JP2001238467A

JP2001238467A - 電力変換システム

Info

Publication number: JP2001238467A
Application number: JP2000051141A
Authority: JP
Inventors: Katsunori Taniguchi; 勝則谷口; Toshimasa Tanizaki; 俊正谷崎
Original assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Current assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Priority date: 2000-02-28
Filing date: 2000-02-28
Publication date: 2001-08-31

Abstract

(57)【要約】【課題】高周波雑音を低減し、また転流回路の動作回
数を減らし、転流回路の小型化、装置の効率向上を図る
ことにある。【解決手段】ＺＶＳ（零電圧スイッチング）で動作す
る新転流回路と使用し、コンバータ、インバータの全素
子を一括に転流するとともに、スナバコンデンサによる
ＺＶＳスイッチングが可能なスイッチングについては転
流回路を動作させず、転流回路の動作回数を減らす。転
流回路の動作時点を決めるキャリア信号にのこぎり波を
使用する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流の力率を改善
しながら直流に変換し、その直流から任意周波数と任意
電圧を持つ交流に変換する電力変換システムにおいて、
スイッチングノイズとスイッチング損失を低減するよう
にしたソフトスイッチング電力変換システムに関するも
のである。

【０００２】

【従来の技術】交流の力率を改善しながら直流に変換
し、その直流から任意周波数と任意電圧を持つ交流に変
換する電力変換システムとしては、交流電源から直流を
得るＰＷＭコンバータと直流を交流に変換するＰＷＭイ
ンバータとを接続する直流リンク部に平滑用のコンデン
サだけをもち一定の直流電圧を得るハードスイッチング
電力変換システムがある。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ハードスイッチング電
力変換システムは、構成が簡単であるが、大きなスイッ
チングノイズとスイッチング損失を生じる。最近、電力
変換器にはEMI（電磁干渉）やEMC（電磁環境両立性）等
の規制および省エネに対する要望により、ノイズ抑制と
変換効率の向上が求められている。

【０００４】本発明は上述した点に鑑みて創案されたも
ので、その目的とするところは、交流の力率を改善しな
がら直流に変換し、その直流から任意周波数と任意電圧
を持つ交流に変換するソフトスイッチング電力変換シス
テムに関するものであり、入力電流の高調波とスイッチ
ング損失を低減し、また、高周波ノイズの発生を抑制し
ながら力率を改善すると同時に、低ノイズ高効率で任意
周波数と任意電圧を持つ交流に変換できるシステムを提
供するものである。

【０００５】

【課題を解決するための手段】つまり、その目的を達成
するための手段は、１．請求項１において、交流電源から直流を得るコンバ
ータと直流を交流に変換するインバータのすべてのスイ
ッチング素子にコンデンサを並列接続するとともに、前
記コンバータと前記インバータとを接続する直流リンク
部分の正母線と負母線の相互間に、逆並列ダイオードを
備え正母線方向へ向かう電流を制御し得る極性の第１の
スイッチング素子と、第１のコンデンサと、第２のコン
デンサとよりなる直列回路を設け、前記第１のスイッチ
ング素子と第１のコンデンサとの直列部に並列に、逆並
列ダイオードを備え負母線方向へ向かう電流を制御し得
る極性の第２のスイッチング素子と、リアクトルとから
なる直列回路を設けたことを特徴とする電力変換システ
ムである。

【０００６】２．請求項２において、交流電源から直流
を得るコンバータと直流を交流に変換するインバータの
すべてのスイッチング素子にコンデンサを並列接続する
とともに、前記コンバータと前記インバータとを接続す
る直流リンク部分の正母線と負母線の相互間に、逆並列
ダイオードを備え正母線方向へ向かう電流を制御し得る
極性の第１のスイッチング素子と、第１のコンデンサ
と、第２のコンデンサとよりなる直列回路を設け、前記
第１のスイッチング素子と第１のコンデンサとの直列部
に並列に逆並列ダイオードを備え、負母線方向へ向かう
電流を制御し得る極性の第２のスイッチング素子と、リ
アクトルとからなる直列回路を設けてなる転流回路を有
する電力変換システムにおいて、電流極性判定手段と、
変調度指令信号と、のこぎり波形のキャリア信号を有
し、前記電流極性判定手段により、前記変調度指令信
号、または、前記キャリア信号のいずれかを反転させ、
前記２つの信号を比較することによりＰＷＭ波形を得る
とともに、前記のこぎり波の急変部分でのみ転流回路を
動作させることを特徴とする電力変換システムである。

