JPH0591727A

JPH0591727A - 電源装置

Info

Publication number: JPH0591727A
Application number: JP24750691A
Authority: JP
Inventors: Mitsutoshi Kimura; 光俊木村; Akio Ishizuka; 明朗石塚; Katsuaki Nakano; 勝昭中野
Original assignee: Toshiba Lighting and Technology Corp
Current assignee: Toshiba Lighting and Technology Corp
Priority date: 1991-09-26
Filing date: 1991-09-26
Publication date: 1993-04-09

Abstract

(57)【要約】【目的】昇圧チョッパ型の電源装置において、過負荷
保護回路を簡単化することと、制御回路の定格電源電圧
未満での動作を可能にすること。及び、入出力電圧の変
動に対して安定かつ安全に動作できること。【構成】内部にスイッチング用トランジスタＱ1 を含
み、直流電源Ｅから供給される入力電圧に対して昇圧し
た出力電圧を得て負荷ＲL に供給する昇圧チョッパ回路
２と、その出力電圧の変化を検出し、出力電圧が一定と
なるよう前記スイッチング用トランジスタＱ1 のオン期
間を制御する制御手段３を具備した昇圧チョッパ型の電
源装置において、前記昇圧チョッパ回路２の出力端とこ
れに接続した負荷ＲL の一端との間に、過電流遮断用の
トランジスタＱ4 のエミッタ・コレクタ路を直列に接続
し、該トランジスタＱ4 のベ−スと前記直流電源Ｅの一
端との間に、抵抗Ｒ22とダイオードＤ3 の直列回路を接
続して成る過負荷保護回路６を設けたことを特徴とす
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は昇圧チョッパ型の電源装
置に係り、詳しくは入力電圧や出力電圧が異常に低くな
った場合でも回路を安定に動作させたり、回路を保護す
ることができるようにした昇圧チョッパ型の電源装置に
関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、放電灯の点灯装置等における電源
装置として、昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータを用
いたものがある。

【０００３】図３は従来の昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータを示す回路図である。図３において、Ｅは商用
交流電源電圧を降圧整流したもの，電池等の直流電源
で、電源入力端子１，１′に接続している。この電源入
力端子１，１′は昇圧チョッパ回路２に接続している。
この昇圧チョッパ回路２は、コイルＬと、スイッチング
用のトランジスタＱ1 と、ダイオードＤ1 と、出力コン
デンサＣ1 とで構成され、トランジスタＱ1 がオンして
いる時にコイルＬにエネルギーを蓄え、トランジスタＱ
1 がオフの時にダイオードＤ1 が導通し、コイルＬ1 に
蓄えられたエネルギーを出力コンデンサＣ1 に向けて放
出する。この時、コイルＬ1 に発生する電圧は入力電圧
に直列に加算するので、出力コンデンサＣ1 の両端電圧
は入力電圧より高い電圧となる。出力コンデンサＣ1 の
両端には、スイッチング用トランジスタＱ1 のパルスデ
ューティ（オン期間）を出力コンデンサＣ1 両端の電圧
が一定となるよう制御するための制御手段３が接続され
ている。この制御手段３は、出力コンデンサＣ1 の電圧
変化を検出する抵抗Ｒ1 と抵抗Ｒ2 の直列回路から成る
電圧検出回路と、スイッチングパルスを発生して前記ト
ランジスタＱ1のベ−スに供給するもので、そのパルス
デューティ（オン期間）が抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の接続点に得
られる検出電圧の変化に応じて制御される制御回路３１
とで構成されている。この制御手段３と、負荷ＲL が接
続された出力端子５，５′との間には、過負荷時の電流
を検出して電流を遮断するための過負荷保護回路４が接
続されている。この過負荷保護回路４は、昇圧チョッパ
回路２と電源出力端子５との間に、過電流検出用抵抗Ｒ
3 と電流遮断用トランジスタＱ2 のエミッタ・コレクタ
路を直列に接続し、抵抗Ｒ3 両端の電圧値をそれぞれ、
抵抗Ｒ4 とＲ5の分圧回路及び抵抗Ｒ6 とＲ7 の分圧回
路で検出し、コンパレータＣＯＭで比較する。その比較
結果は抵抗Ｒ8 とＲ9 の分圧回路を経てサイリスタＳＣ
Ｒのゲートに供給されるようになっている。サイリスタ
ＳＣＲのアノードはトランジスタＱ3のベ−スに接続し
ており、トランジスタＱ3 のベ−スは抵抗Ｒ10を介して
電源入力端子１に接続し、Ｑ3 のエミッタは抵抗Ｒ11及
びダイオードＤ2 を直列に介してマイナス電源ライン
（ＧＮＤ）に接続し、トランジスタＱ3 のコレクタは電
流遮断用トランジスタＱ2 のベ−スに接続している。

