JPH0686548A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【目的】 ＳＥＰＩＣコンバータの基本特性を損なうこ
となく、スイッチング時にともなうスパイク電圧、スパ
イク電流の発生をなくす。 【構成】 少なくとも１つ以上の２次巻線３ｂを有する
第１のトランス３の１次巻線３ａと第１のスイッチング
手段４とを直列に接続し、第１のスイッチング手段４と
並列に第１のコンデンサ５、第２のスイッチング手段
７、そして第２のコンデンサ８の直列回路を接続し、第
２のスイッチング手段７と第２のコンデンサ８の直列回
路と並列に少なくとも１つ以上の２次巻線６ｂを有する
第２のトランス６の１次巻線６ａを接続し、第１のトラ
ンス３の２次巻線３ｂに発生する電圧、または第２のト
ランス６の２次巻線６ｂに発生する電圧、または両方の
２次巻線に発生する電圧を整流平滑手段を介して出力に
供給することにより、スイッチングにともなうスパイク
電圧、スパイク電流の発生を抑制できるスイッチング電
源装置が得られる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は産業用や民生用の電子機
器に直流安定化電圧を供給するスイッチング電源装置に
関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、スイッチング電源装置は電子機器
の低価格化・小型化・高性能化・省エネルギー化に伴
い、より小型で、出力の安定性が高く、高効率のものが
強く求められている。

【０００３】以下に従来のスイッチング電源装置につい
て説明する。図９は従来のスイッチング電源装置で、い
わゆるＳＥＰＩＣコンバータである。図９において、１
は入力直流電源で、交流電圧を整流平滑することで、も
しくは電池などで構成されるものであり、正極が端子２
ａ、負極が端子２ｂとなるように接続される。２０は第
１のインダクタンス素子で、一端が入力端２ａに接続さ
れる。４はスイッチング手段であり前記第１のインダク
タンス素子２０と直列接続して前記入力端２ｂへ接続さ
れる。第１のコンデンサ５と第２のインダクタンス素子
２１の直列回路は前記スイッチング手段４と並列に接続
され、前記第１のコンデンサ５と前記第２のインダクタ
ンス素子２１の接続点にアノード側を接続したダイオー
ド２２と、このダイオード２２のカソードと端子２ｂ間
に接続された第２のコンデンサ８の両端２４ａ−２４ｂ
より出力が取り出される。２３は制御回路であり、出力
端子２４ａ−２４ｂ間の電圧を検知し、出力電圧を一定
に保つようにスイッチング手段４の時比率を変化させ
る。

【０００４】以上のように構成された従来のスイッチン
グ電源装置について図１０も参照して動作説明を行う。
図１０は図９の従来のスイッチング電源装置の各部動作
波形を示しており、（ａ）はスイッチング手段４に印加
される制御回路１０のオンオフ信号ＶGであり、（ｂ）
は第１のインダクタンス素子２０を流れる電流ＩL1、
（ｃ）はスイッチング手段４を流れる電流波形ＩQ、
（ｄ）は第２のインダクタンス素子２１を流れる電流Ｉ
L2、（ｅ）はダイオード２２を流れる電流ＩD、そして
（ｆ）はスイッチング手段４に印加される電圧波形ＶDS
である。

【０００５】スイッチング手段４のオンにともないスイ
ッチング手段４にはＶDSの電圧変動にしたがったスパイ
ク電流が流れる。これはインダクタンス素子の巻線間に
存在する線間容量および層間容量などの分布容量への充
放電電流や、スイッチング手段４に関連する寄生容量の
充放電電流によるものである。このスパイク電流はノイ
ズ増加や信頼性の低下および損失増加の主な原因とな
る。

【０００６】スイッチング手段４がオンになりＶDSが十
分に小さくなると、第１のインダクタンス素子２０に入
力電圧ＶINが印加され、同時に第２のインダクタンス素
子２１には第１のコンデンサ５に保持されている直流電
圧ＶCが印加される。スイッチング手段４には第１のイ
ンダクタンス素子２０を流れる電流ＩL1と第２のインダ
クタンス素子２１を流れる電流ＩL2の和の電流が流れ
る。

【０００７】スイッチング手段４がオフになると第２の
インダクタンス素子２１を流れている電流の連続性によ
ってダイオード２２が導通し、第２のインダクタンス素
子２１には出力電圧ＶOが印加され、また、第１のイン
ダクタンス素子２０には入力電圧ＶINと第１のコンデン
サ５に保持されている電圧ＶCと出力電圧ＶOつまり、 （ＶC＋ＶO−ＶIN） が印加される。

【０００８】スイッチング手段のオン期間をＴON、オフ
期間をＴOFFとすると、第１のインダクタンス素子２０
のリセット条件から ＶIN・ＴON＝（ＶC＋ＶO−ＶIN）・ＴOFF 第２のインダクタンス素子２１のリセット条件から ＶC・ＴON＝ＶO・ＴOFF となり、 ＶC＝ＶIN ＶO＝（ＴON／ＴOFF）・ＶIN が導ける。

【０００９】したがって出力電圧ＶOはスイッチング手
段４の時比率を変化させることにより制御可能である。
また第１のコンデンサ５に印加される電圧は入力電圧Ｖ
INとなるため、スイッチング手段４がオンのときには第
１のインダクタンス素子２０と第２のインダクタンス素
子２１にはＶINの電圧が、また、スイッチング手段４が
オフのときには第１のインダクタンス素子２０と第２の
インダクタンス素子２１にはＶOの電圧がそれぞれ印加
される。したがって第１のインダクタンス素子２０と第
２のインダクタンス素子２１を磁気結合させ第１のイン
ダクタンス素子２０のインダクタンス値をＬ1、第２の
インダクタンス素子２１のインダクタンス値をＬ2と
し、第１のインダクタンス素子２０と第２のインダクタ
ンス素子２１の間の相互インダクタンス値をＭ12とする
と Ｌ1＝Ｍ12 と設定することにより第２のインダクタンス素子２１の
電流をゼロリップルにでき、また、 Ｌ2＝Ｍ12 と設定することにより第１のインダクタンス素子３の電
流をゼロリップルにできる。