【０００７】その作用は、交流電源から直流を得るコン
バータと直流を交流に変換するインバータの直流リンク
部分に設けた転流回路により、コンバータとインバータ
のスイッチ動作の瞬間に直流リンク部分の電圧を一瞬ゼ
ロ電圧とし、ソフトスイッチングを達成するものであ
る。

【０００８】転流動作開始時には、第２スイッチをオン
し、転流リアクトルに前記第２平滑コンデンサの電圧を
印加することにより転流リアクトルに電流を流す。該電
流を初期電流として、インバータ、コンバータのスイッ
チと並列に接続されたコンデンサと、転流リアクトルの
間の振動により、直流リンク部の電圧は反転しようとす
る。該電圧は、インバータ、コンバータのダイオードに
より零電圧にクリップされ、直流リンク部の電圧は一時
零電圧となる。この間にインバータ、コンバータのスイ
ッチのオフ、オン動作を行う。第１スイッチと第１ダイ
オードの逆並列接続回路は、転流動作時に平滑コンデン
サを直流リンクの正母線から切り離し、動作終了後にま
た接続するのが主な役割であり、第２スイッチと第２ダ
イオードの逆並列接続回路は、転流開始と転流初期電流
の確保が主な役目である。

【０００９】また、本電力変換システムの駆動において
は、コンバータとインバータのすべてのスイッチに転流
コンデンサを並列接続し、該コンデンサの作用により零
電圧スイッチングが行なわれるスイッチについては、転
流回路を動作させないような制御方式とすることによっ
て転流回路の動作回数を低減している。さらに、後述す
るごとく、全スイッチを一斉に消弧し、各スイッチの点
弧のタイミングによりコンバータとインバータの出力電
圧を所望の波形に制御するような制御方式を採用するこ
とにより、転流回路の動作回数を低減するとともに、転
流により発生する損失を低減することができる。以下、
本発明の一実施例を図面に基づいて詳述する。

【００１０】

【発明の実施の形態】図１は本発明のソフトスイッチン
グ電力変換システムに関する三相−三相構成の回路図で
ある。図１中、１は電源、２はＰＷＭコンバータ（コン
バータ回路）、３は転流回路、１１はＰＷＭインバー
タ、１２は電動機等の負荷を示す。ＰＷＭコンバータ２
は周知のコンバータと同様に、ＩＧＢＴ等の半導体スイ
ッチ２１ａから２１ｆと、ダイオード２２ａから２２ｆ
および交流リアクトル２４から構成される。半導体スイ
ッチ２１ａから２１ｆとダイオード２２ａから２２ｆは
互いに逆並列に接続され、さらにブリッジ接続されコン
バータ回路を構成する。コンバータ回路２と電源１との
間に交流リアクトル２４が設けられている。

【００１１】本発明のＰＷＭコンバータ２では、半導体
スイッチ２１ａ〜２１ｆとダイオード２２ａ〜２２ｆの
逆並列回路にさらにスナバコンデンサ２３ａ〜２３ｆが
並列に接続される。ＰＷＭインバータ１１も、ＰＷＭコ
ンバータ２と同様に、半導体スイッチ１１１ａ〜１１１
ｆ、ダイオード１１２ａ〜１１２ｆ、スナバコンデンサ
１１３ａ〜１１３ｆからなり、その構成は前記コンバー
タ２と同じである。