【０００４】このような回路では、定常時は、直流電源
Ｅからの電源入力電圧が昇圧チョッパ回路２にて昇圧さ
れ、過負荷保護回路４を経て負荷ＲL に供給される。こ
のとき、負荷ＲL に供給される電流は抵抗Ｒ3 を通り抵
抗Ｒ3 両端に電圧を発生させるが、この両端電圧はコン
パレータＣＯＭの＋端子，−端子に供給される。この＋
端子，−端子に供給される電圧は、定常時は＋端子の方
が低く−端子の方が高くなるように抵抗Ｒ4 〜Ｒ7 の値
が設定されており、コンパレータＣＯＭからはロ−レベ
ル信号が出力され、サイリスタＳＣＲのゲートに供給さ
れる。従って、定常時はサイリスタＳＣＲはオフ状態に
あり、トランジスタＱ3 はオンし電流遮断用トランジス
タＱ2 もオン状態とされる。その結果、負荷ＲL には正
常な負荷電流が供給される。

【０００５】一方、過負荷、回路故障等の異常時では、
負荷電流が急激に増大するので、抵抗Ｒ3 における電圧
降下が増大し、コンパレータＣＯＭの２つの入力電圧の
大小関係が逆転してコンパレータ出力としてハイレベル
の信号が出力されるので、サイリスタＳＣＲはオンし、
トランジスタＱ3 及び過電流遮断用トランジスタＱ2は
オフ状態となる。その結果、負荷ＲL への過電流を遮断
することができる。

【０００６】しかしながら、従来の電源装置における過
負荷保護回路４は、部品点数が多く、コスト的にも不利
であるという問題があった。

【０００７】一方、昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバー
タでは、電源入力電圧が低下した場合、昇圧チョッパ回
路にスイッチングパルスを供給する制御回路３１が動作
せず、昇圧チョッパ動作が正常に行われないという問題
があった。通常、このような電源装置には、制御回路３
１として例えばテキサスインスツルメント社製の制御Ｉ
ＣであるＴＬ４９４等が用いられる。この制御ＩＣの定
格電源電圧は７．２〜３５Ｖの範囲であり、このＩＣで
は電源入力電圧が例えば５Ｖにまで低下すると正常に動
作することは不可能であった。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】上記の如く、従来の昇
圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、過負荷時等の
過電流を遮断するための過負荷保護回路が複雑であった
り、電源入力電圧が低下した場合、スイッチングパルス
を発生する制御ＩＣが動作せず、昇圧チョッパ動作が正
常に行われないという問題があった。

【０００９】そこで、本発明は上記の問題を除去するた
めのもので、過負荷保護回路を簡単化することができ、
また電源入力電圧が制御回路の定格電源電圧未満に下が
っても正常に動作し得る広い電源入力範囲を持ち、入力
電圧及び出力電圧の変化に対して安定かつ安全に動作し
得る電源装置を提供することを目的とするものである。

【００１０】

【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明は、
直流電源の両端にコイルとスイッチング用トランジスタ
の直列回路を並列接続し、該スイッチング用トランジス
タの両端にダイオードと出力コンデンサの直列回路を並
列接続し、該出力コンデンサの両端電圧を負荷に供給す
る昇圧チョッパ回路と、該出力コンデンサの両端電圧を
検出し、この検出電圧の変化に応じてパルスデューティ
が制御されるスイッチングパルスを発生して前記スイッ
チング用トランジスタのベ−スに供給し、前記出力コン
デンサの両端電圧を常に一定値とするよう制御する制御
手段とを具備した電源装置において、前記出力コンデン
サの正極端とこれに接続した負荷の一端との間に、トラ
ンジスタのエミッタ・コレクタ路を直列に接続し、該ト
ランジスタのベ−スと前記直流電源の正極端との間に、
抵抗とダイオードの直列回路を接続して成る過負荷保護
回路を設けたことを特徴とするものである。