【００１０】図１１に示される各部動作波形は第１のイ
ンダクタンス素子の２０の電流をゼロリップルとしたと
きのもので、それぞれの波形は図１０に準じたものであ
るため説明は省略する。なお、このような構成では入力
電圧と出力電圧は非絶縁の関係にある。

【００１１】図１２は従来の他のスイッチング電源装置
で、いわゆる絶縁型のＳＥＰＩＣコンバータである。図
１２において、図９と同じものには同一の記号を用い、
説明は省略する。図１２において、１は入力直流電源、
２ａ−２ｂは入力端子、２０はインダクタンス素子、４
はスイッチング手段、５は第１のコンデンサ、２２はダ
イオード、８は第２のコンデンサ、２４ａ−２４ｂは出
力端子である。２３は制御回路であり、出力端子２４ａ
−２４ｂ間の電圧を検知し、出力電圧を一定に保つよう
にスイッチング手段４の時比率を変化させる。２１はト
ランスで１次巻線２１ａと少なくとも１つ以上の２次巻
線２１ｂを有している。

【００１２】以上のように構成された従来のスイッチン
グ電源装置について図１３も参照して動作説明を行う。
図１３は図１２の従来のスイッチング電源装置の各部動
作波形を示しており、（ａ）はスイッチング手段４に印
加される制御回路２３のオンオフ信号ＶGであり、
（ｂ）はインダクタンス素子２０を流れる電流ＩL1、
（ｃ）はスイッチング手段４を流れる電流波形ＩQ、
（ｄ）はトランス２１の１次巻線２１ａを流れる電流Ｉ
L2、（ｅ）はダイオード２２を流れる電流ＩD、そして
（ｆ）はスイッチング手段４に印加される電圧波形ＶDS
である。

【００１３】スイッチング手段４のオンにともないスイ
ッチング手段４にはＶDSの電圧変動にしたがったスパイ
ク電流が流れる。これはインダクタンス素子の巻線間に
存在する線間容量および層間容量などの分布容量への充
放電電流や、スイッチング手段４に関連する寄生容量の
充放電電流によるものである。このスパイク電流はノイ
ズ増加や信頼性の低下および損失増加の主な原因とな
る。

【００１４】スイッチング手段４がオンになりＶDSが十
分に小さくなると、インダクタンス素子２０に入力電圧
ＶINが印加され、同時にトランス２１の１次巻線２１ａ
には第１のコンデンサ５に保持されている直流電圧ＶC
が印加される。スイッチング手段４にはインダクタンス
素子２０を流れる電流ＩL1とトランス２１の１次巻線２
１ａを流れる電流ＩL2の和の電流が流れる。

【００１５】スイッチング手段４がオフになるとトラン
ス２１の２次巻線２１ｂに誘起される電圧によってダイ
オード７が導通し、トランス２１の２次巻線２１ｂには
出力電圧ＶOが印加され、また、インダクタンス素子２
０には入力電圧ＶINと第１のコンデンサ５に保持されて
いる電圧ＶCと出力電圧ＶOつまり、 （ＶC＋ＶO−ＶIN） が印加される。

【００１６】スイッチング手段４のオン期間をＴON、オ
フ期間をＴOFF、スイッチング手段４がオフのときにト
ランス２１の１次巻線２１ａに誘起される電圧をＶOFF
とすると、インダクタンス素子２０のリセット条件から ＶIN・ＴON＝（ＶC＋ＶOFF−ＶIN）・ＴOFF トランス２１のリセット条件から ＶC・ＴON＝ＶOFF・ＴOFF となり、 ＶC＝ＶIN が導ける。

【００１７】トランス２１の１次巻線２１ａと２次巻線
２１ｂの巻数比をｎ：１とすると出力電圧は、 ＶO＝ＶOFF／ｎ＝（（ＴON／ＴOFF）／ｎ）・ＶIN となり出力電圧ＶOはスイッチング手段４の時比率を変
化させることにより制御可能である。

【００１８】また、トランス２１の１次巻線２１ａのイ
ンダクタンス値をＬP、トランス２１の２次巻線２１ｂ
のインダクタンス値をＬS、トランス２１の１次巻線２
１ａと２次巻線２１ｂ間の相互インダクタンスをＭPS、
トランス２１の１次巻線２１ａとインダクタンス素子２
０との相互インダクタンスをＭP、トランス２１の２次
巻線２１ｂとインダクタンス素子２０との相互インダク
タンスをＭSとすると、 ＬP＝ＭP ＭPS＝ＭS となるように設定することによりリップル電流をトラン
ス２１の１次巻線２１ａに集中させることができ、入力
電流をゼロリップルにできる。このときの図１３に対応
する各部動作波形を図１４に示す。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら前記従来
のＳＥＰＩＣコンバータの構成では、絶縁型とするとス
イッチング手段のターンオフ時のスパイク電流、および
ターンオフ時のスパイク電圧の発生があるため、変換効
率の低下や多出力時のレギュレーション悪化が免れない
という問題点を有していた。

【００２０】本発明は上記従来の問題点を解決するもの
で、スイッチング手段のターンオン時に発生するスパイ
ク電流、ターンオフ時に発生するスパイク電圧をなくし
たスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