【００１２】このほかＰＷＭインバータとＰＷＭコンバ
ータとの相数とその組み合わせとしては、単相−三相、
三相−単相、単相−単相などが考えられるが、本発明は
相数に関わりなく同様に適用することができる。

【００１３】転流動作を説明するために、図１の回路を
図２の等価回路で置き換える。図２において、図１と同
じ符号は同じものを示す。図２の符号３０は、図１の転
流回路３を表している。図１の平滑コンデンサ９、１０
の容量は十分大きいとして、図２では第１の定電圧源16
と第２の定電圧源17で表している。図１のインバータ１
１のスイッチ１１１ａ〜１１１ｆとダイオード１１２ａ
〜１１２ｆを図２では第３スイッチ18と等価ダイオード
20で代表する。図１のコンバータ２のスナバコンデンサ
２３ａ〜２３ｆとダイオード２２ａ〜２２ｆも図２の等
価回路にはコンデンサ１５、等価ダイオード１４として
表しているが、動作上はインバータの転流コンデンサ１
９とダイオード２０に含めることができる。負荷電流が
コンバータとインバータを通して流れているものとし
て、定電流源１３ｘ、１３ｙで表している。

【００１４】転流回路動作時の各スイッチの信号波形と
リアクトル電流波形、直流リンク電圧波形を図３に示
す。図３（ａ）、（ｂ）、（ｃ）はそれぞれ第１スイッ
チ４、第２スイッチ７、第３スイッチ１８への点弧信号
波形、（ｄ）はリアクトル２４の電流波形、（ｅ）は直
流リンクの電圧波形を示す。転流動作は各素子の導通に
よって移り変わり、（ｆ）に示した七つのモードからな
る。（ｆ）で示した各モードの等価回路を示すと図４と
なる。同図は、各モード（ｆ）において、図３の等価回
路に示した各スイッチやダイオードのコンデンサに流れ
る電流の有無を示しており、実線は電流が流れている部
分、波線は電流が流れていない部分を示す。

【００１５】図４の（ａ）のモード１は、転流が行われ
る前の状態を示す。モード１では第１スイッチ４および
第１ダイオード５が導通しており、直流リンク電圧はコ
ンバータの制御により一定値Ｅｄに保たれ、直列接続さ
れた図１に示す平滑コンデンサ９、１０はそれぞれＥｄ
／２づつに分割されて充電されているものとし、図２に
示す直流電源１６、１７は一定値Ｅｄ／２に保たれてい
る。また、負荷電流１３ｘ、１３ｙは、一定電流Ｉ_Ｌで
インバータとコンバータを循環しているものとする。

【００１６】時刻Ｔ２にて第２スイッチ７がオンする
と、図４の（ｂ）に示すモード２に移行する。第２スイ
ッチ７がオンすると、平滑コンデンサ９の第１の直流電
源１６の電圧Ｅｄ／２が転流リアクトル６にかかり、図
４の（ｂ）に示すように転流リアクトル６の電流を直線
的に増加させる。転流リアクトル６の電流が負荷電流Ｉ
_Ｌより大きなある一定値Ｉｒｌ（Ｉｒｌ＞Ｉ_Ｌ）に達す
る時刻Ｔ３にて第１スイッチ４への点弧信号をオフする
とモード３に移る。

【００１７】図４の（ｃ）に示すモード３では、第１ス
イッチ４がオフすると、スナバコンデンサ１５および１
９、転流リアクトル６、第２のスイッチ７、第２の直流
電源１７の経路で、スナバコンデンサ１５、１９と転流
リアクトル６の作用により直流リンク電圧が減少し、さ
らに負電圧になろうすると、インバータ１１の等価ダイ
オード２０およびコンバータ２の等価ダイオード１４が
導通し、モード４に移行する。

【００１８】図４の（ｄ）に示すモード４では、インバ
ータ、コンバータの等価ダイオード２０、１４が導通す
ると、直流リンクの負側に接続されている直流電源１７
の電圧Ｅｄ／２が転流リアクトル６にかかることになる
ので、転流リアクトル６の電流は減少しやがて零にな
る。この時、等価ダイオード１４、２０が導通している
間に第３スイッチ１８をオンしておく。

