JPH01501276A - 静電電力変換の方法および装置 - Google Patents

Abstract

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Description

【発明の詳細な説明】 静電電力変換の方法および装置 本発明は一般には、静電電力コンバータ（変換器）および静電電力コンバータを ｔｌＪ　御するシステムに関わる。

発明の背景 比較的に大きなレベルの電力を処理する能力をもつ、ゲート・ターンオフのデバ イスが開発され、市販されるようになったため、電力変換技術に重大な変化が生 じた。例えば、現在では、サイリスクは、強制転流システムに使用されることは 、まれである、サイリスク電流源インバータはその大部分が、最大１メガワツト までの電力定格値においては、ＧＴＯ（Ｇａｔｅ　Ｔｕｒｎ−Ｏｆｆ）やトラン ジスタの電圧源インバータによってとって代わられている。を電源インバータは 、その極めて単純な電力構造および、（３相負荷電力用の）一方向性のゲート・ ターンオフ・デバイスをたった６個しか必要としないという特徴の故に、特に魅 力をもつものである。ゲート・ターンオフ・デバイスの１つ１つにまたがって接 続することが必要とされる逆並列ダイオードは、−ａ的には、リード（１ｅａｄ ）のインダクタンスを最少にし、組立を容易にするために、メーカが、同一のデ バイスのパンケージ中に装備する。このような電圧源インバータ用の制御方式は 、かなり単純であり、直流電源および交流負荷間に完全に再生的なインタフェー スを与える。

電圧源インバータが、その構造の故に明白な長所をもつにもかかわらず、市販の ゲート・ターンオフ・デバイスの固有の特徴のため、この種のインパークの性能 にいくつかの制限が掛かってしまう０例えば、このようなインバータに見受けら れる高いスイッチングロス（ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ　１ｏｓｓ）のため、底いスイ ッチング周波数を用いｆｌ　Ｅｆ　ｔＬばならず、その結果、増幅器の帯域幅が 低く、負荷電流波形の忠実度が劣る（好ましくない倍振動である）ことになる、 インバータから出力がなされると、次第に電圧が急に変化し、そのために、キャ パシタンスによるカンプリングの故に、干渉（ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）が発 生する。並列ダイオードの逆回復時間とスナバ（ｓｎｕｂｂｅｒ）の干渉（ｉｎ ｔｅｒａｃｔｉｏｎ）のために、再生条件下においては高いデバイス・ストレス が生じる。このため、この高いデバイス・ストレスに耐える必要性のため、信転 性が低下し、該当のデバイスをオーバに指定する必要性が生じる。更に、必要と される比較的に低いスイッチング周波数が、出力電力におけるスイッチング周波 数の倍振動が、スイッチング・システム及びモータ中において、可聴周波数の雑 音を発生するという音９雑音の問題を引き起こすことが観察されている。

そして一般に、現在のインパークの設計は、交流電源ラインへの再生能力が劣り 、交流入力ライン倍振動が劣り、その結果、直流リンク（ｌｉｎｋ）及び交流側 のフィルタを大きなものにしなければならず、更に障害回復特性も劣る。

電力変換器は、そのスイッチング・ロスが実質的にゼロであり、スイッチング周 波数が約１８ｋＨｚより大（可聴領域を上回っている）であり、無効成分が小さ く、電力を二方向に切り換える能力をもつことが理想的である。更に、ダイオー ド回復時間、デバイス・ターンオフ特性や寄生反応エレメントのような二次的な パラメタに対して、システムが無反応であることが望ましい、現在の電圧源イン バータは、このような最適な変換器特性を実現するような設計になっていないこ とは明白である。

インバータのスイッチング周波数が大幅に増加することは、パルス幅変調された インバータにおける下位の倍振動を最少に抑えるためには望ましい、ことは明か である。スイッチング周波数が更に高くなると、ｉｔ流調整器の帯域幅が高くな り、無効成分が小さくなり、更に、音響雑音が１８ｋＨｚを越える周波数になる と人間には聞こえない、という長所が伴う、ここ数年の間に達成された、パルス 幅変調されたインバータのスイッチング周波数の増加（１ｋＷから２５に−の定 格の電源の場合で約５００Ｈｚから２ｋＨｚ）は、より新式のデバイスになるに 連れて速度および定格が改良されたため一般に、成し遂げられたものである。そ の代替方法の１つは、入手可能なデバイスの特性を最大限に利用するように、ス イッチング回路の構造を修正することである。

定着した方法の１つは、スナバ・ネットワーク（ｓｎｕｂｂｅｒ　ｎｅｔｗｏｒ ｋ）をもちいて、デバイス自身からスイッチング・ロスを分散させる事によって デバイス自身を保護する方法である。

最も人気のあるスナバの構成は、デバイスにまたがったキャパシタ及び分路ダイ オードが、分極されたターンオフ・スナバを提供する一方で、内蔵の小さなイン ダクタによってターンオフ保護を提供するような、単純な回路構造である。イン ダクタ及びダイオードにまたがって接続された抵抗によって、電力消費量の高い スナバの放電経路が形成されることになる。スナバをトランジスタ・インバータ 中に使うことの長所は周知のことであるが、パンケージング上の問題とスナバの 追加部品の費用のために、商業的にはあまり使用されていない、一方ＧＴＯイン バータの場合、スナバは、デバイス保護のためには完全に必須であり、信鯨性が 高く成功裏に動作するインバータを設計するには欠かせないものである。スナバ は、デバイスのスイッチング・ロスを充分に軽減するが、全体としてのスイッチ ング・ロスは、スナバ中におけるロスを考えた場合たいして変化することはなく 、ある動作条件下においては、スナバによって保護されていない回路において経 験済みのロス値より実際には増加することがあり得る。従って、スナバを使用し て得られた、インバータのスイッチング周波数の増加は、システム全体の効率と いう点に関しては、深刻な罰則をもつものである。