【００１１】請求項２記載の発明は、直流電源の両端に
第１のコイルと第１のスイッチング用トランジスタの直
列回路を並列接続し、該第１のスイッチング用トランジ
スタの両端に第１のダイオードと第１の出力コンデンサ
の直列回路を並列接続し、該第１の出力コンデンサの両
端電圧を負荷に供給する第１の昇圧チョッパ回路と、前
記第１の出力コンデンサの両端電圧を検出し、この検出
電圧の変化に応じてパルスデューティが制御されるスイ
ッチングパルスを発生して前記第１のスイッチング用ト
ランジスタのベ−スに供給し、前記第１の出力コンデン
サの両端電圧を常に一定値とするよう制御する制御手段
とを具備した電源装置において、前記直流電源の両端に
該直流電源の投入時の所定期間において電源電圧が前記
制御手段の定格電源電圧未満であることを検出する検出
手段と、前記直流電源の両端に第２のコイルと第２のス
イッチング用トランジスタの直列回路を並列接続し、該
第２のスイッチング用トランジスタの両端に第２のダイ
オードと第２の出力コンデンサの直列回路を並列接続
し、該第２の出力コンデンサの両端電圧を前記制御手段
の電源端子に供給する第２の昇圧チョッパ回路と、この
第２の昇圧チョッパ回路の第２のスイッチング用トラン
ジスタのベ−スにパルスデューティが一定のスイッチン
グパルスを供給するパルス発振回路と、このパルス発振
回路から前記第２のスイッチング用トランジスタへのパ
ルス供給を、前記検出手段が定格電源電圧未満であるこ
とを検出している投入期間のみオンし、その他の期間で
はオフにするスイッチ手段とを備えたことを特徴とする
ものである。

【００１２】請求項３記載の発明は、請求項２記載の発
明において、前記第２のコイルと前記第１のコイルは磁
気的に結合され、しかも第１のコイルと第２のコイルの
巻数比を１：ｎ（ｎ＞１）としたことを特徴とするもの
である。

【００１３】

【作用】請求項１の発明によれば、昇圧チョッパ型の電
源装置において、過負荷や回路故障等により、入力電圧
より出力電圧が低くなった場合には、保護用トランジス
タがオフして、過大な電流が負荷に流れ込むのを阻止す
ることができる。

【００１４】また、請求項２の発明によれば、電源投入
時に入力電圧が制御手段の定格電源電圧未満に下がった
場合であっても、第２の昇圧チョッパ回路が始動して定
格電圧以上の電源電圧を制御手段に供給し、メインであ
る第１の昇圧チョッパ回路を正常に動作させることがで
きる。

【００１５】さらに、請求項３の発明によれば、請求項
２の発明において、電源投入後に制御手段が動作した段
階で、入力電圧が制御手段の定格電源電圧未満に下がっ
た場合でも、第２の昇圧チョッパ回路の第２のコイルが
第１の昇圧チョッパ回路の第１のコイルから励磁され、
かつ第２のコイルに昇圧されて出力されるため、制御手
段に供給される電源電圧は定格電圧以上を維持すること
ができ、メインである第１の昇圧チョッパ回路を正常に
動作させることができる。