【００２１】

【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明のスイッチング電源装置は、少なくとも１つ以
上の２次巻線を有する第１のトランスの１次巻線と第１
のスイッチング手段とを直列に接続し、前記第１のスイ
ッチング手段と並列に第１のコンデンサ、第２のスイッ
チング手段、そして第２のコンデンサの直列回路を接続
し、前記第２のスイッチング手段と前記第２のコンデン
サの直列回路と並列に少なくとも１つ以上の２次巻線を
有する第２のトランスの１次巻線を接続し、前記第１の
トランスの２次巻線に発生する電圧、または前記第２の
トランスの２次巻線に発生する電圧、または両方の２次
巻線に発生する電圧を整流平滑手段を介して出力に供給
する構成または、少なくとも１つ以上の２次巻線を有す
る第１のトランスの１次巻線と第１のスイッチング手段
とを直列に接続し、前記第１のスイッチング手段と並列
に第１のコンデンサ、第２のスイッチング手段、そして
第２のコンデンサの直列回路を接続し、前記第２のスイ
ッチング手段と前記第２のコンデンサの直列回路と並列
に少なくとも１つ以上の２次巻線を有する第２のトラン
スの１次巻線を接続し、前記第１のトランスの２次巻線
に発生する電圧、または前記第２のトランスの２次巻線
に発生する電圧、または両方の２次巻線に発生する電圧
を整流平滑手段を介して出力に供給し、トランスによる
エネルギー伝達ループ上に直列にインダクタンスを挿入
し、あるいは、トランスの漏れインダクタンスを利用す
ることによってループ電流を共振化できる構成、また
は、少なくとも第１の１次巻線と第２の１次巻線と２次
巻線を有するトランスにおいて、前記第１の１次巻線と
第１のスイッチング手段とを直列に接続し、前記第１の
スイッチング手段と並列に第１のコンデンサ、第２のス
イッチング手段、そして第２のコンデンサの直列回路を
接続し、前記第２のスイッチング手段と前記第２のコン
デンサの直列回路と並列に前記第２の１次巻線を接続
し、１つ以上の２次巻線に発生する電圧を整流平滑手段
を介して出力に供給できる構成、または、少なくとも第
１の１次巻線と第２の１次巻線と２次巻線を有するトラ
ンスにおいて、前記第１の１次巻線と第１のスイッチン
グ手段とを直列に接続し、前記第１のスイッチング手段
と並列に第１のコンデンサ、第２のスイッチング手段、
そして第２のコンデンサの直列回路を接続し、前記第２
のスイッチング手段と前記第２のコンデンサの直列回路
と並列に前記第２の１次巻線を接続し、１つ以上の２次
巻線に発生する電圧を整流平滑手段を介して出力に供給
し、トランスによるエネルギー伝達ループ上に直列にイ
ンダクタンスを挿入し、あるいは、トランスの漏れイン
ダクタンスを利用することによってループ電流を共振化
できる構成を有している。

【００２２】

【作用】この構成によって、第１のスイッチング手段の
オフ期間中に第２のスイッチング手段を通じてインダク
タまたはトランスを逆励磁でき、このエネルギーを利用
することによって第１および第２のスイッチング手段は
スパイク電流、スパイク電圧の発生なしにスイッチング
を行うことが可能になり、また、出力電流を共振させる
ことができるためダイオードのゼロ電流スイッチングも
可能になる。

【００２３】

【実施例】（実施例１）以下本発明の一実施例につい
て、図面を参照しながら説明する。図１は本発明の第１
の実施例におけるスイッチング電源装置の回路構成を示
すものである。図１において、１は入力直流電源であ
る。２ａ−２ｂは入力端子で、２ａが前記直流電圧の正
極に、２ｂが負極に接続されている。３は第１のトラン
スで、１次巻線３ａと１つ以上の２次巻線３ｂを有し、
前記１次巻線３ａ側の一端を前記入力端子２ａに接続
し、前記１次巻線３ａと直列に第１のスイッチング素子
４ａを接続して前記第１のスイッチング素子４ａは前記
入力端子２ｂへ接続される。４ｂは第１のダイオードで
あり、前記スイッチング素子４ａがオンのときには非導
通となるようドレインまたはコレクタ側にカソードが、
ソースまたはエミッタ側にアノードが接続され、前記第
１のスイッチング素子４ａと前記第１のダイオード４ｂ
との組合せによって第１のスイッチング手段４を構成す
る。

【００２４】５は第１のコンデンサ、８は第２のコンデ
ンサ、７ａは第２のスイッチング素子で、前記第１のコ
ンデンサ５、前記第２のコンデンサ８、前記第２のスイ
ッチング素子７ａをそれぞれ接続した回路を前記第１の
スイッチング手段４と並列に接続する。なお、前記スイ
ッチング素子７ａのドレインまたはコレクタ側は前記端
子２ｂに接続されている。７ｂは第２のダイオードで、
前記第２のスイッチング素子７ａのドレインまたはコレ
クタ側にカソードが、ソースまたはエミッタ側にアノー
ドが接続され、前記第２のスイッチング素子７ａと前記
第２のダイオード７ｂとの組合せによって第２のスイッ
チング手段７を構成する。

【００２５】６は第２のトランスで、１次巻線６と１つ
以上の２次巻線６ｂを有し、前記第２のコンデンサ８と
前記第２のスイッチング手段７の直列回路と並列に接続
される。３ｂは前記第１のトランス３の２次巻線で、前
記第１のトランス３の２次巻線３ｂに誘起される電圧を
第３のダイオード９と第３のコンデンサ１０で構成され
る整流平滑手段によって整流平滑し出力端１４ａ−１４
ｂから安定した出力を供給する。６ｂは前記第２のトラ
ンス６の２次巻線で、前記第２のトランス６の２次巻線
６ｂに誘起される電圧を第４のダイオード１１と第４の
コンデンサ１２で構成される整流平滑手段によって整流
平滑し出力端１５ａ−１５ｂから安定した出力を供給す
る。１３は制御回路で、出力電圧を検出し、所望の出力
電圧となるように前記第１のスイッチング手段４と前記
第２のスイッチング手段７の時比率を決定している。

【００２６】以上のように構成された従スイッチング電
源装置について、図２も参照しながらその動作を説明す
る。図２において（ａ）は制御回路１３による第１のス
イッチング手段４の駆動パルス波形ＶG1を、（ｂ）は制
御回路１３による第２のスイッチング手段７の駆動パル
ス波形ＶG2を示している。（ｃ）は第１のスイッチング
手段４を流れる電流波形ＩQ1、（ｄ）は第１のトランス
３を流れる電流波形ＩL1、（ｅ）は第３のダイオード９
を流れる電流波形ＩD1、（ｆ）は第２のスイッチング手
段７を流れる電流波形ＩQ2、（ｇ）は第２のトランス６
を流れる電流波形ＩL2、（ｈ）は第４のダイオード１１
を流れる電流波形ＩD2、（ｉ）は第１のスイッチング手
段４のドレイン・ソース間電圧ＶDSをそれぞれ示してい
る。