別の代替案としては、高周波共振回路を電力切換経路（ｐａｔｈ）中に用いた共 振モード・コンバータがある。異なった２つのカテゴリの共振インバータを識別 することが可能である。第一のカテゴリーその誘導加熱インバータ及び直流／直 流コンバークはその例であるが−は、インパークのスイッチング周波数を変調さ せることによって、電力切換を制御するものである。これらの回路の場合、共振 タンクの周波数反応性インピーダンスが、多様な出力を得るためのキーである。

このような周波数変調の原理を用いて、低周波の交流波形を合成することも可能 ではあるが、制御が複雑で、多数のスイッチング・デバイスが必要とされ、共振 部品の寸法が比較的に大きい、ということのために、このような回路構造の応用 範囲が限られてしまう。

第二のタイプの共振コンバーター、時々高周波リンク・コンバータと呼ばれる− は、代表的には、自然転流式コンバータ及び、共振ＬＣタンク回路から形成され た高周波交流リンクを備えたサイクロコンバータを使用している。高周波リンク ・コンバータは、二方向性の電力フロー及び、交流電源に提供された力率が調整 可能であることを利用して、交流／直流変換または直流／交流変換が可能である 。第一〇カテゴリのコンバータの周波数変調考案と対照的に、リンク周波数は特 に重要というものではなく、出力の直流波形も、出力段を変調することによって 合成される。自然転流式のスイッチング・デバイスの場合、位相角の制御が通常 用いられる。高周波リンク・コンバータは一般に、数キロワット台の電力で、入 手可能なデバイスを使用することによって、１８ｋＨｚを越える周波数における スイッチングが可能である。しかし、この技術は経済的な競争力がなく、可変速 駆動タイプの応用分野においては産業的にはあまり用いられることがなかった。

これにはいくつかの要因がある。特に、必要とされる二方向性の高速、高電カス イッチを数多く、入手可能な一方向性デバイスを使って実現しなければならない ０例えば、３６個ものサイリスクを、励振インバータの外に必要とする構成もあ る。使用されるデバイスの回復特性のため、スナバ・ネットワークを追加しなけ ればならないことがしばしばあり、このためにシステム全体の効率が低下する。

その上、ＬＣ共振回路は、入力から出力に切換えられる全負荷電力を扱い、更に 、例えば負荷電流の６倍にもしばしば達する大きな循環電流が流れる。その結果 、システム内に蓄積されたエネルギの緩和が少なくても、共振エレメントのボル ト・アンペアの定格値は極めて高い、更にそのうえ、このようなシステムを制御 することは、入出力制御、高周波バス（母線）の調整、及び自然転流式のサイリ スタを用いている回路の場合におけるサイリスクの転流などというタスクを同時 に実行することを考えると、極めて複雑なものとなる。

発明の要約 本発明の静電電力コンバータは、直流リンク・システム（これによって最小限の デバイスを使用できる）の長所と、高いスイッチング周波数において動作する共 振コンバータの長所を組み合わすものである。これらの組み合わされた長所は、 コンバータのスイッチング周波数が、デバイスのターンオン時間、記憶時間およ びターンオフ時間以外の要因によっては制限されないように、スイッチングのロ スが実質的にゼロであることを確実にするスイッチング環境を備える事によって 達成される。スイッチング・ロスをゼロにすることは、直流バスを発振性のもの にすることによって、スイッチングの過渡状態の間、直流バスの電圧を実質的に ゼロに保持することによって可能であるので、バスに印加された電圧は、ロスの ない（無損失）スイッチングを発生させるに充分な時間、実質的にゼロにとどま る。電力は、直流電源から、全てのデバイスのスイッチングが比較的に高い周波 数、できれば人間の可聴領域を越える約１８ｋＨｚより高く更に一般的に、出力 電流周波数より実質的に高い周波数で起こるような、希望の交流周波数に変換し ても差し支えない、直流電源そのものは、交流の主電源に接続されたコンバータ であり、直流バスにおいて交流電力を直流電力に整流するための複数のスイッチ ング・デバイスを持ってもよ（、更に直流ＮＢコンバーク中のデバイスのスイッ チングが、電力の二方向切換が可能であるように、直流バスに印加された電圧が ゼロの時に起こることが好ましい、このように、スイッチング・デバイス中に引 き起こされたロスは、絶対的に最少化され、スイッチング・デバイスに関するス ナバの要件も単純化され、多くの場合、スナバに対する要求は削除してもよいこ とになる。

本発明による電力変換システムは、インダクタ及び、共振回路の共振周波数以下 において安定して発振するように誘導されるキャパシタから成る当該共振回路を 利用する。この共振回路は、それ自身の発振サイクル毎に少なくとも１回は、直 流バスに印加された電圧が実質的にＯボルトになるような具合いに、直流ｉｉＢ から出ている直流バスに接続される。一方向性の平均電圧は、直流バス上におい て、そのバスで当該電圧の周期的発振にもかかわらず、維持される。

１つのインバータが、直流バス上の電圧を受け取るために接続されるが、このイ ンバータは、この直流バス上の電圧が実質的に０ポルトになった時だけスイッチ ングされるゲート・ターンオフのスイッチング・デバイスを複数個装備している 。交流負荷にたいして電力を供給するインバータを制御するために、直流バス上 の電圧が０ボルトになる時点に一致するように同期されているコントローラ（制 御器）からのスイッチング信号を用いる積分パルス輻変調を含んで、様々な制御 考案が利用され得る。本発明による電力コンバータは、従って、従来の電圧源イ ンバータ回路に必要とされる部品に、１つの小さなインバータと１つのキャパシ タを付加するだけでよく、更に、同一のファミリのデバイスを用いても、大幅に 改良された効率で、現在の技術による電圧源インバータよりもほとんど１桁速い スイッチングが可能である０本発明による電力コンバータは、ＧＴＯや他のゲー ト・ターンオフのデバイスを用いる高電力応用には、特に適する。