【００１６】

【実施例】実施例について図面を参照して説明する。図
１は本発明の一実施例の電源装置を示す回路図である。

【００１７】図１において、図３と同一の構成要素には
同一符号を付して説明する。直流電源Ｅが接続された電
源入力端子１，１′には、昇圧チョッパ回路２及びその
制御手段３から構成された昇圧チョッパ型の安定化電源
回路が接続している。昇圧チョッパ回路２は、電源入力
端子１，１′に対してコイルＬ1 とスイッチング用ト
ランジスタＱ1 の直列回路を並列接続しており、さらに
スイッチング用トランジスタＱ1 に対してダイオードＤ
1 と出力コンデンサＣ1 の直列回路を並列接続して構成
される。制御手段３は、出力コンデンサＣ1 両端の電圧
を検出するための抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の直列回路から成る電
圧検出回路と、抵抗Ｒ1 とＲ2 の接続点にえられる検出
電圧に応じてパルスデューティ（オン期間）が制御され
るスイッチングパルスを発生し、前記スイッチング用ト
ランジスタＱ1 のベ−スに供給する制御回路３１とから
構成されている。昇圧チョッパ型の安定化電源回路の後
段には、過電流遮断用トランジスタＱ4 と抵抗Ｒ21，Ｒ
22とダイオードＤ3 とから成る過負荷保護回路６が設け
られている。この過負荷保護回路６は、昇圧チョッパ回
路２の出力端を過電流遮断用トランジスタＱ4 のエミッ
タ・コレクタ路を介して電源出力端子５に接続してお
り、Ｑ4 のベ−ス・エミッタ間には抵抗Ｒ21を接続し、
Ｑ4 のベ−スを抵抗Ｒ22とダイオードＤ3 を直列に介し
て前記電源入力端子１に接続して構成されている。電源
出力端子５，５′間には負荷ＲL が接続されている。

【００１８】上記の構成において、入力電圧Ｖinは昇圧
チョッパ回路２により昇圧されて出力コンデンサＣ1 か
ら出力される。このとき、トランジスタＱ4 のエミッタ
電位ＶE は電源入力端子１の電位Ｖinより高くなり、従
ってトランジスタＱ4 のグランドＧＮＤに対するエミッ
タ電位ＶE はベ−ス電位ＶB より高く、トランジスタＱ
4 にはベ−ス電流が抵抗Ｒ22とダイオードＤ3 を通して
流れることになり、Ｑ4 はオン状態となる。よって、負
荷ＲL に出力コンデンサＣ1 の出力電圧と同等な電圧Ｖ
0 が供給される。ここで、抵抗Ｒ22はベ−ス電流を制限
するために必要な抵抗であり、ダイオードＤ3 は過負荷
時等に出力電圧が低下した場合にベ−ス電流を遮断する
ためのものである。抵抗Ｒ21はトランジスタＱ4 の動作
を安定させるためのもので、必ずしも必要ではない。

【００１９】一方、過負荷等の異常時に、トランジスタ
Ｑ4 のエミッタ電位ＶE が入力電圧Ｖinより低くなった
場合、ＶE ＜ＶB となり、Ｑ4 のベ−ス電流が流れず、
Ｑ4はオフ状態となる。従って、負荷ＲL には出力コン
デンサＣ1 の出力電圧は出力されず、負荷の誤動作や、
回路故障を防止できる。

【００２０】図２は昇圧チョッパ型の安定化電源回路に
おいて制御回路の電源入力電圧が定格電源電圧未満に下
がった場合でも電源回路が安定に動作し得るようにした
構成した回路例である。

【００２１】図２において、直流電源Ｅが接続される電
源入力端子１，１′には、コイルＬ1 ，スイッチング用
トランジスタＱ1 ，ダイオードＤ1 ，及び出力コンデン
サＣ1 から成るメインの昇圧チョッパ回路が接続され、
さらにこのメインの昇圧チョッパ回路には、その出力電
圧を検出するための検出抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 及びその検出電
圧に応じて出力電圧を安定化するためのスイッチングパ
ルス発生用の制御ＩＣ３１から成る制御手段が接続され
ている。出力コンデンサＣ1 の両端は電源出力端子５，
５′に接続しており、端子５，５′間には負荷ＲL が接
続されている。