【００２７】制御回路１３の信号ＶG1によって第１のス
イッチング手段４がターンオンして第１のトランス３の
１次巻線３ａに入力電圧ＶINが印加される。同時に、第
２のトランス６の１次巻線６ａに第１のコンデンサ５の
保持電圧Ｖcが印加される。なお、この時、図２の
（ｂ）を参照してわかるように、第２のスイッチング手
段７はオフの状態である。このため第１のトランス３の
１次巻線３ａを流れる電流ＩL1と第２のトランス６の１
次巻線６ａを流れる電流ＩL2は直線状に増加し、トラン
ス３およびトランス６に励磁エネルギーが蓄積される。

【００２８】制御回路１３によって定められた所定のオ
ン期間になると制御信号ＶG1によって第１のスイッチン
グ手段４はターンオフする。第１のスイッチング手段４
のターンオフ直前に第２のトランス６を流れていた励磁
電流は第２のスイッチング手段７を構成する第２のダイ
オード７ｂを導通させる。次に、制御回路１３の信号Ｖ
G2によって第２のスイッチング手段７がターンオンして
第１のトランス３の１次巻線３ａに入力電圧ＶINと第１
のコンデンサ５の保持電圧Ｖcと第２のコンデンサ８の
保持電圧ＶOが、同時に、第２のトランス６の１次巻線
６ａには第２のコンデンサ８の保持電圧が印加される。
このとき、第１のトランス３の２次巻線３ｂに接続され
るダイオード９は導通し、出力端子１４ａ−１４ｂに電
流が供給される。同時に、第２のトランス６の２次巻線
６ｂに接続されるダイオード１１も導通し、出力端子１
５ａ−１５ｂに電流が供給される。このとき第２のスイ
ッチング手段７を流れる電流ＩQ2は、第１のトランス３
および第２のトランス６の励磁電流が減少するのにとも
なって、また第１のトランス３の２次巻線３ｂおよび第
２のトランス６の２次巻線６ｂからの出力電流の増加に
ともない次第に減少し、やがて負の電流となり、第２の
トランス６を逆励磁する。第１のトランス３の２次巻線
３ａを流れる電流も同様に２次巻線３ｂからの出力電流
の増加にともない次第に減少する。第２のトランス６が
逆励磁されている期間に制御回路１３によって第２のス
イッチング手段７がターンオフされると、第２のトラン
ス６を流れていた電流は第１のスイッチング手段４を構
成している第１のダイオード４ｂを導通させる。この動
作をくり返す。

【００２９】第１のスイッチング手段４のオン期間をＴ
ON、オフ期間をＴOFFとすると、第１のトランス３のリ
セット条件より ＶIN・ＴON＝（ＶC＋ＶO−ＶIN）・ＴOFF 第２のトランス６のリセット条件より ＶC・ＴON＝ＶO・ＴOFF よって、 ＶC＝ＶIN ＶO＝（ＴON／ＴOFF）・ＶIN が求まる。

【００３０】第１のトランス３の１次巻線３ａと２次巻
線３ｂの巻数比をＮ1：１、第２のトランス６の１次巻
線６ａと２次巻線６ｂの巻数比をＮ2：１とすると、出
力端子１４ａ，１４ｂに発生する出力電圧ＶO1は、 ＶO1＝（ＴON／ＴOFF・ＶIN）／Ｎ1 出力端子１５ａ，１５ｂに発生する出力電圧ＶO2は、 ＶO2＝（ＴON／ＴOFF・ＶIN）／Ｎ2 となり、ＶO1とＶO2とは巻数比を介して比例した出力を
得ることができ、しかもその出力は第１のスイッチング
手段４と第２のスイッチング手段７の時比率を変化させ
ることで制御される。

【００３１】以上のように本実施例によれば、第１およ
び第２のダイオードの接続によってスイッチング素子を
流れる電流を双方向に制御でき、したがって逆励磁電流
を強制的に流すことができるため、第１および第２のス
イッチング手段はスパイク電流を発生することなしにタ
ーンオン可能で、さらに、ターンオフ時に発生するスパ
イク電圧も第１および第２のダイオードの導通により効
果的に第１および第２のコンデンサに吸収される。ま
た、２つの出力を独立したトランスから取り出している
ためトランスの励磁電流も小さくてすみ、インダクタン
ス値を比較的大きく取れ、高周波化する上で有利となる
特徴を有している。

【００３２】（実施例２）以下、本発明の第２の実施例
について図面を参照しながら説明する。図３は本発明の
第２の実施例を示すスイッチング電源装置の回路構成を
示すものである。なお、図３において、図１と同じもの
については説明を省略する。図３において、１は入力直
流電源である。２ａ−２ｂは入力端子、３は第１のトラ
ンスで、１次巻線３ａと１つ以上の２次巻線３ｂを有し
ている。４ａはスイッチング素子、４ｂは第１のダイオ
ードであり、前記第１のスイッチング素子４ａと前記第
１のダイオード４ｂとの組合せによって第１のスイッチ
ング手段４を構成する。

【００３３】５は第１のコンデンサ、８は第２のコンデ
ンサ、７ａは第２のスイッチング素子、７ａは第２のダ
イオードで、前記第２のスイッチング素子７ａと前記第
２のダイオード７ｂとの組合せによって第２のスイッチ
ング手段７を構成する。６は第２のトランスで、１次巻
線６と１つ以上の２次巻線６ｂを有している。３ｂは前
記第１のトランス３の２次巻線３ｂで、第３のダイオー
ド９と第３のコンデンサ１０で構成される整流平滑手段
によって整流平滑し出力端１４ａ−１４ｂから安定した
出力を供給する。６ｂは前記第２のトランス６の２次巻
線で、第４のダイオード１１と第４のコンデンサ１２で
構成される整流平滑手段によって整流平滑し出力端１５
ａ−１５ｂから安定した出力を供給する。１３は制御回
路で、出力電圧を検出し、所望の出力電圧となるように
前記第１のスイッチング手段４と前記第２のスイッチン
グ手段７の時比率を決定している。