本発明によるコンバータの構造には、工業環境における特定の有用性をもついく つかの動作特性がある０本発明によるコンバータにはある種の達示反応があって 、これにより過渡状態のストレスを極めて良好に制御し更に、はとんどの負荷や 電源側の障害による影響を最少に抑えることが可能である０回路は、ロスの少な い単純な電力構造を１つ装備し、スナバを必要としない。システムは、そのデバ イスにはスイッチング・ロスが全くないため、従来の電圧源インバータより信輔 性が高い、スイッチング速度が高いことによって、非常に高い帯域幅の電流の調 整器を提供することが可能であり、更に、可変ドライブに関連する音響雑音（こ れは、工業的および商業的設置装置の場合にしばしば問題となる）も極めて減少 される。更に、共振直流リンク電力コンバータは、低調波電流で、入出力双方の 側において、しかも実質的に単位力率で、マルチ・クオドラント（ｍｕｌｔｉ− ｑｕａｄ−ｒａｎｔ）の３相直流から３相直流への電力変換に容品に適用するこ とが可能である。

変換装置内のスイッチング・デバイスに印加される電圧ストレスを最少にするた め、電圧ストレスをよりゆるやかにするように、バスに印加される最大電圧をよ り低いレベルに制限するために、クランプ手段（ｃｌａｓｐｉｎｇ　ｍｅａｎｓ ）を変換装置の直流バスに接続することが望ましい０例えば、能動クランプ手段 を実現することによってスイッチング・デバイスに対する電圧ストレスを直流電 源電圧の約２．５倍から電源電圧の１．２倍から１．４倍に減少させることが可 能であり、更に受動クランプ手段を実現することによって、２．０倍と２．５倍 の間の値に減少させることが可能である。能動クランプ手段には、バイポーラ型 トランジスタ（これを使えば、充分なエネルギ共振タンク回路に帰還して、その タンクが継続して安定的に発振できることを確実にするために、適切なタイミン グでスイッチングするように制御できる）のような能動制御デバイスが含まれる 。能動クランプ手段は、１つの電圧源（すなわち、電圧源として作動する充電さ れたキャパシタ）並びに並列に接続された１つのダイオード及びスイッチ（例え ばトランジスタ）を、この電圧源及びダイオード−スイッチ結合物が、共振タン ク中のインダクタにまたがって接続されるような具合いで、利用して実現するこ とが可能である。その代わりに、電圧源（すなわち充電されたキャパシタ）を、 直流バスにまたがって接続されている１つの共振タンク・インダクタと更に、電 源の電圧源と、バッキング出力（ｂｕｃｋｊｎｇ　ｏｕｔｐｕｔ）能動クランプ 構成中のインダクタの間に接続されているダイオード−スイッチ結合物の双方に 直列に接続することも可能である。

本発明の別の目的、特徴および長所は、付図に関連する、次に詳述される説明に よって明らかになるであろう。

図面の簡単な説明 付図の内、 図１は、共振直流リンクを形成するように構造化された直流バスをもつＨブリッ ジ（Ｈ−ｂｒｉｄｇｅ）を用いた電流供給型の共振コンバータの略回路図である 。

図２に示すのは、共振回路中における発振を駆動するためにＨブリフジを用いた 、直流を３相交流に変換する共振直流リンク・インバータである。

図３は、低周波交流波形が、積分パルス幅変調を使用する共振直流リンクの積分 パルスから合成される、図２に示す回路中における電圧波形を図解したグラフで ある。

図４は、単一のトランジスタを用いる直流共振リンクの形成を示す略回路図であ る。

図５は、図４に示す直流共振リンクを使用する、直流／３相交流インバータを略 回路図である。

図６は、共振回路をインバータのスイッチング・トランジスタを利用して励振さ せる方式の、直流／３相交流インバータの略回路図である。

図７に示すのは、直流共振リンクを利用した、３相交流から３相交流に変換する 電力コンバータである。

図８は、図４に示す回路と等価な直流共振リンク回路における電流おらび電圧を 図解したグラフである。

図９は、図５に示すタイプの回路の場合における、インバータ中のスイッチング ・デバイスの変調スイッチング及び共振回路の発振を制御するためのコントロー ラのブロック図である。

図１０は、図６に示すタイプの回路の場合における、インバータ中のスイッチン グ・デバイスの変調スイッチング及び共振回路の発振を制御するためのコントロ ーラのブロック図である。

図１１は、図９に示すコントローラ中に用いられ得る積分パルス幅変調器のブロ ック図である。

図１２は、能動クランプをもつ共振リンク・インバータの略回路図である。

図１３図は、図１２に示す回路の直流リンク電圧波形および線間電圧波形を示す 図解グラフである。

図１４は、ブースト・、クランプ実現物（ｂｏｏｓｔ　ｃｌａｌｌｐ　ｉ＋ｗｐ ｌｅｍｅｎｔ−ａｔｉｏｎ　）をもった３相出力の能動クランプ式の直流共振リ ンク・インバータの略回路図である。

図１５は、バンク出力実現物（ｂｕｃｋ　ｏｕｔｐｕｔ　ｉｍｐｌｅｍｅｎｔａ ｔｉｏｎ　）をもった３相出力の能動クランプ式の直流共振リンク・インバータ の略回路図である。

図１６は、能動クランプの動作の分析用の、図１２の回路の等価回路図である。

図１７は、図１６に示す回路の動作モードを図解する、当該回路中の直流リンク 電圧およびインダクタ電流を示すグラフである。

図１８は、無損失（ｌｏｓｓ−１ｅｓｓ）のＬＣ成分の場合における、クランプ 電圧比率（ｃｌａｓｐｉｎｇ　ｖｏｌｔａｇｅ　ｒａｔｉｏ）　Ｋに対するリン クのスイッチング周波数の変化を図解したグラフである。

図１９は、図１６に示す回路の場合における、線形化された直流リンク電圧の波 形を示したグラフである。

図２０は、図１２に示すインバータ回路の直流リンク電圧、クランプ・キャパシ タ電圧、インダクタのｔ流および直流リンク電流をシミュレーションした結果を 示すグラフである。