【００１９】時刻Ｔ５にて転流リアクトル６の電流は零
になると図４の（ｅ）に示すモード５となる。等価ダイ
オード１４、２０が導通している間に第３スイッチ１８
をオンしておくと転流リアクトル６の電流は零になった
あと反転し、第３スイッチ１８が導通して、さらに、図
４の（ｅ）に示した経路で、直流電源１７の電圧が転流
リアクトル６にかかり、転流リアクトル６の電流はこれ
までとは逆の方向に増加する。転流リアクトル６の電流
が負荷電流Ｉ_Ｌより大きなある一定値Ｉｒ２（Ｉｒ２＞
Ｉ_Ｌ）に達すると第３スイッチ１８をオフする。

【００２０】図４の（ｆ）に示すモード6は第３スイッ
チ１８のオフにより始まる。第３スイッチ１８がオフす
ると、転流リアクトル６の電流がスナバコンデンサ１
５、１９を充電し直流リンク部の電圧を上昇させる。直
流リンク部の電圧が直流電源１６と１７の合計電圧Ｅｄ
に達すると第１ダイオード５が導通し、直流リンク部の
電圧を一定電圧Ｅｄに保つ。

【００２１】図４の（ｇ）に示すモード７は第１ダイオ
ード５の導通により始まり、転流リアクトル６の電流が
零になって終わる。モード7で第１ダイオード５が導通
している間に第１スイッチ４をオンしておくと、モード
７の終了後は直流電源１６、１７の直列回路は直流リン
ク部に接続されることになり、モード１へ戻る。

【００２２】以上、モード１からモード７が転流回路の
一連の動作であり、第１スイッチ４、第２スイッチ７、
第３スイッチ１８のオン・オフは零電圧または零電流の
ソフトスイッチングが達成されている。一連の動作の途
中、モード４とモード５は直流リンク部の電圧が零であ
るから、このモードの期間中にインバータとコンバータ
における必要なスイッチのオン・オフを行えば、システ
ムの零電圧スイッチングが達成できる。

【００２３】一般に、三相ＰＷＭコンバータや三相ＰＷ
Ｍインバータにおいては、三相正弦波変調信号と三角波
キャリア信号との比較出力で各アームのスイッチがオン
・オフ動作されるので、キャリア信号の一周期中に三相
ＰＷＭコンバータ側と三相ＰＷＭインバータ側のそれぞ
れにおいて６回づつのオン・オフ動作がなされることに
なる。電力変換システムのソフトスイッチング動作を達
成するために、システムにおけるスイッチがオン・オフ
動作する度に直流リンク部の転流回路を動作させれば転
流回数が非常に多くなり実用的ではない。

【００２４】本発明では、転流回路の動作回数を減らし
ながらシステム回路のソフトスイッチングを達成するた
めにスナバコンデンサの作用を利用する。インバータ１
１とコンバータ２の直流リンクの正側、負側に接続され
ている各アームにおける上スイッチ、下スイッチは、そ
れらに並列接続されたスナバコンデンサの作用によって
上下いずれかのスイッチのオフ動作時に転流回路の補助
を必要とせず、単独でソフトスイッチング動作を達成で
きるが、このためには負荷電流の方向が重要である。