【００２２】さらに、本実施例では、電源入力端子１，
１′間にツェナーダイオードＺ1 と抵抗Ｒ31の直列回路
から成る低電圧検出回路７が接続され、また電源入力端
子１，１′間には抵抗Ｒ33とコンデンサＣ3 から成る時
定数回路８が接続されている。また、電源入力端子１，
１′間には、コイルＬ2 ，スイッチング用トランジスタ
Ｑ5 ，ダイオードＤ4 ，及び出力コンデンサＣ2 から成
る補助の昇圧チョッパ回路が接続されている。ここで、
コイルＬ2 は前記メインの昇圧チョッパ回路におけるコ
イルＬ1 と磁気的に結合する構成となっており、しかも
コイルＬ2 の巻線数の方が多い（例えばＬ1 とＬ2 の巻
線比は１：１．５とされる）。この補助の昇圧チョッパ
回路の前記スイッチング用トランジスタＱ5のベ−スに
は、スイッチング制御部としての矩形波発振回路９から
抵抗Ｒ37を通してスイッチングパルスが供給されるよう
になっている。矩形波発振回路９は、インバータＮ1 ，
Ｎ2 とコンデンサＣ4 ，Ｃ5 と抵抗Ｒ35，Ｒ36から構成
され、インバータＮ1 ，Ｎ2 には電源入力端子１，１′
から電源が供給されるようになっている。そして、補助
の昇圧チョッパ回路の出力コンデンサＣ2 の両端の直流
電圧は前記制御ＩＣ３１の電源端子に供給されるように
なっている。補助の昇圧チョッパ回路は矩形波発振回路
９からの発振信号によって駆動されるが、この昇圧チョ
ッパ動作を停止させるための手段として前記スイッチン
グ用トランジスタＱ5 のベ−ス・エミッタ間にはトラン
ジスタＱ6 のコレクタ・エミッタが接続している。即
ち、トランジスタＱ6 をオンさせれば、補助の昇圧チョ
ッパ動作を停止させることができる。このトランジスタ
Ｑ6 のベ−スには前記低電圧検出回路７における抵抗Ｒ
31の両端電圧が抵抗Ｒ32を介して供給されると共に、時
定数回路８におけるコンデンサＣ3 の両端電圧が抵抗Ｒ
34を介して供給されるようになっている。

【００２３】上記の構成において、制御ＩＣ３１には例
えばテキサスインスツルメント社製ＴＬ４９４等が用い
られる。このような制御ＩＣは、その定格電源電圧が
７．２〜３５Ｖと規定されていて、７．２Ｖ未満の電圧
では正常に動作しない。いま、直流電源Ｅからの入力電
圧が低い場合（即ち、入力電圧が制御ＩＣ３１の定格電
源電圧未満の場合、例えば５Ｖ）について考える。投入
された電源電圧はメインの昇圧チョッパ回路に印加され
ると共に、低電圧検出回路７の両端及び時定数回路８の
両端に印加される。このとき低電圧検出回路７は制御Ｉ
Ｃの定格電源電圧未満ではそのツェナーダイオードＺ1
が導通しないように設計されているので、抵抗Ｒ31の両
端には電圧が発生しない。また、電源投入時は、時定数
回路８のコンデンサＣ3 は充電されておらずその後徐々
に充電されていくので、その両端電圧も徐々に上昇して
いく。従って、始動時、トランジスタＱ6 はオフ状態に
ある。即ち、コンデンサＣ3 の電圧が所定値（トランジ
スタＱ6 のベ−ス・エミッタ間順方向電圧）に達するま
では、前記トランジスタＱ6 はオフ状態にある。矩形波
発振回路９は始動時の低電圧でも発振し得るものが使用
されるので、矩形波発振回路９からのスイッチングパル
スはスイッチング用トランジスタＱ5 のベ−スに供給さ
れ、これによって補助の昇圧チョッパ回路は昇圧チョッ
パ動作を行うので、出力コンデンサＣ2 からは制御ＩＣ
３１の定格電源電圧を越える電圧が出力され、制御ＩＣ
３１の電源端子に供給される。その後、時定数回路８の
コンデンサＣ3 の両端電圧が所定値まで充電されると、
トランジスタＱ6 はオン状態となり、スイッチング用ト
ランジスタＱ5 のベ−ス・エミッタ間は略同電位となっ
てトランジスタＱ5 はオフし、スイッチングを行なわな
くなる。即ち、補助の昇圧チョッパ回路は昇圧チョッパ
動作を行わなくなる。しかし、コイルＬ2 はメイン回路
のコイルＬ1 と磁気結合されかつコイルＬ2 の巻線数の
方が多いのでこれにより昇圧（励磁）された電圧が出力
コンデンサＣ2 に供給され、出力コンデンサＣ2 から制
御ＩＣ３１に電源電圧が供給される。これにより、制御
ＩＣ３１が動作した後に、電源入力電圧が低下した場合
でも、メインの昇圧チョッパ回路からの励磁により、制
御ＩＣ３１には必要な電圧（定格電源電圧以上の電圧）
が供給される。