図２１は、能動クランプ式の共振リンク・コンバータ用のコントローラの略ブロ ック図である。

図２２は、１つの能動クランプをもつ共振リンク・インバータの別の実施例の略 回路図である。

図２３は、１つの受動クランプをもつ共振リンク・インパークの略回路図である 。

好ましい実施例の説明 本発明の原理を図示するため、直流共振リンクとして機能するように制御するこ とが可胤な、電流供給型の共振回路２０を図１に示す、共振回路２０には、直流 （Ｄ　Ｃ）電圧源電源２１、直列の直流リンク・インダクタ２２　（インダクタ ンス値はり、、）並びに、個々が関連の逆並列ダイオードをもつスイッチング・ トランジスタ２４゜２５．２６及び２７から成るＨブリッジ励振回路が含まれ、 このブリッジにまたがるようにキャパシタ２９及びインダクタ３０が並列に接続 されている。トランジスタ２４，２５．２６及び２７には、キャパシタ２９及び インダクタ３０の並列結合に対して実質的に正弦波の発振電圧を発生させるため に、キャパシタ２９とインダクタ３０から成る共振回路を、その共振周波数以下 において励振させる適切なゲート信号を与えることが可能であり、その結果直流 バスの出力ターミナル３１と３２との間に、重畳された発振電圧をもつ直流電圧 が存在することになる。解説するために、出力ターミナル３１及び３２は、１例 としてインダクタンス３４　（インダクタンス値はＬＬ）及び抵抗３５　（抵抗 値はＲＬ）から成る負荷に接続してもさしつかえない。

負荷インダクタンス３４と抵抗３５がそれぞれターミナル３１と３２に接続され ているので、平均電流レベルは、抵抗３５中を流れる電流および、Ｈブリッジ及 び共振回路に関連の寄生抵抗を流れるいかなる電流にも対応して、直流インダク タ２２中に存在することになる０発振を維持するため、トランジスタのスイッチ ２４から２７は、自身に印加される電圧が実質的にゼロとなった時点でスイッチ ングされる。この結果、ゼロ・スイッチング・ロス状態となり、これは、共振回 路の固有共振周波数未満のスイッチング周波数の場合においても成り立つ、直流 バス電圧■。は、図３のグラフ３８に図示されているように、スイッチング周波 数のサイクル毎に、ゼロ・レベルとの交差点を２つ通過する、整流された正弦波 である。直流電力が、負荷インダクタ３４及び負荷抵抗３５に送られても、共振 回路制動は、負荷インダクタ３４の値が直流リンク・インダクタ２２の値より非 常に大きく、従って共振回路インダクタ３０の値より大きい限りにおいて、この 出力電力とは無関係のままである。この結果、たとえ電力が負荷に出力されても 、インダクタ２９及びキャパシタ３０から成る共振回路は、引き続き発振し、定 常状態において負荷抵抗３５に送出される電力をなんら切り換えることはない。

特に重要なことは、直流バスのターミナルにおける出力電圧■。

が０■になるので、このバスにまたがって接続されている追加のスイッチング・ デバイスも、このバスがＯＶと交差する点においてスイッチングされるとゼロ・ スイッチング・ロスで動作させることが可能である、ということである、その１ 例が、図２に示す３相コンバ一タ回路であり、このコンバータ回路中においては 、直流共振りンク２０は、個々が、直流バス・ターミナル３１と３２にまたがっ て対を成して接続されているスイッチング・デバイス（例えば、逆並列ダイオー ドをもったバイポーラ型トランジスタ）４１と４２゜４３と４４並びに４５と４ ６から成る３相インバータ４０に接続されている。関連の誘導負荷インピーダン スをもった直流のターミナル・ライン４８．４９及び５０は個々に、インバータ ４０中のスイッチング・トランジスタ対のそれぞれの間に接続されている。この ような１回路構造によって、低周波交流波形を、図３に図解されているように、 共振直流リンク電圧波形３８積分サイクルを使用して容易に合成することが可能 となる。バス・ターミナル３１及び３２における、整流された直流電圧３８の整 数個のサイクルは、連続的にターミナル４８及び４９に供給され、それぞれ波形 のグラフ５１及び５２に示されるようド、出力電圧Ｖ、及びＶ、を生じ、更に、 これら２つのターミナルにおけるこれら２つの電圧の差を与えて、Ｖ、Ｖｂによ って得られる波形５３を生じ得る。

この回路構造は、直流電圧源２１として３相交流主電源に接続されている従来の ３相整流コンバータ（図示されていない）を利用して、３相交流／３相交流コン バータにまで、容易に拡張可能である。

このタイプの電圧源の動作は、図７に示す回路に関連して、以下に更に述べる。

交流／直流コンバータ中の整流デバイスは、直流バスがＯＶと交差するとスイッ チングされ得るゲート制御スイッチング・デバイスであることが好ましく、これ によってシステム全体におけるスイッチング・ロスが消滅する。このような回路 は、完全に対称的であり、従って完全に再生的なものにし得るので、スイッチン グ・ロスがゼロでエネルギ蓄積が低く更にスナバを必要としないで、交流サイド 間で前後に電流を切り換えることが可能である。このような構成は、ダイオード の回復時間およびデバイス記憶やターンオフ時間の変化に左右されない、スイッ チングの過渡状態の間、直流バスの電圧は、最後のデバイスがそのブロッキング 特性（ｂｌｏｃｋｉｎｇｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃ）を回復するまで、自動 的にＯｖであり続ける。

図２に示す回路のインバータに対してパルス幅変調を用いると、インバータによ って引き流される直流リンク電流が極めて急速に変化するという現象が起こり得 る。この直流電流リプルは、キャパシタ２９とインダクタ３０から成る共振タン ク回路を励振することが可能であり、従って、直流バス電圧が変調されるという 好ましくない結果を招きかねない、これらのピーク電流条件を満足するために、 共振回路のインダクタ及びキャパシタ並びにＨブリッジのスイッチング・デバイ スを適切に選択して、印加されるストレスを処理することが望ましい。