【００２５】図５は、スイッチがスイッチング時の状態
と負荷電流の方向との関係を示している。例としてイン
バータのＵ相の上スイッチがオフする時の例を示してい
る。

【００２６】図５の（ａ）は、負荷電流が上スイッチと
下スイッチとの接続点であるインバータの出力端子から
負荷へ向かって流出する方向、つまり、負荷電流ｉ_ｕＬ
が正（ｉ_ｕＬ＞０）であり、上アームのスイッチ１１１
ａを通って負荷に電流が流れている場合を示す。この時
には、上スイッチ１１１ａをオフするだけで負荷電流ｉ
_ｕＬは、上スイッチからその時点では充電されていない
上アームのスナバコンデンサ１１３ａに転流し、さら
に、上アームのスナバコンデンサ１１３ａを充電、下ア
ームのスナバコンデンサ１１３ｄを放電し、ついには図
５の（ｂ）のように下アームのダイオード１１２ｄを通
って流れるので、上スイッチは零電圧スイッチングでＯ
ＦＦすることができる。下スイッチは、上記のように負
荷電流が下アームのダイオード１１２ｄを通って流れる
ようになった後でＯＮすればよい。

【００２７】一方、負荷電流ｉ_ｕＬが負荷から上スイッ
チと下スイッチとの接続点であるインバータの出力端子
へ向かって流入する方向、負荷電流ｉ_ｕＬが負（ｉ_ｕＬ
＜０）で上アームの逆並列ダイオード１１２ａを通って
負荷電流ｉ_ｕＬが流れている図５（ｃ）の状態からは、
上アームのスイッチ１１１ａをＯＦＦしても、負荷電流
は図５の（ｄ）のように上アームの逆並列ダイオード１
１２ａを通って流れ続け変化は生じない。この状態から
下スイッチ１１１ｄをＯＮすることはできない。下スイ
ッチ１１１ｄをＯＮすると、それまで直流電圧に充電さ
れていた下スイッチ１１１ｄに並列のスナバコンデンサ
１１３ｄからの放電電流と、上スイッチに並列のスナバ
コンデンサ１１３ａを充電する電流がともに下スイッチ
１１１ｄに流れ、零電圧スイッチングとならないばかり
か、過大な電流がスイッチを破損する恐れもあるからで
ある。したがって、図５の（ｃ）の状態から、下スイッ
チをＯＮするためには、転流回路を動作させて直流リン
ク電圧を零とした後、下スイッチ１１１ｄをＯＮする必
要がある。

【００２８】以上と同様に、下スイッチ１１１ｄがＯ
Ｎ、上スイッチ１１１ａがＯＦＦの状態から、下スイッ
チ１１１ｄをＯＦＦし、さらに上スイッチ１１１ａをＯ
Ｎする時には、負荷電流が負の時には、スナバコンデン
サ１１３ｄの作用により零電圧スイッチングが行なわれ
るが、負荷電流が正の時には、転流回路を動作させて直
流リンク電圧を零とした後、上スイッチ１１１ａをＯＮ
する必要がある。

【００２９】以上より、負荷電流ｉ_ｕＬが正（ｉ_ｕＬ＞
０）の時の上アームから下アームへの切り替え時と、負
荷電流ｉ_ｕＬが負（ｉ_ｕＬ＜０）の時の下アームから上
アームへの切り替え時とは、スナバコンデンサによる零
電圧スイッチングが可能であるため転流回路を動作させ
ず、負荷電流ｉ_ｕＬが正（ｉ_ｕＬ＞０）の時の下アーム
から上アームへの切り替え時と、負荷電流ｉ_ｕＬが負
（ｉ_ｕＬ＜０）の時の上アームから下アームへの切り替
え時とは、転流回路を動作させて零電圧スイッチングを
行うように、負荷電流の方向により上下アームのスイッ
チのオン・オフ動作を切り替えると、転流回路の動作回
数を大幅に低減できる。

【００３０】図６は本発明のソフトスイッチング電力変
換システムをより効果的に動作させるためのＰＷＭ波形
の発生原理とシステム各部の電圧波形の一例を示す。

【００３１】図５について記載したように、負荷電流ｉ
_ｕＬが正（ｉ_ｕＬ＞０）となる期間では、上アームのス
イッチをオフするだけで零電圧スイッチングが可能であ
り転流回路を動作させる必要はないので、上スイッチを
オフするタイミングは、各相毎に任意の時刻に行ってよ
い。一方、各相の上アームのスイッチをオンとする際に
はソフトスイッチングを行うためには前述のように事前
に転流回路を動作させなければならない。したがって、
キャリア信号として各相に共通ののこぎり波を用い、上
アームのスイッチのオンはのこぎり波の急変部分で転流
回路を動作させて行い、上アームのオフ、下アームのオ
ンはのこぎり波の傾斜を利用して制御し各相毎に任意の
時刻に行うようにすれば、転流回路の動作はキャリア信
号周期毎に一回だけで三相ＰＷＭコンバータのソフトス
イッチング動作が実現できる。

