器电流是否降低至规定的大小进行判定；和定时变更机构，其以延长上述第一开关元件的断开控制时间，直至由上述过电流检测机构判定为上述电感器电流已降低至规定的大小的方式，变更上述控制信号的开关时间。
根据本发明的DC-DC转换器，能够构成在输出电压降低时，不用担心陷入不能进行过电流限制的境地的、还可应用于固定导通时间PFM转换器的DC-DC转换器。
附图说明
图1是表示本发明的DC-DC转换器的原理性结构的框图。
图2是表示在输出电压Vout大的情况下和小的情况下，在本发明的DC-DC转换器中，过电流保护功能正在工作的状态下的电感器电流的大小的变化的图。
图3是表示本发明的实施方式的DC-DC转换器的电路图。
图4是表示图3所示DC-DC转换器的各部分的信号波形的时序图。
图5是表示通过电感器电流的峰值限制进行过电流保护的现有的DC-DC转换器的一个例子的图。
图6是表示在输出电压Vout大的情况下和小的情况下，在现有的DC-DC转换器的过电流保护功能正在工作的状态下，电感器电流分别如何变化的图。
标号说明
1开关控制电路
2、3驱动电路
4负载电路
6误差放大电路
7电流控制振荡电路
8脉冲生成电路
9空载时间生成电路
10PFM控制电路
11电平移位电路
12复位电路
13比较电路
20输出段
50过电流检测电路
Mp、Mn开关元件
具体实施方式
以下参照附图对本发明的实施方式进行说明。
图1是表示本发明的DC-DC转换器的原理性结构的框图。在图1中，对与图5所示的现有转换器相同的部分采用同一参照符号标示。
在该DC-DC转换器中，为了控制电感器电流IL的底电流值(Ib)，在开关元件Mn的漏极端子与电感器L之间配置有过电流检测电路50。
在此，过电流检测电路50与开关控制电路1连接，例如通过变流器(current transformer)、或高精度(sense)电阻和放大器等对开关元件Mn中流动的电流，即从开关元件Mn流入电感器L的电感器电流IL进行检测，通过将其与规定值Ibmax进行比较，判定电感器电流IL是否已减小至规定值Ibmax。在开关控制电路1中，以延长开关元件Mp的断开控制时间直至过电流检测电路50判定电感器电流IL已降低至规定的大小的方式，对控制信号的开关时间进行控制。
图2是表示在本发明的DC-DC转换器中，过电流保护功能在正在工作的状态下的电感器电流的大小的变化的图。该图(a)为输出电压Vout大的情况，该图(b)为输出电压Vout小的情况。其中，纵轴表示电感器电流IL，横轴表示时间。
图2(a)和(b)均为以下情况：在开关元件Mn中流动的电感器电流IL超过规定值Ibmax的期间，通过开关控制电路1将开关元件Mn的导通时间仅延长T1或T2，在电感器电流IL减小至规定值Ibmax以下之后转移至下一个开关周期，在该接下来的开关周期中电感器电流IL从规定值Ibmax以下的值开始上升。即，以将电感器电流IL的底电流值Ib控制在规定值Ibmax以下的方式设置延长时间T1、T2，由此可靠地实现开关控制电路1的过电流限制功能。
而且，通过该开关控制电路1，电感器电流IL的峰值电流值Ip的规定值Ipmax也能够限制于在开关元件Mp的导通时间Ton期间电感器电流IL能够从Ipmax开始增加的范围内。
这是因为峰值电流Ip以如下方式进行限制：
Ip＝Ib+Ton(Vin-Vout)/L
＜Ibmax+Ton(Vin-Vout)/L
可以通过规定值Ibmax令峰值电流Ip的规定值Ipmax为由Ibmax决定的Ibmax+Ton(Vin-Vout)/L。
此外，在导通时间Ton流动于电感器L中的电感器电流IL的平均值等于Ibmax+0.5Ton(Vin-Vout)/L。