本発明による直流共振リンク構成６０の代替案の１つが図４に示されているが、 これには、直流電圧電？ａ６１、直列直流供回リンク・インダクタ６２　（イン ダクタンスはＬ）、キャパシタ　（キャパシタンスはＣ）、及び供回リンクの直 流バス・ターミナル６５と６６にまたがって接続されているゲート制御スイッチ ング・デバイス６４を含む、インダクタ６２とキャパシタ６６は、共振タンク回 路を形成するように、相互に接続されている０図解するため、直流リンク・バス のターミナル６５と６６は、負荷インダクタ６８及び負荷抵抗６９から成る１つ の負荷に接続されている０回路６０の動作を図解するため、電源６１は、最初は 回路から切断されている、と仮定する。すると、インダクタ６２及びキャパシタ ６３が無損失（ｌｏｓｓ−１ｅｓｓ）である場合、もしｔ源６１からの電圧ｖｓ が今、スイッチ６４がオフ（すなわち、回路がオーブンされている）の状態で、 システムに印加されると、出力電圧■。（ターミナル６５及び６６が共に、負荷 から切断された状態）では、■、とＯＶとの間を変化し、この出力電圧は、イン ダクタ６２とキャパシタ６３から成るＬＣＣ供回回路供回周波数において変化す るので、その平均値は、ｖ８の半分の値となる。サイクル毎に、出力電圧Ｖ０は 、ＯＶに帰還し、従って無損失（１ｏｓｓ−１ｅｓｓ）スイッチングが起こり得 る望ましい条件を設定する。有限のＱ係数値をもつ実用的なＬＣ回路の場合、出 力電圧■。は、○■には決して帰還せず、従って最終的には■。

で安定する。しかし、スイッチ６４が、電源６１からの電圧■、を印加しつつ、 オン状態（導通状態）のままであると、インダクタ６２中を流れる電流はリニア に（直線的に）増加する０次に、出力電圧■。が確実にゼロに帰還するに充分な エネルギがインダクタに蓄えられたら、スイッチ６４をオフしても差し支えない 、と同時に、このプロセスを繰り返し更に共振回路が安定して発振し、これによ って直流バス・ターミナル６５及び６６における安定した直流供回リンク電圧を 形成するために、スイッチ６４を再度オンにし得る。

（図４を参照して）電流差Ｉｔ　ＩＸが電流１ａｉｎ（ここで、１ａｉｎ　−Ｋ Ｖ−／Ｚ、　、Ｋは寄生ロスを補償するために決定された選択された定数、そし てＺｏはタンク回路の特性インピーダンス：電圧をゼロにするに充分な電流がイ ンダクタ６２中に存在する。

負荷電流需要１．に対する図４に示す回路の反応は、図８に図解されている。グ ラフ７０に図解されているように矩形波をもつ負荷電流■、の場合、直流共振リ ンクに電流需要の急激な変化を与えると、その結果、負荷電流のスイッチングが 起こるにつれてインダクタ電流Ｉｔがどのように変化するかはグラフ７１に図解 されており、スイッチング周期の間に共振リンク出力電圧ｖ０がどのように変化 するかはグラフ７２に図解されている０図８に図解されている負荷電流■８の過 渡現象は、モータリング・モード（ｓｏｔｏｒｉｎｇ　ｍｏｄｅ）から再生モー ド（ｒｅｇｅｎｅｒａｔうｎｇ　５ｏｄａ）にモータを駆動し次にその逆の駆動 をする際に観察される過渡現象に類似している。モータリングから再生に至る最 初の過渡状態においては、１共振サイクル毎に、１つの大きなオーバシュートが 、出力電圧Ｖ０中に観察される。

再生からモータリングに至る２つ目の過渡状態においては、共振リンクの電流に も電圧にも、変化は極めてほとんど起こらず、これは望ましい遠来特性である。

′ｇ１圧のオーバシュート７３は、電圧クランプ型のエネルギ回復回路を利用し て、システムの過渡性能に影響を及ぼすことなく、容易に押え込み得る。

つのインバータを直流バスのターミナル６５及び６６に接続することによって、 １つの交流出力を得るように、容易に拡張することが可能である。このインバー タは、ターンオフ・スイッチング・デバイス（例えば、バイポーラ型トランジス タ）７０と７１．７２と７３及び７４と７５の対から成り、電圧ＶＡ、Ｖ、及び ｖｃが与えられる出力ライン７７．７８及び７９を備えている。再度、図２の回 路に付いて述べたように、ディスクリート・スイッチング瞬間が許されるパルス 幅変調に類似の制御方式を利用して、直流バス・ターミナル６５と６６間の電圧 がＯＶになる時点で、スイッチング・デバイス７０から７５の個々がスイッチン グするように同期されるような、交流出力波形をライン７７から７９上に与え得 る。６４及び７０から７５までのデバイスのスイッチングを適切に制御するには 、電流差ＩＬ−１，を監視して、ターミナル６５と６６間の電圧ｖ０がＯｖに確 実に帰還するように、充分な過剰エネルギがいつインダクタ６２中に蓄積される かを、判断しなければならない。

図５の回路構造を再吟味してみると、スイッチング・デバイス６４は、直流バス ・ターミナル６５と６６間に並列に、スイッチング・デバイス７０から７５まで の相毎対（ｐｅｒ−ｐｈａｓｅ　ｐａｉｒ）のいずれかと接続されている。従っ て、スイッチング・デバイス６４は、実質的には冗長であり、その機能は、これ らスイッチング・デバイスの相毎対（ｐｅｒ−ｐｈａｓｅ　ｐａｉｒｓ）のいず れか１つによって遂行しても差し支えない、このようにして直流／３相交流変換 を遂行する電力コンバータ回路８０は、Ｕ！Ｊ６に図解されている。この回路に は、直流電圧Ｖ、の電源８１、インダクタンスＬをもつ直列インダクタ８２、及 びこのインダクタ８２と共に共振回路を形成する直流バス・ターミナル８５と８ ６の間に接続されているキャパシタンスＣをもつキャパシタ８４が含まれる。イ ンバータは、直流バス・ターミナル８５と８６の間に接続され、スイッチング・ デバイス（例えば、バイポーラ型トランジスタ）８７と８８．８９と９０及び９ １と９２の相毎対（ｐｅｒ−ｐｈａｓｅ　ｐａｉｒｓ）から成り、更に、関連の 負荷インダクタンスを持つことが望ましく、そして電圧Ｖ、、Ｖ、及びｖｃが現 れる出力ライン９３．９４及び９５をもっている。再度、インバータ・デバイス ８７から９２のスイッチングが上記のように完了し、インバータ段の変調がなさ れるが、更に相毎対（ｐｅｒ−ｐｈａｓｅ　ｐａｉｒｓ）の内の１対が周期的に 同時にクローズされ、キャパシタ８４を短絡して、インダクタ８２とキャパシタ ８４から成るＬＣ共振回路中に発振を維持するため、インダクタ８２にたいして 必要とされる充電電流を与えなければならない、という要件が付加される。