【００２４】

【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、過負
荷保護回路を簡単化することができ、また電源入力電圧
が制御回路の定格電源電圧未満に下がっても制御回路を
正常に動作させることができ、安定かつ安全な昇圧チョ
ッパ型の電源装置を実現することができる。なお、制御
回路を選択する際に必ずしも定格電源電圧の低いものを
選ぶ必要はなく、ＩＣ選択の自由度を増すこともでき
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例の電源装置を示す回路図。

【図２】本発明の他の実施例を示す回路図。

【図３】従来の電源装置を示す回路図。

【符号の説明】

１，１′ 電源入力端子２昇圧チョッパ回路３制御手段５，５′ 電源出力端子６過負荷保護回路７低電圧検出回路８時定数回路７，８検出手段９矩形波発振回路（パルス発振回路）３１制御回路Ｅ直流電源ＲL 負荷Ｑ1 ，Ｑ5 スイッチング用トランジスタＱ6 スイッチ手段Ｌ1 ，Ｌ2 コイルＤ1 ，Ｄ3 ，Ｄ4 ダイオードＣ1 ，Ｃ2 出力コンデンサＲ1 ，Ｒ2 検出抵抗

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源の両端にコイルとスイッチング用
トランジスタの直列回路を並列接続し、該スイッチング
用トランジスタの両端にダイオードと出力コンデンサの
直列回路を並列接続し、該出力コンデンサの両端電圧を
負荷に供給する昇圧チョッパ回路と、該出力コンデンサ
の両端電圧を検出し、この検出電圧の変化に応じてパル
スデューティが制御されるスイッチングパルスを発生し
て前記スイッチング用トランジスタのベ−スに供給し、
前記出力コンデンサの両端電圧を常に一定値とするよう
制御する制御手段とを具備した電源装置において、前記出力コンデンサの正極端とこれに接続した負荷の一
端との間に、トランジスタのエミッタ・コレクタ路を直
列に接続し、該トランジスタのベ−スと前記直流電源の
正極端との間に、抵抗とダイオードの直列回路を接続し
て成る過負荷保護回路を設けたことを特徴とする電源装
置。
【請求項２】直流電源の両端に第１のコイルと第１のス
イッチング用トランジスタの直列回路を並列接続し、該
第１のスイッチング用トランジスタの両端に第１のダイ
オードと第１の出力コンデンサの直列回路を並列接続
し、該第１の出力コンデンサの両端電圧を負荷に供給す
る第１の昇圧チョッパ回路と、前記第１の出力コンデン
サの両端電圧を検出し、この検出電圧の変化に応じてパ
ルスデューティが制御されるスイッチングパルスを発生
して前記第１のスイッチング用トランジスタのベ−スに
供給し、前記第１の出力コンデンサの両端電圧を常に一
定値とするよう制御する制御手段とを具備した電源装置
において、前記直流電源の両端に該直流電源の投入時の所定期間に
おいて電源電圧が前記制御手段の定格電源電圧未満であ
ることを検出する検出手段と、前記直流電源の両端に第２のコイルと第２のスイッチン
グ用トランジスタの直列回路を並列接続し、該第２のス
イッチング用トランジスタの両端に第２のダイオードと
第２の出力コンデンサの直列回路を並列接続し、該第２
の出力コンデンサの両端電圧を前記制御手段の電源端子
に供給する第２の昇圧チョッパ回路と、この第２の昇圧チョッパ回路の第２のスイッチング用ト
ランジスタのベ−スにパルスデューティが一定のスイッ
チングパルスを供給するパルス発振回路と、このパルス発振回路から前記第２のスイッチング用トラ
ンジスタへのパルス供給を、前記検出手段が定格電源電
圧未満であることを検出している投入期間のみオンし、
その他の期間ではオフにするスイッチ手段とを備えたこ
とを特徴とする電源装置。
【請求項３】前記第２のコイルと前記第１のコイルは磁
気的に結合され、しかも第１のコイルと第２のコイルの
巻数比を１：ｎ（ｎ＞１）としたことを特徴とする請求
項２記載の電源装置。