【００３４】３ｃは漏れインダクタンスまたはインダク
タンス素子であり、第１のトランス３の１次巻線３ａに
直列に接続され、第２のスイッチング手段７のオン期間
に第１のコンデンサ５および第２のコンデンサ８と共振
し、第１のトランス３の２次巻線３ｂに伝達される出力
電流を共振電流とする。６ｃは漏れインダクタンスまた
はインダクタンス素子であり、第２のトランス６の１次
巻線６ａに直列に接続され、第２のスイッチング手段７
のオン期間に第２のコンデンサ８と共振し、第２のトラ
ンス６の２次巻線６ｂに伝達される出力電流を共振電流
とする。

【００３５】以上のように構成されたスイッチング電源
装置について、以下にその動作を図４の各部動作波形を
参照しながら説明する。

【００３６】図４において（ａ）は制御回路１３による
第１のスイッチング手段４の駆動パルス波形ＶG1を、
（ｂ）は制御回路１３による第２のスイッチング手段７
の駆動パルス波形ＶG2を示している。（ｃ）は第１のス
イッチング手段４を流れる電流波形ＩQ1、（ｄ）は第１
のトランス３を流れる電流波形ＩL1、（ｅ）は第３のダ
イオード９を流れる電流波形ＩD1、（ｆ）は第２のスイ
ッチング手段７を流れる電流波形ＩQ2、（ｇ）は第２の
トランス６を流れる電流波形ＩL2、（ｈ）は第４のダイ
オード１１を流れる電流波形ＩD2、（ｉ）は第１のスイ
ッチング手段４のドレイン・ソース間電圧ＶDSをそれぞ
れ示している。

【００３７】基本的な動作は第１の実施例と同じである
が、第２のスイッチング手段７がオンの期間中に出力へ
電流を供給するとき、第１のコンデンサ５および第２の
コンデンサ８と漏れインダクタンスまたはインダクタン
ス素子３ｃは共振を起こす。また、このときの共振周波
数は十分小さく設定されているため第１のトランス３の
２次巻線３ｂを流れる出力巻線電流ＩD1の波形は正弦波
状でゼロから立ち上がり、第２のスイッチング手段７の
オン期間中に再びゼロとなる。このため第３のダイオー
ド９はゼロ電流スイッチング動作を行いリカバリー電流
は発生しない。

【００３８】同様に、第２のスイッチング手段７がオン
の期間中、第２のコンデンサ８と漏れインダクタンスま
たはインダクタンス素子６ｃは共振を起こす。また、こ
のときの共振周波数は十分小さく設定されているため第
２のトランス６の２次巻線６ｂを流れる出力巻線電流Ｉ
D2の波形は正弦波状でゼロから立ち上がり、第２のスイ
ッチング手段７のオン期間中に再びゼロとなる。このた
め第４ダイオード１１はゼロ電流スイッチング動作を行
いリカバリー電流は発生せず、さらに第１のスイッチン
グ手段４と第２のスイッチング手段７のターンオフ電流
を小さくでき、スイッチングロスを小さくできるという
効果もある。これらのような過渡時以外の動作は実施例
１の場合と同様であるので省略する。

【００３９】直流電圧ＶCは実際は直流電圧分と共振電
圧分である交流分の和の電圧となるが、共振電圧による
変動分は十分小さく設定できるため入力電圧と出力電圧
の変換比は実施例１の場合と変わらない。

【００４０】以上のように、第１および第２のダイオー
ドの接続によってスイッチング素子を流れる電流を双方
向に制御でき、したがって逆励磁電流を強制的に流すこ
とができるため、第１および第２のスイッチング手段は
スパイク電流を発生することなしにターンオン可能で、
さらに、ターンオフ時に発生するスパイク電圧も第１お
よび第２のダイオードの導通により効果的に第１および
第２のコンデンサに吸収される。また、２つの出力を独
立したトランスから取り出しているためトランスの励磁
電流も小さくてすみ、インダクタンス値を比較的大きく
取れる。しかも、漏れインダクタンスまたはインダクタ
ンス素子を利用した電流共振化によって出力ダイオード
のゼロ電流スイッチングを実現しノイズ抑制に効果を発
揮することが可能である。

【００４１】（実施例３）以下本発明の第３の実施例に
ついて図面を参照しながら説明する。図５は本発明の第
３の実施例におけるスイッチング電源装置の回路構成を
示すものである。なお、図５において、図１と同じもの
については説明を省略する。図５において、１は入力直
流電源である。２ａ−２ｂは入力端子、１６はトランス
で、第１の１次巻線１６ａと第２の１次巻線３ｂと１つ
以上の２次巻線１６ｃを有している。４ａはスイッチン
グ素子、４ｂは第１のダイオードであり、前記第１のス
イッチング素子４ａと前記第１のダイオード４ｂとの組
合せによって第１のスイッチング手段４を構成する。

【００４２】５は第１のコンデンサ、８は第２のコンデ
ンサ、７ａは第２のスイッチング素子、７ｂは第２のダ
イオードで、前記第２のスイッチング素子７ａと前記第
２のダイオード７ｂとの組合せによって第２のスイッチ
ング手段７を構成する。１６ｃは前記トランス１６の２
次巻線で、第３のダイオード１７と第３のコンデンサ１
８で構成される整流平滑手段によって整流平滑し出力端
１９ａ−１９ｂから安定した出力を供給する。

【００４３】１３は制御回路で、出力電圧を検出し、所
望の出力電圧となるように前記第１のスイッチング手段
４と前記第２のスイッチング手段７の時比率を決定して
いる。トランス１６の第１の１次巻線１６ａのインダク
タンスをＬ1、第２の１次巻線１６ｂのインダクタンス
をＬ2、第１の１次巻線１６ａと第２の１次巻線１６ｂ
間の相互インダクタンスをＭ12、第１の１次巻線１６ａ
と２次巻線１６ｃ間の相互インダクタンスをＭ1S、第２
の１次巻線１６ｂと２次巻線１６ｃ間の相互インダクタ
ンスをＭ2Sとして、 Ｌ2＝Ｍ12 Ｍ1S＝Ｍ2S が成り立つように構成されている。