【００３２】同様に、該スイッチを流れる負荷電流ｉ
_ｕＬが負（ｉ_ｕＬ＜０）となる期間では、下アームのス
イッチのオンはのこぎり波の急変部分で転流回路を動作
させて行い、下アームのオフ、上アームのオンはのこぎ
り波の傾斜を利用して制御し任意の時刻に行うようにす
ればよい。

【００３３】さらに、コンバータとインバータとについ
ても共通のこぎり波を用いることにより、システム全体
で、転流回路の動作はキャリア信号周期毎に一回だけで
ソフトスイッチング動作が実現できる。

【００３４】前述のように、負荷電流の方向により、ど
のスイッチのオフまたはオンをのこぎり波の急変部分に
あわせるかを切り替えなければならない。これは、負荷
電流の方向によりのこぎり波を反転させることで実現で
きる。

【００３５】ＰＷＭコンバータにおいては入力力率１の
動作が望まれるから、この動作のためにはスイッチを流
れる負荷電流ｉ_ｕＬが電源電圧と位相が一致した固定位
相に制御されるので、電流検出をなくしてものこぎり波
の切り替えのタイミングを決定することができる。ＰＷ
Ｍインバータでは負荷力率が任意であるから、スイッチ
を流れる負荷電流の方向によってキャリア信号を切り換
える必要がある。

【００３６】図６は三相ＰＷＭコンバータ、または三相
ＰＷＭインバータの一つのアーム例としてu相に対する
ＰＷＭパルス発生の原理および実施例を示す。図６
（ａ）は本システムのコンバータおよびインバータのす
べての相に共通のシステムキャリア信号ｅ_ａを示す。図
６（ｂ）のＳｕはｕ相の変調信号、Ｉ_ｕＬはｕ相の負荷
電流を示す。図６では、負荷電流Ｉ_ｕＬは、一般的にイ
ンバータのように変調信号と位相をずらして表している
が、前述のようにコンバータではほぼ変調信号と同じ位
相になる。

【００３７】ｅｂはｕ相のキャリア信号であり、図６
（ａ）のシステムキャリア信号ｅ_ａと、ｕ相の負荷電流
Ｉ_ｕＬから得られる。ｕ相のキャリア信号ｅ_ｂは、ｕ相
の負荷電流Ｉ_ｕＬが正、すなわち、ＰＷＭコンバータま
たはＰＷＭインバータから電源または負荷へ向かって流
出する期間Ａでは、図６（ａ）のシステムキャリア信号
ｅ_ａと一致し、負荷電流Ｉ_ｕＬが負、すなはち、電源ま
たは負荷からＰＷＭコンバータ、ＰＷＭインバータへ向
かって流入する方向の期間Ｂでは、図６（ａ）のシステ
ムキャリア信号ｅ_ａの極性が反転した信号である。

【００３８】図６（ｂ）の変調信号S_ｕがキャリア信号
ｅ_ｂより高い期間は、下スイッチがオフ、上スイッチが
オンされ、変調信号Sｕがキャリア信号ｅ_ｂより低い期
間は、上スイッチがオフ、下スイッチがオンされる。