３相交流／３相交流電力変換システムは、図５又は図６に示す基本的な回路から 容易に引き出し得る０図７に図解するのは、図６のシステムを利用した交流／交 流インバータであり、その中にはゲート制御のスイッチング・デバイス（例えば 、バイポーラ型トランジスタ）１０１と１０２．１０３と１０４及び１０５と１ ０６の対から形成されている制御可能式の整流コンバータを持ち、個々が直列イ ンダクタンス、例えばｔ源変圧器のリーク（ｌｅａｋａｇｅ）インダクタンスを もつ入力ライン１０７．１０８及び１０９上の入力交流電力を受け取るものであ る。入力ライン１０７．１０８及び１０９中のインダクタンスによって、整流コ ンバータは、直流バス電圧の１共振サイクル間に、共振タンク回路及び直流バス にたいして、実質的に一定不変の電流出力を与えることが可能となる。実質的に 一定不変の平均直流電圧を、直流バス・ターミナル８５及び８６に与えるために 、比較的に大きな電解フィルタ・キャパシタ１１１　（キャパシタンスはＣｆ） が、インダクタ８２と直列に接続され、更にこれら両者は、ターミナル８５と８ ６の間に接続されている。フィルタ・キャパシタ１１１は、平均電圧Ｖ、をもつ 直流電圧源として機能する。キャパシタ１１１は、スイッチング・デバイス１０ １から１０６によって構成されるコンバータから、インダクタ８２を介して送ら れてきた、一方向性のパルスによって充電される。キャパシタ８４の代替物とし て、キャパシタ１１２を、インダクタ８２と共に共振回路を形成するように、イ ンダクタ８２をまたがるように接続してもよい０図７の回路は、インダクタ８２ とキャパシタ８４（又はキャパシタ１１２）から成る共振タンク回路中の発振を 、直流バス・ターミナル８６に分路を付けるために、インバータのスイッチング ・デバイス８７から９２までの相銀対（ｐｅｒ−ｐｈａｓｅ　ｐａｉｒｓ）０１ つを選択的にオンさせることによって駆動し、これによって、キャパシタ８４の 両側に電圧が発生するに充分な電流をインダクタ中に蓄積するように、キャパシ タ１１１はインダクタ８２を介して放電し、更にこれによって出力バス・ターミ ナル８５及び８６における電圧が、サイクル毎にゼロになるように通用される。

この代替案としては、１つの分離す他スイッチング・デバイス１１３を、直流バ ス・ターミナル８５と８６の間に接続して、図５の直列リンク回路６０のように して、この機能を遂行してもよい、全てのゲート制御スイッチング・デバイスを 、直流バス・ターミナル８５と８６間の電圧がｏｖになる時点でスイッチングす ることによって、実質的にスイッチング・ロスがゼロになる。本回路は、見れば 分かるように、完全に対称的であり、全く再生的であり、これによって入力ター ミナル１０７から１０９と負荷ターミナル９３から９５との間で、どちらの方向 にも電力を切り換えることが可能となる。複数の重要な長所が、この回路の特徴 を成している。従来の電圧源インバータ（これには通常、整流コンバータの出力 部に、キャパシタ１１１のような電解フィルタ・キャパシタが含まれる）に１つ の小さいインダクタ及び１つの小さなキャパシタを付加することによって、スイ ッチング・ロスは実質的に除去され、インバータ効率およびスイッチング周波数 を大幅に増加することが可能となる。電流１、−１．を能動的に制御することに よって、個々の共振サイクルが同じ初期状態において開始することが確実となる 。従って、共振サイクルは、直流リンク電流であるＩにの実際値とは無関係に、 遠来的に制御される。この結果、持続されている直流バス変調は実質的にはなに も無くなり、共振エレメントの寸法は小さいものとなる。

図１．２及び４から７に示されている共振回路構成は、たんに図解しただけであ り、他の多くの等個構成が存在することを理解すべきである０例えば、図５と６ の回路においては、キャパシタ６３及び８４を移動させて、各々インダクタ６２ 及び８２に並列に接続させてもよい０図７の回路においては、キャパシタ８４を 分割して、等価の複数キャパシタンスを、ゲート・ターンオフのデバイス８７か ら９２の間に接続してもよい。