【００４４】以上のように構成されたスイッチング電源
装置について、以下にその動作を図６の各部動作波形を
参照しながら説明する。図６において（ａ）は制御回路
１３による第１のスイッチング手段４の駆動パルス波形
ＶG1を、（ｂ）制御回路１３による第２のスイッチング
手段７の駆動パルス波形ＶG2を示している。（ｃ）は第
１のスイッチング手段４を流れる電流波形ＩQ1、（ｄ）
はトランス１６の第１の１次巻線１６ａを流れる電流波
形ＩL1、（ｅ）は第３のダイオード１７を流れる電流波
形ＩD1、（ｆ）は第２のスイッチング手段７を流れる電
流波形ＩQ2、（ｇ）はトランス６の第２の１次巻線１６
ｂを流れる電流波形ＩL2、（ｈ）は第１のスイッチング
手段４のドレイン・ソース間電圧ＶDSをそれぞれ示して
いる。

【００４５】制御回路１３の信号ＶG1によって第１のス
イッチング手段４がターンオンしてトランス１６の第１
の１次巻線１６ａに入力電圧ＶINが印加される。同時
に、トランス１６の第２の１次巻線１６ｂに第１のコン
デンサ５の保持電圧Ｖcが印加される。なお、この時、
図６の（ｂ）を参照してわかるように、第２のスイッチ
ング手段７はオフの状態である。このためトランス１６
の第１の１次巻線１６ａを流れる電流ＩL1とトランス６
の第２の１次巻線１６ｂを流れる電流ＩL2は直線状に増
加し、トランス１６に励磁エネルギーが蓄積される。

【００４６】制御回路１３によって定められた所定のオ
ン期間になると制御信号ＶG1によって第１のスイッチン
グ手段４はターンオフする。第１のスイッチング手段４
のターンオフ直前にトランス１６の第２の１次巻線１６
ｂを流れていた励磁電流は第２のスイッチング手段７を
構成する第２のダイオード７ｂを導通させる。次に、制
御回路１３の信号ＶG2によって第２のスイッチング手段
７がターンオンしてトランス１６の第１の１次巻線１６
ａに入力電圧ＶINと第１のコンデンサの保持電圧Ｖcと
第２のコンデンサ８の保持電圧ＶOが、同時に、トラン
ス１６の第２の１次巻線１６ｂには第２のコンデンサ８
の保持電圧が印加される。このとき、トランス１６の２
次巻線１６ｃに接続される第３のダイオード１７は導通
し、出力端子１９ａ−１９ｂに電流が供給される。

【００４７】このとき第２のスイッチング手段７を流れ
る電流ＩQ2は、トランス１６の第２の１次巻線１６ｂの
励磁電流が減少するのにともなって、またトランス１６
の２次巻線１６ｃからの出力電流の増加にともない次第
に減少し、やがて負の電流となり、トランス１６の第２
の１次巻線１６ｂを逆励磁する。トランス１６が逆励磁
されている期間に制御回路１３によって第２のスイッチ
ング手段７をターンオフすると、トランス１６の第２の
１次巻線１６ｂを流れていた電流は第１のスイッチング
手段４を構成している第１のダイオード４ａを導通させ
る。この動作をくり返す。

【００４８】第１のスイッチング手段４のオン期間をＴ
ON、オフ期間をＴOFFとすると、トランス１６の第１の
１次巻線１６ａのリセット条件より ＶIN・ＴON＝（ＶC＋ＶO−ＶIN）・ＴOFF トランス１６の第２の１次巻線１６ｂのリセット条件よ
り ＶC・ＴON＝ＶO・ＴOFF よって、 ＶC＝ＶIN ＶO＝（ＴON／ＴOFF）・ＶIN が求まる。

【００４９】トランス１６の第１の１次巻線１６ａとト
ランス１６の２次巻線１６ｃの巻数比をＮ：１とする
と、出力端子１９ａ，１９ｂに発生する出力電圧ＶO3
は、 ＶO3＝（ＴON／ＴOFF）・ＶIN／Ｎ となり、出力電圧は第１のスイッチング手段４と第２の
スイッチング手段７の時比率を変化させることで制御さ
れる。

【００５０】以上のように、第１および第２のダイオー
ドの導通接続によってトランスの漏れインダクタンスに
起因する第１のスイッチング手段および第２のスイッチ
ング手段のターンオフ時のスパイク電圧が効果的に第１
および第２のコンデンサに吸収でき、スパイク電圧の発
生を抑制することができる。また第１および第２のコン
デンサの容量が十分大きく、保持している直流電圧の変
動が無視できるとき、トランスの第１の１次巻線の電流
波形をゼロリップルにできるという特徴を有している。

【００５１】（実施例４）以下本発明の第４の実施例に
ついて図面を参照しながら説明する。図７は本発明の第
４の実施例におけるスイッチング電源装置の回路構成を
示すものである。なお、図７において、図１と同じもの
については説明を省略する。図７において、１は入力直
流電源である。２ａ−２ｂは入力端子、１６はトランス
で、第１の１次巻線１６ａと第２の１次巻線３ｂと１つ
以上の２次巻線１６ｃを有している。

【００５２】４ａはスイッチング素子、４ｂは第１のダ
イオードであり、前記第１のスイッチング素子４ａと前
記第１のダイオード４ｂとの組合せによって第１のスイ
ッチング手段４を構成する。５は第１のコンデンサ、８
は第２のコンデンサ、７ａは第２のスイッチング素子、
７ｂは第２のダイオードで、前記第２のスイッチング素
子７ａと前記第２のダイオード７ｂとの組合せによって
第２のスイッチング手段７を構成する。