在此，Vin为从电池至DC-DC转换器的输入电压值，Vout为至负载电路4的输出电压值，L为电感器L的电感值。因此，该开关控制电路1适合应用于如PFM(脉冲频率调制)方式的DC-DC转换器这样的、开关元件Mp的导通时间Ton总为一定而不变化的固定导通时间的开关控制方式。
此外，由于过电流检测电路50延长开关周期自身直至电感器电流IL下降至规定值Ibmax以下，所以即使如现有的过电流检测电路5那样在过电流检测动作中存在延迟时间，也不存在不能进行过电流限制的危险性。因此，具有即使在DC-DC转换器的负载电路4为短路状态时，也能够进行过电流限制的优点。
下面，作为这种DC-DC转换器的一个例子，对安装有过电流保护电路的PFM转换器的具体结构和动作进行说明。
图3是表示本发明的实施方式的DC-DC转换器的电路图。
开关元件Mp和开关元件Mn串联连接，构成输出段20。开关元件Mp的源极端子与输入电源Vin的高电位一侧连接，其漏极端子与开关元件Mn的漏极端子连接，开关元件Mn的源极端子接地。
电感器L和输出电容器Cout构成滤波电路，该滤波电路连接在输出段20的开关元件Mp和开关元件Mn的连接点上，向负载电路4供给平滑输出电压。输向负载电路4的输出电压Vout通过串连连接有电阻R1、R2的电压检测电路，作为负反馈信号供向PFM控制电路10。
PFM控制电路10由误差放大电路6、振荡电路(电流控制振荡电路)7、和脉冲生成电路8构成。误差放大电路6对负反馈信号和第一基准电压Vref1进行比较放大，输出在开关元件Mp和开关元件Mn的开关控制中所必要的错误信号，被电阻分压过的负反馈信号供向一个输入端子，第一基准电压Vref1供向另一端的输入端子。电流控制振荡电路7产生与从误差放大电路6输出的错误信号对应的振荡频率的脉冲信号。脉冲生成电路8根据该脉冲信号生成用于空载时间(dead time)生成电路9的控制信号。其中，图3所示的误差放大电路6由跨导放大器(Transconductance Amplifier)构成，因此错误信号为电流信号。
该PFM控制电路10通过空载时间生成电路9与驱动电路2、3连接。在此，在通过来自脉冲生成电路8的控制信号交替地对开关元件Mp、Mn进行导通/断开控制时，对于从空载时间(DT)生成电路9输向驱动电路2、3的控制信号，设定同时对开关元件Mp和开关元件Mn进行断开控制的空载时间。
过电流检测电路50由电平移位电路11、复位电路12、比较电路13构成，在开关元件Mn的导通控制时对流动于电感器L中的电感器电流IL进行检测，判定电感器电流IL是否已降低至规定的大小。
下面进一步对PFM控制电路10和过电流检测电路50的具体结构进行说明。
电流控制振荡电路7由包括两个P沟道型的FET(以下称为晶体管)M1、M2的电流镜像电路、变换器(inverter)电路14、15、电容器C1和或非(NOR)电路16构成。晶体管M1、M2的各源极端子与电池的输入电压Vin连接，晶体管M1的漏极端子、栅极端子和晶体管M2的栅极端子分别与误差放大电路6的输出端子连接。此外，晶体管M2的漏极端子与变换器电路14的电源端子连接。
变换器电路14，其输出端子与电容器C1连接，而且通过变换器电路15与或非电路16的一个输入端子连接，或非电路16的输出端子构成电流控制振荡电路7的输出端子，并且通过从这里到变换器电路14的输出端子的反馈环形成环形振荡器。
该或非电路16在其另一个输入端子中输入有过电流检测电路50的输出信号“K”，构成为在环形振荡器的环内根据过电流检测电路50的输出使振荡停止的逻辑门。
脉冲生成电路8由变换器电路17、18、电阻R3和电容器C2构成。其中，来自电池的输入电压Vin通过电阻R3供给至变换器电路17的电源端子，变换器电路17的电源端子与电容器C2和变换器电路18连接。该变换器电路18的输出端子作为脉冲生成电路8的输出端子与空载时间生成电路9连接。