【００３９】その結果、負荷電流ｉ_ｕＬが正である図６
の期間Ａでは、上スイッチがオフからオンに変化する時
点は、すべてのこぎり波の急変部に発生し、上スイッチ
がオンからオフに変化する時点は、すべてのこぎり波の
傾斜部に変調信号S_ｕにより決まる時点で発生する。つ
まり、図５の（ｂ）に記した転流回路の動作が必要な上
スイッチをオンする動作はすべてのこぎり波の急変部に
発生し、図５の（ａ）に記した、スナバコンデンサの作
用によりソフトスイッチングが行われる上スイッチをオ
フする動作はすべてのこぎり波の傾斜部で発生する。し
たがって、転流回路は、図６（ｄ）に示すように、のこ
ぎり波の急変部のみで動作させればよい。ｕ相の出力電
圧は、図６（ｃ）となる。

【００４０】同様に、負荷電流ｉｕＬが負となる期間Ｂ
でも、のこぎり波の波形を反転させることにより、図５
の（ｃ）に記した転流回路の動作が必要な下スイッチを
オンする動作はすべてのこぎり波の急変部に発生し、
（ｄ）に記した、スナバコンデンサの作用によりソフト
スイッチングが行われる下スイッチをオフする動作はす
べてのこぎり波の傾斜部で発生するようになり、転流回
路は図６（ｄ）に示すように、のこぎり波の急変部のみ
で動作させればよい。

【００４１】図７は、コンバータとインバータのシステ
ム全体の動作を示している。図７（ａ）はシステムキャ
リア信号、（ｂ）から（ｇ）はＰＷＭコンバータの動
作、（ｈ）から（ｍ）はＰＷＭインバータの動作、
（ｎ）は転流回路の動作を示している。図７（ｂ）、
（ｃ）はＰＷＭコンバータのｕ相の動作を示し、（ｂ）
のＳ_ｕｃはキャリア信号、ｅ_ｕｃは変調信号、ｉ_ｕｃは
電源電流を示し、（ｃ）はコンバータの出力電圧であ
り、アームの出力端子の電圧である。同様に、図７
（ｄ）と（ｅ）、（ｆ）と（ｇ）はＰＷＭコンバータの
ｖ相、ｗ相について、（ｈ）と（ｉ）、（ｊ）と
（ｋ）、（ｌ）と（ｍ）はＰＷＭインバータのｕ相、ｖ
相、ｗ相について示す。なお、図中、サフィックスｕ、
ｖ，ｗは各相の区別をｉ、ｃはインバータ，コンバータ
の区別を示す。

【００４２】図７においても、ＰＷＭインバータとＰＷ
Ｍコンバータのｕ、ｖ、ｗ相の全相について、図６と同
様に、キャリア信号はシステムキャリア信号と同期し、
電源電流あるいは負荷電流の極性に応じてのこぎり波形
を反転させて得ることにより、インバータとコンバータ
の全相について、転流回路の動作を必要とするスイッチ
ングがのこぎり波の急変部に発生するようになる。

【００４３】したがって、この時点で転流回路を動作さ
せ、ＰＷＭインバータとＰＷＭコンバータの３相を一括
転流することにより、キャリア信号の１周期に１回転流
回路を動作させればよく、転流回路の動作回数を減らす
ことができる。図６では、負荷電流の方向によりのこぎ
り波を反転させたが、変調信号の極性を反転させても同
様の制御が可能である。

【００４４】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、半
導体素子のスイッチングをすべてソフトスイッチングと
することにより、高周波ノイズを低減できる。さらに、
一括転流と、スイッチに並列のコンデンサの作用と、変
調方式により転流回路の動作回数を低減することによ
り、転流回路が小型化でき、システムの損失を低減で
き、高効率の電力変換システムを実現できる。また、コ
ンバータとインバータと共通に１組の転流回路を設ける
だけであるので、回路部品点数を低減でき小型の回路と
することができる。また、キャリア信号も、システムに
共通であるので、ハードにより作成する場合には回路が
簡略になり、ソフト的に発生させる場合にも、ソフトの
作成が簡単になる。また、実施例ではＰＷＭインバータ
とＰＷＭコンバータの相数はいずれも３相として説明し
たが、ＰＷＭインバータとＰＷＭコンバータの相数は単
相−三相、三相−単相、単相−単相など、本発明は相数
に関わりなく同様に適用することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のソフトスイッチング電力変換システ
ムの一実施例を示す回路図である。