【００５３】１６ｃは前記トランス１６の２次巻線で、
第３のダイオード１７と第３のコンデンサ１８で構成さ
れる整流平滑手段によって整流平滑し出力端１９ａ−１
９ｂから安定した出力を供給する。１３は制御回路で、
出力電圧を検出し、所望の出力電圧となるように前記第
１のスイッチング手段４と前記第２のスイッチング手段
７の時比率を決定している。

【００５４】１６ｄはトランス１６の第２の１次巻線１
６ｂの漏れインダクタンスまたは直列に接続されたイン
ダクタンス素子で、第２のスイッチング手段７のオン期
間中にトランス１６の２次巻線１６ｃに伝達される出力
電流を共振電流とするように設定されている。トランス
１６の第１の１次巻線１６ａのインダクタンスをＬ1、
第２の１次巻線１６ｂのインダクタンスをＬ2、第１の
１次巻線１６ａと第２の１次巻線１６ｂ間の相互インダ
クタンスをＭ12、第１の１次巻線１６ａと２次巻線１６
ｃ間の相互インダクタンスをＭ1S、第２の１次巻線１６
ｂと２次巻線１６ｃ間の相互インダクタンスをＭ2Sとし
て、 Ｌ2＝Ｍ12 Ｍ1S＝Ｍ2S が成り立つように構成されている。

【００５５】以上のように構成されたスイッチング電源
装置について、以下にその動作を図８の各部動作波形を
参照しながら説明する。図８において（ａ）は制御回路
１３による第１のスイッチング手段４の駆動パルス波形
ＶG1を、（ｂ）は制御回路１３による第２のスイッチン
グ手段７の駆動パルス波形ＶG2を示している。（ｃ）は
第１のスイッチング手段４を流れる電流波形ＩQ1、
（ｄ）はトランス１６の第１の１次巻線１６ａを流れる
電流波形ＩL1、（ｅ）は第３のダイオード１７を流れる
電流波形ＩD、（ｆ）は第２のスイッチング手段７を流
れる電流波形ＩQ2、（ｇ）はトランス１６の第２の１次
巻線１６ｂを流れる電流波形ＩL2、（ｈ）は第１のスイ
ッチング手段４のドレイン・ソース間電圧ＶDSをそれぞ
れ示している。

【００５６】基本的な動作は第３の実施例と同じである
が、第２のスイッチング手段７がオンの期間中に出力へ
電流を供給するとき、第２のコンデンサ８と漏れインダ
クタンスまたはインダクタンス素子１６ｄと共振を起こ
す。また、このときの共振周波数は十分小さく設定され
ているためトランス１６の２次巻線１６ｃを流れる出力
巻線電流ＩDの波形は正弦波状でゼロから立ち上がり、
第２のスイッチング手段７のオン期間中に再びゼロとな
る。このため第３のダイオード１７はゼロ電流スイッチ
ング動作を行いリカバリー電流は発生しない。これらの
ような過渡時以外の動作は実施例３の場合と同様である
ので省略する。さらに第１のスイッチング手段４と第２
のスイッチング手段７のターンオフ電流を小さくでき、
スイッチングロスを小さくできるという効果もある。

【００５７】直流電圧ＶCは実際は直流電圧分と共振電
圧分である交流分の和の電圧となるが、共振電圧による
変動分は十分小さく設定できるため入力電圧と出力電圧
の変換比は実施例１の場合と変わらない。

【００５８】以上のように、第１および第２のダイオー
ドの接続によってスイッチング素子を流れる電流を双方
向に制御でき、したがって逆励磁電流を強制的に流すこ
とができるため、第１および第２のスイッチング手段は
スパイク電流を発生することなしにターンオン可能で、
さらに、ターンオフ時に発生するスパイク電圧も第１お
よび第２のダイオードの導通により効果的に第１および
第２のコンデンサに吸収される。また、漏れインダクタ
ンスまたはインダクタンス素子を利用した電流共振化に
よって出力ダイオードのゼロ電流スイッチングを実現し
ノイズ抑制に効果を発揮することが可能である。

【００５９】

【発明の効果】以上のように本発明は、少なくとも１つ
以上の２次巻線を有する第１のトランスの１次巻線と第
１のスイッチング手段とを直列に接続し、前記第１のス
イッチング手段と並列に第１のコンデンサ、第２のスイ
ッチング手段、そして第２のコンデンサの直列回路を接
続し、前記第２のスイッチング手段と前記第２のコンデ
ンサの直列回路と並列に少なくとも１つ以上の２次巻線
を有する第２のトランスの１次巻線を接続し、前記第１
のトランスの２次巻線に発生する電圧、または前記第２
のトランスの２次巻線に発生する電圧、または両方の２
次巻線に発生する電圧を整流平滑手段を介して出力に供
給する構成または、少なくとも１つ以上の２次巻線を有
する第１のトランスの１次巻線と第１のスイッチング手
段とを直列に接続し、前記第１のスイッチング手段と並
列に第１のコンデンサ、第２のスイッチング手段、そし
て第２のコンデンサの直列回路を接続し、前記第２のス
イッチング手段と前記第２のコンデンサの直列回路と並
列に少なくとも１つ以上の２次巻線を有する第２のトラ
ンスの１次巻線を接続し、前記第１のトランスの２次巻
線に発生する電圧、または前記第２のトランスの２次巻
線に発生する電圧、または両方の２次巻線に発生する電
圧を整流平滑手段を介して出力に供給し、トランスによ
るエネルギー伝達ループ上に直列にインダクタンスを挿
入し、あるいは、トランスの漏れインダクタンスを利用
することによってループ電流を共振化できる構成また
は、少なくとも第１の１次巻線と第２の１次巻線と２次
巻線を有するトランスにおいて前記第１の１次巻線と第
１のスイッチング手段とを直列に接続し、前記第１のス
イッチング手段と並列に第１のコンデンサ、第２のスイ
ッチング手段、そして第２のコンデンサの直列回路を接
続し、前記第２のスイッチング手段と前記第２のコンデ
ンサの直列回路と並列に前記第２の１次巻線を接続し、
１つ以上の２次巻線に発生する電圧を整流平滑手段を介
して出力に供給できる構成または、少なくとも第１の１
次巻線と第２の１次巻線と２次巻線を有するトランスに
おいて、前記第１の１次巻線と第１のスイッチング手段
とを直列に接続し、前記第１のスイッチング手段と並列
に第１のコンデンサ、第２のスイッチング手段、そして
第２のコンデンサの直列回路を接続し、前記第２のスイ
ッチング手段と前記第２のコンデンサの直列回路と並列
に前記第２の１次巻線を接続し、１つ以上の２次巻線に
発生する電圧を整流平滑手段を介して出力に供給し、ト
ランスによるエネルギー伝達ループ上に直列にインダク
タンスを挿入し、あるいは、トランスの漏れインダクタ
ンスを利用することによってループ電流を共振化できる
構成を有することにより、第１および第２のスイッチン
グ手段のターンオン時にはスイッチング手段の寄生容量
およびトランスの分布容量に蓄えられたエネルギーを放
電してからターンオンできるためスパイク電流の発生も
なく、また、第１および第２のスイッチング手段のター
ンオフ時には、トランスの漏れインダクタンスの影響に
よるスパイク電圧の発生もなく、また、入力電流をゼロ
リップルにできるという特徴もあり、したがって小型・
高効率・低ノイズである優れたスイッチング電源を実現
できるものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例におけるスイッチング電
源装置の回路構成図