过电流检测电路50的电平移位电路11由N沟道型的FET构成的开关元件Ms1和定电流源19构成。开关元件Ms1以下述方式构成：其基板端子接地，其源极端子(图3中开关元件Ms1的右侧的端子)和栅极端子分别连接开关元件Mn的漏极端子和栅极端子，分别被施加与开关元件Mn的漏极端子和栅极端子相同的电压。此外，开关元件Ms1的漏极端子(图3中开关元件Ms1的左侧的端子)通过定电流源19连接电池的输入电压Vin，被供给定电流Is。
在电平移位电路11中，开关元件Ms1的偏置(offset)电压(Ms1的导通电阻值×定电流Is)被相加至对应于开关元件Mn中流动的电感器电流IL而产生的电压下降，并作为输出信号“J”输出。即，电平移位电路11的输出信号“J”为电感器电流IL的尺度，利用该输出信号“J”将相对正方向的电感器电流IL为负值的开关元件Mn的漏极端子电压间接地与第二基准电压例如接地电位进行比较。
过电流检测电路50的复位电路12由两个变换器电路21、22和由N沟道型的FET构成的开关元件Ms2构成。变换器电路21与空载时间生成电路9的驱动电路3一侧的输出端子连接，被供给信号“F”，并且将变换器电路21的输出信号“G”被输向比较电路13的“+”侧输入端子。
此外，变换器22的输入端子与开关元件Mn的栅极端子连接，其输出端子与开关元件Ms2的栅极端子连接。开关元件Ms2的漏极端子与比较电路13的“一”侧输入端子连接，其源极端子接地。因此，在电平移位电路11中，因定电流源19的定电流Is流入开关元件Ms1而生成的偏置电压Vs被相加在开关元件Mn的漏极端子电压上，在比较电路13中能够将与在开关元件Mn中流动的电感器电流IL的电流值对应的电压信号“J”和接地电位进行比较。
图4是表示图3所示DC-DC转换器的各部分的信号波形的时序图。
该图(a)表示电流控制振荡电路7的输出信号“A”的波形。此外，该图(b)和(c)表示电流控制振荡电路7的两个变换器电路14、15的输出信号“B”和“C”。
在电流控制振荡电路7中，在根据作为误差放大电路6的跨导放大器的输出的引入电流(pull-in current)而变化的周期内，将电流控制振荡电路7的输出信号“A”作为胡须状的脉冲信号供向脉冲生成电路8。即，因为负载电路4为轻负载，输出电压Vout越高则跨导放大器的引入电流变得越小，所以输出信号“A”的周期变长。相反，若负载电路4为重负载，则周期变短。在脉冲生成电路8中，通过将该脉冲信号的脉冲宽度延长至规定的长度，生成图(d)所示的具有规定的导通时间的PFM信号(输出信号“D”)。
向空载时间生成电路9供给输出信号“D”，在图4(e)和(f)所示的时间生成交替地对输出段20的两个开关元件Mp、Mn进行导通/断开控制的输出信号“E”和“F”。在该输出信号“E”的“Ton”期间，输出段20的开关元件Mp为导通控制状态，此时，因输出信号“F”，另一个开关元件Mn变为断开控制状态。由于使开关元件Mn为断开控制状态的输出信号“F”，过电流检测电路50的复位电路12进行动作，其输出信号“G”变为H(高)电位，输出信号“J”变为L(低)电位，过电流检测电路50的输出信号“K”被设定为H电位，成为复位状态。其后，在开关元件Mn成为导通控制状态的断开期间“Toff”中，开关元件Mp变为断开控制状态，电感器电流IL开始减少。
此时，如图4(g)所示，变换器电路21的输出信号“G”和变换器电路22的输出信号变为L电位，复位状态被解除。然后，因为比较电路13的输出信号“K”的H电位继续，直至电平移位电路11的输出信号“J”超过接地电位，所以来自电流控制振荡电路7的脉冲的输出被延期至此，开关元件Mn的导通控制状态和开关元件Mp的断开控制状态被继续。当电平移位电路11的输出信号“J”超过接地电位时则比较电路13的输出信号“K”变为L电位，允许环形振荡器的振荡动作，于是转移至下一个开关周期。