スイッチング・ロスが実質的に除去されるため、本発明による電力コン、バーク は、従来のコンバータより、実質的により効率的である０例えば、１５０Ｖの直 流電源電圧で動作し、２９ｋＨｚ　（４，５ｋｌｌ定格）のスイッチング周波数 で電流値が３０Ａであり、立上り時間が１マイクロセコンドで下降時間が２マイ クロセコンドのスイッチング・トランジスタを使用し、更に関連インダクタンス が５マイクロへンリであるところの、容量が０．２マイクロフアラツドのスナバ ・キャパシタをもつ、標準的な従来のパルス幅変調コンバータにおいては、スイ ッチング・ロスを含めた全電力消費量が６３０ワツトであり、効率は８７％であ る０図２に示す形態をもち、更に同一のトランジスタ・スイッチ並びに３．２マ イクロフアラツドの共振キャパシタ及び１９，８マイクロへンリの共振インダク タをもつＨブリッジの共振インバータを利用すると、全電力消費量は３３０ワツ トであり、効率は９３．１％である０図５に示すタイプのもので、同一のトラン ジスタ・スイッチ並びに０．７５マイクロフアラツドの共振キャパシタ及び８５ マイクロヘンリのインダクタをもつ単一トランジスタ直流リンク・インバータの 場合、ＬＣ共振回路中で消費される電力は、効率が９７．１％の場合で１３３ワ ツトである。デバイスの動作特性に対する唯一の大きな制限は、スイッチング・ デバイスは、直流電源電圧の少なくとも２倍あってスイッチング過渡状態の間、 デバイスに印加されるピーク電圧を処理することが可能でなければならない、と いう点である。スイッチング・ロスが実質的にゼロであるので、誘導ロスをその 分だけ大きくすることが可能であり、その結果スイッチング・デバイスを、その 最適な温度定格値で使用できる。デバイスを介してこのようにより大きな電流を 引くことができることが、増大したスイッチング過渡状態電圧に耐えるために必 要とされるより大きな電圧定格を補償する。勿論のことだが、スイッチング・デ バイスは、デバイスに過剰な過渡電流が印加されない限り、実質的にゼロ、すな わちＯｖを数ボルト上回る直流バス電圧でスイッチングされ得る。スイッチング が、ｏｖという理想的な状態から更に実行されるにつれて、スイッチング・ロス も、それに釣り合って増大し、効率は減少する。更にその上、図８の波形中に図 解されているように、一度直流バス電圧がゼロになってスイッチングが起こると 、直流バス上の電圧は、デバイスの全てのスイッチングが完了するまでは、ゼロ にとどまる。バイポーラ接合トランジスタ、ゲート・ターンオフ・サイリスク、 パワーＦＥＴ（ＦｉｅｌｄＥｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ　：　＠界効果 トランジスタ）を含め、利用可能な様々なデバイスが入手できる。

上述の検討から明らかなように、直流バス・ターミナル間の電圧が、ゼロに帰還 するように、ＬＣ共振回路の安定した発振を維持するための、様々な手段がある 。これらの手段には、図２のＨブリフジ、図５の単一トランジスタ・スイッチ、 更に図５のスイッチの機能を、インバータ中のスイッチング・デバイスの対によ って実行されるような図６に示すシステム等が含まれる０図５に示す回路に関し て言えば、制御シーケンスは、単一スイッチの場合および、スイッチがインバー タに内蔵されている場合の双方の場合に付いて図解することが可能である。初期 状態においては、華−スイッチ６４又は、７０と７１．７２と７３及び７４と７ ５のスイッチ対の内の１つは、１［６１からの電圧Ｖ、が印加されている間は、 オンのままである。直流バス・ターミナル６５及び６６が共に短絡されている状 態においては、時間が経つにつれて、これらターミナル間の電圧はゼロに等しく なり、インダクタ電流■、は直線的に増加する。電流差（ＩＬ−ＩＸ）は、直流 バス・ターミナル間の電圧をゼロにするに充分な程に、キャパシタを放電させる ことが可能であることを保証する最少計算値Ｉ　＋ａｉ、、を上回って、キャパ シタ充電用の電流が増大する時点を判断するために、（単一スイッチ６４が使用 されている、図５の回路の場合には）監視される。直流バスを短絡するためにス イッチ対を使用する場合には、他方のスイッチ対中の電流は、キャパシタ充電用 電流を決定するにあたって、考慮されるべき要因であるｍＮ流がＩ　ｍｉｎに達 したら、スイッチ６４　（又は、相銀デバイス（ｐｅｒ−ｐｈａｓｅ　ｄｅｖｉ ｃｅｓ　）の等価対の内の１つ）が、共振サイクルを開始させるために（直流バ ス電圧がゼロになった時点で）オフにされる。適切なスイッチ７０から７５も、 ターミナル７７がら７９上に出力電圧を与えるために、必要に応じて適当なシー ケンスでオンさせて、直流バス・ターミナル間の電圧が、ｏＶに帰還する。

バス・ターミナル間の電圧ｖ０がＯＶに帰還すると、スイッチ６４（又は、イン バータ中の等価スイッチ対）をオンすることが可能になり、スイッチ７０から７ ５までのいずれ又は全てを、制御変調器からの制御信号に従って、（必要に応じ て）オンすることが可能となる。使用され得る１つの制御変調器の実現物は、図 １に示すデルタ変調器であり、これは、相銀の希望の基準信号と積分パルス幅変 調された出力とを比較し、積分器１１５及び比較器１１６にたいして誤差信号を 与える。インバータ・デバイス７０から７５のスイッチングは、直流バス電圧が 実質的にゼロになった時に、パルスを与える信号によってクロック駆動されるフ リップフロツブ１１７に比較８１１６の出力を通過させることによって、ターミ ナル６５と６６間のバス電圧■がゼロになる時点に自身が同期されている発振ス イッチ６４のスイッチングに同期している。

単一発振トランジスタロ４及びインバータ・トランジスタ７０がら７５までのス イッチングを制御し、図１１の変調器構造を内蔵する制御システムの１例を、図 ９に示す。インダクタ電流１１％負荷電流Ｉｘ、直流バスのターミナル６５と６ ６間の電圧Ｖ０及び位相電圧または位相電流が監視される。インダクタ電流ＩＬ と負荷電流ｒｘとの差は、発振を維持するために必要とされる最少計算電流値■ □７から引かれる。この差は、それが負の値である時に、出力をスイッチングす る比較器１２０に与えられる。直流バスの電圧Ｖは、このバスの電圧がゼロにな るとスイッチングする比較器１２１に与え得られる。比較器１２０及び１２１の 出力は、これら双方の比較器からの条件が満足された時に、様々なスイッチをタ ーンオンさせる出力エネイブル信号又はターンオン信号を与えるために、これら の信号を使用するロジック・タイミング回路１２２に与えられる。