【図２】第１の実施例における回路動作説明のための各
部波形図

【図３】本発明の第２の実施例におけるスイッチング電
源装置の回路構成図

【図４】第２の実施例における回路動作説明のための各
部波形図

【図５】本発明の第３の実施例におけるスイッチング電
源装置の回路構成図

【図６】第３の実施例における回路動作説明のための各
部波形図

【図７】本発明の第４の実施例におけるスイッチング電
源装置の回路構成図

【図８】第４の実施例における回路動作説明のための各
部波形図

【図９】従来の非絶縁型のＳＥＰＩＣコンバータの回路
構成図

【図１０】従来の非絶縁型のＳＥＰＩＣコンバータの通
常動作時の各部動作波形図

【図１１】従来の非絶縁型のＳＥＰＩＣコンバータのゼ
ロリップル動作時の各部動作波形図

【図１２】従来の絶縁型のＳＥＰＩＣコンバータの回路
構成図

【図１３】従来の絶縁型のＳＥＰＩＣコンバータの通常
動作時の各部動作波形図

【図１４】従来の絶縁型のＳＥＰＩＣコンバータのゼロ
リップル動作時の各部動作波形図

【符号の説明】

１ 入力直流電源 ２ａ−２ｂ 入力端子 ３ 第１のトランス ４ 第１のスイッチング手段 ５ 第１のコンデンサ ６ 第２のトランス ７ 第２のスイッチング手段 ８ 第２のコンデンサ ９ 第３のダイオード １０ 第３のコンデンサ １１ 第４のダイオード １２ 第４のコンデンサ １３ 制御回路

フロントページの続き (72)発明者 吉田 幸司 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 植山 敏成 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】少なくとも１つ以上の２次巻線を有する第
   １のトランスの１次巻線と第１のスイッチング手段とを
   直列に接続し、前記第１のスイッチング手段と並列に第
   １のコンデンサ、第２のスイッチング手段、そして第２
   のコンデンサの直列回路を接続し、前記第２のスイッチ
   ング手段と前記第２のコンデンサの直列回路と並列に少
   なくとも１つ以上の２次巻線を有する第２のトランスの
   １次巻線を接続し、前記第１のトランスの２次巻線に発
   生する電圧、または前記第２のトランスの２次巻線に発
   生する電圧、または両方の２次巻線に発生する電圧を整
   流平滑手段を介して出力に供給するスイッチング電源装
   置。
2. 【請求項２】少なくとも１つ以上の２次巻線を有する第
   １のトランスの１次巻線と第１のスイッチング手段とを
   直列に接続し、前記第１のスイッチング手段と並列に第
   １のコンデンサ、第２のスイッチング手段、そして第２
   のコンデンサの直列回路を接続し、前記第２のスイッチ
   ング手段と前記第２のコンデンサの直列回路と並列に少
   なくとも１つ以上の２次巻線を有する第２のトランスの
   １次巻線を接続し、前記第１のトランスの２次巻線に発
   生する電圧、または前記第２のトランスの２次巻線に発
   生する電圧、または両方の２次巻線に発生する電圧を整
   流平滑手段を介して出力に供給し、トランスによるエネ
   ルギー伝達ループ上に直列にインダクタンスを挿入し、
   あるいは、トランスの漏れインダクタンスを利用するこ
   とによってループ電流を共振化させたスイッチング電源
   装置。
3. 【請求項３】少なくとも第１の１次巻線と第２の１次巻
   線と２次巻線を有するトランスの第１の１次巻線と第１
   のスイッチング手段とを直列に接続し、前記第１のスイ
   ッチング手段と並列に第１のコンデンサ、第２のスイッ
   チング手段、そして第２のコンデンサの直列回路を接続
   し、前記第２のスイッチング手段と前記第２のコンデン
   サの直列回路と並列に前記第２の１次巻線を接続し、１
   つ以上の２次巻線に発生する電圧を整流平滑手段を介し
   て出力に供給するスイッチング電源装置。
4. 【請求項４】少なくとも第１の１次巻線と第２の１次巻
   線と２次巻線を有するトランスの第１の１次巻線と第１
   のスイッチング手段とを直列に接続し、前記第１のスイ
   ッチング手段と並列に第１のコンデンサ、第２のスイッ
   チング手段、そして第２のコンデンサの直列回路を接続
   し、前記第２のスイッチング手段と前記第２のコンデン
   サの直列回路と並列に前記第２の１次巻線を接続し、１
   つ以上の２次巻線に発生する電圧を整流平滑手段を介し
   て出力に供給し、トランスによるエネルギー伝達ループ
   上に直列にインダクタンスを挿入し、あるいは、トラン
   スの漏れインダクタンスを利用することによってループ
   電流を共振化させたスイッチング電源装置。