如上所述，在本发明的DC-DC转换器中，通过限制电感器电流IL的底电流值(Ib)，当输出电压降低时，即使在过电流检测动作中存在延迟，也不用担心陷入不能进行过电流限制的境地。
此外，作为构成DC-DC转换器的PFM控制电路10的振荡电路7，对以下电流控制振荡电路的示例进行了说明，即，以通过电流镜像电路对作为误差放大电路6的输出信号的引入电流进行复制后的电流对电容器C1进行充电，根据电容器C1的充电电压到达变换器电路15的阈值电压的时间来决定振荡周期，但是并非只限定于电流控制振荡电路。例如也能够使误差放大电路为使用运算放大器的电路，或者通过利用电阻等将图3所示的误差放大电路6的电流输出变换为电压信号而使误差放大电路成为输出电压的类型，以该输出电压为基础将振荡频率被控制的电压控制振荡器(Voltage Controlled Oscillator)应用于DC-DC转换器中。

Claims (7)

1.一种DC-DC转换器，包括：
连接在输入电源的高电位一侧的第一开关元件；
与所述第一开关元件串联连接并且连接在输入电源的低电位一侧的第二开关元件；
连接于所述第一开关元件和所述第二开关元件的连接点，并由向负载电路供给平滑输出电压的电感器和平滑电容器构成的滤波电路；
对所述负载电路的输出电压进行检测并输出负反馈信号的电压检测电路；
对所述负反馈信号和第一基准电压进行比较放大，输出开关所述第一开关元件和所述第二开关元件的控制信号的控制电路；和
通过所述控制信号交替地对所述第一开关元件和所述第二开关元件进行导通/断开控制的驱动电路，
其特征在于，还具有：
过电流检测机构，其在所述第二开关元件的导通控制时对所述电感器中流动的电感器电流进行检测，对所述电感器电流是否已降低至规定的大小进行判定；和
定时变更机构，其以延长所述第一开关元件的断开控制时间，直至由所述过电流检测机构判定为所述电感器电流已降低至规定的大小的方式，变更所述控制信号的开关时间。
2.如权利要求1所述的DC-DC转换器，其特征在于：
在所述过电流检测机构中，通过将在所述第二开关元件的电压下降与第二基准电压进行比较，检测所述电感器电流的大小。
3.如权利要求2所述的DC-DC转换器，其特征在于，所述过电流检测机构包括：
电平移位电路，其在所述第二开关元件的漏极和源极间电压上加上规定的电压并输出；
复位电路，其在所述第二开关元件的断开控制时将来自所述电平移位电路的输出信号固定于规定值；和
判定电路，其在所述第二开关元件的导通控制时对来自所述电平移位电路的输出信号电压是否已到达所述第二基准电压进行判定。
4.如权利要求1所述的DC-DC转换器，其特征在于：
所述控制电路包括：
对所述负反馈信号和所述第一基准电压的误差进行放大的误差放大电路；
生成与所述误差放大电路的输出对应的振荡频率的脉冲信号的振荡电路；和
根据所述脉冲信号生成所述控制信号的脉冲生成电路，其中，
在所述脉冲生成电路中，固定对于所述第一开关元件的导通控制时间，并且能够延长变更该断开控制时间。
5.如权利要求4所述的DC-DC转换器，其特征在于：
所述定时变更机构，在所述过电流检测机构判定所述电感器电流为所述规定的大小以上的期间，对所述振荡电路的振荡动作进行停止控制。
6.如权利要求4所述的DC-DC转换器，其特征在于：
所述振荡电路为环形振荡器。
7.如权利要求1～6中任一项所述的DC-DC转换器，其特征在于：
在所述控制电路和所述驱动电路之间连接有空载时间生成电路，该空载时间生成电路设定同时对所述第一开关元件和所述第二开关元件进行断开控制的空载时间。
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