【図２】本発明によるソフトスイッチング電力変換シス
テム回路の等価回路である。

【図３】転流回路各部の動作波形図である。

【図４】転流回路の動作モードと各モードの等価回路で
ある。

【図５】インバータ・コンバータの各アームにおける上
下スイッチのソフトスイッチング動作の説明図である。

【図６】ＰＷＭ波形の発生原理および実施例の１相分の
説明図である。

【図７】ＰＷＭ波形の発生原理および実施例のシステム
全体についての説明図である。

【符号の説明】

１：三相交流電源２：三相ＰＷＭコンバータ３、３０：転流回路４：第１スイッチ（第１のスイッチング素子）５：第１ダイオード６：転流リアクトル７：第２スイッチ（第２のスイッチング素子）８：第２ダイオード９：第１平滑コンデンサ１０：第２平滑コンデンサ１１：三相ＰＷＭインバータ１２：三相負荷１３ｘ、１３ｙ：定電流源１４：ＰＷＭコンバータの等価ダイオード１５：ＰＷＭコンバータの等価スナバコンデンサ１６：第１の定電圧源１７：第２の定電圧源１８：第３スイッチ１９：ＰＷＭインバータの等価スナバコンデンサ２０：ＰＷＭインバータの等価ダイオード２１ａ〜２１ｆ、１１１ａ〜１１１ｆ：ＩＧＢＴなどの
半導体スイッチ２２ａ〜２２ｆ、１１２ａ〜１１２ｆ：ダイオード２３ａ〜２３ｆ、１１３ａ〜１１３ｆ：スナバコンデン
サ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続きＦターム(参考） 5H006 AA01 AA02 BB05 CA01 CB01 CB08 5H007 AA01 AA02 CA01 CB05 CC12 DA03 DA06 EA02 EA03

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項1】交流電源から直流を得るコンバータと直
流を交流に変換するインバータのすべてのスイッチング
素子にコンデンサを並列接続するとともに、前記コンバ
ータと前記インバータとを接続する直流リンク部分の正
母線と負母線の相互間に、逆並列ダイオードを備え正母
線方向へ向かう電流を制御し得る極性の第１のスイッチ
ング素子と、第１のコンデンサと、第２のコンデンサと
よりなる直列回路を設け、前記第１のスイッチング素子
と第１のコンデンサとの直列部に並列に、逆並列ダイオ
ードを備え負母線方向へ向かう電流を制御し得る極性の
第２のスイッチング素子と、リアクトルとからなる直列
回路を設けたことを特徴とする電力変換システム。
【請求項２】交流電源から直流を得るコンバータと直
流を交流に変換するインバータのすべてのスイッチング
素子にコンデンサを並列接続するとともに、前記コンバ
ータと前記インバータとを接続する直流リンク部分の正
母線と負母線の相互間に、逆並列ダイオードを備え正母
線方向へ向かう電流を制御し得る極性の第１のスイッチ
ング素子と、第１のコンデンサと、第２のコンデンサと
よりなる直列回路を設け、前記第１のスイッチング素子
と第１のコンデンサとの直列部に並列に逆並列ダイオー
ドを備え、負母線方向へ向かう電流を制御し得る極性の
第２のスイッチング素子と、リアクトルとからなる直列
回路を設けてなる転流回路を有する電力変換システムに
おいて、電流極性判定手段と、変調度指令信号と、のこ
ぎり波形のキャリア信号を有し、前記電流極性判定手段
により、前記変調度指令信号、または、前記キャリア信
号のいずれかを反転させ、前記２つの信号を比較するこ
とによりＰＷＭ波形を得るとともに、前記のこぎり波の
急変部分でのみ転流回路を動作させることを特徴とする
電力変換システム。