回路１２２からのターンオン信号は、比較器１２０の状態が変化するまでは、ス イッチ６４がオンであるように、スイッチング６４に適当なゲート駆動信号を与 えるゲート回路１２３に与えられる。従ってこれにより、発振を維持するに充分 な、インダクタ６２及びキャパシタ６３から成るＬＣ共振回路の励起が保証され る。インバータは、電圧基準値または電流基準値を個々の相の電圧または電流と 比較して、更に、図１に示すように実現され得る変調器１２５に与えられ、従来 の方式で制御される。変調された出力信号は、ラッチ１２６の出力変化を、直流 バスの電圧がゼロになるタイミングに同期させる論理回路１２２からの同期信号 を受信する当該ランチ１２６に与えられる。ランチ１２６の出力は、適当なゲー ト駆動（ｇａｔｉｎｇ　ｄｒｉνｅｓ）を、スイッチング・デバイス７０から７ ５のゲート入力に与えるゲート回路１２７に与えられる。

単一スイッチ６４の機能が、図７の回路中に示すように一連のデバイス対７０と ７１　（ｓ、　、　ＳＪ　）、７２と７３　（Ｓｔ　、　Ｓｓ　）又は７４と７ ５　（ＳＪ　、Ｓ、）によって実行されるような電力インバータの場合、追加の 制御回路が、スイッチ７０から７５への短絡ゲート信号をシーケンスするために 必要である。これらの制御機能を実行するための１つの制御回路を、図１０に示 す。上述のように、インダクタ電流■、と負荷電流Ｉ８　（非短絡スイッチ中の 電流の要因である）との差の値は、計算値１．Ｉ、、から引かれ、更に全体の差 が、当該の差の値が正になったり負になったりする時にスイッチングする比較器 １３０に与えられる。直流バス・ターミナル間の電圧■、□も、このバス電圧が ゼロになるとスイッチングする比較器１３１に与えられる。比較器１３０及び１ ３１の出力は、シーケンス制御・ランチ回路１３３に同期信号を与えるロジック ・タイミング回路に与えられる０個々の相における、電圧または電流基準値と実 際の電圧または電流との差は、図１の変調器構造のような、なんらかの適切な設 計の変調器１３４に与えられ、更にこの変調器の出力は、シーケンス制御・ラン チ回路１３３に与えられる。この回路の出力は、キャパシタを短絡するためか又 は出力電圧を各相に与えるために、スイッチ７０から７５を順に放電させるため 、これらのスイッチに適当なゲート信号を与えるゲート回路１３５に与えられる 。交流入力電力を直流レベルに変換する入力変換において、ゲート制御デバイス の複数の対が利用されるような図７に示すタイプの回路の場合、整流コンバータ ・スイッチ１０１から１０６の相銀対（ｐｅｒ−ｐｈａｓｅ　ｐａｉｒｓ　）を 替わりに、キャパシタ８４を短絡するために、２つ１組になってオンさせてもよ い、いずれの場合においても、システムが正確に動作するためには、負荷に供給 される電力に、変換システム中のロスを足した値が、電力システム・ラインから の電力入力に等しくなければならない。適当に立案された制御方式であれば、交 流電力ライン側と負荷側の双方において倍振動を最少化し、更に、交流電源側に おいては、単位力率で動作する。瞬時入力電力と、出力電力とロスの瞬時和との 差を最少にして、システムの要求するエネルギ蓄積量が最少であり、比較的に小 さなフィルタ・キャパシタ１１１を必要とするだけであるように、コントローラ が動作することが好ましい。

このタイプの制御機構を用い、更に、直流リンク中で、約１３ｋＨｚ以上の共振 周波数においてスイッチングがなされると、注目すべきことには、従来のパルス 幅変調されたシステムに比較して、インバータ・モータのシステムが発生する可 聴雑音が、大幅に減少するということである。この改良は部分的には、非同期基 準値およびバス発振周波数による。出力信号の非静止特性のためである。正常動 作条件下においては、可聴周波数領域での、インバータの線間電圧にはなんら大 きなスペクトル倍振動成分も観察されない０本発明によるモータ・インバータ結 合は、従来のＰＷＭシステムに付きものの、極めて大きな“ひゅ−ひゅ−”雑音 （ｗｈ　１ｎｅ）は無く、代わりに比較的に低いレベルのヒス雑音（ｈｉｓｓｉ ｎｇ　５ｏｕｎｄ　）を発生させるだけである。低い雑音レベルは、モータ巻線 が経過した時間に対する電圧変化は、従来のＰＷＭシステムに比較して、現在の モータ・インバータ・システムの方がはるかにゆるやかである、という事実にも 部分的に原因があると信じられる。

現在の変換システムの明白な効率上の長所（スイッチング・ロスが実質的にゼロ である）に加えて、スイッチング・ロスを除去することによって、スイッチング ・トランジスタが必要とするヒート・シンクの寸法および費用を大幅に減少させ 、又はその替わりに、所与のデバイス中で許容される導電ロスを増加させ、これ によって所与の周波数における当該システムの有効電流搬送能力を増加させるこ とも可能である。

図８に示す波形から注意を促されるように、有効直流電源電圧■、の２，５倍か ら３倍あるスイッチング・デバイス電圧ストレスは、時々、スイッチング・デバ イスに印加されることがある。従って、デバイスの電圧定格は、これらのストレ スに充分に耐えられる値でなければならない。共振直流リンク・インパークの場 合の電圧ストレスは、直列リンク内におけるＬＣエレメントの共振作用およびイ ンバータのセクションで用いられている変調方式によるものである。

定常状態の条件下（すなわち、指定のインバータ・スイッチを用いた場合）、直 流リンク共振サイクルは、キャパシタの初期を流の固定値から通常は開始される 。これによって、たとえ変調が行われていても、“遠来”共振パルス反応が保証 される。このような条件下においては、タンク内のインダクタにおけるボルドー 秒のバランスをとるには、デバイスに印加されるピーク電圧ストレスが、少なく とも２Ｖ、の値でなければならない、過渡状態においては、瞬時電力フローが逆 流し、直流リンク電流がスイッチングして直流電源の方に流れ戻る。と、その間 ピーク電圧ストレスがその定常状態価を越える１サイクル過渡状態が得られる。

直流バスに印加される電圧ストレスは、このバスに印加されるピーク電圧を２． ５Ｖ未満に制限する受動クランプ回路（その１例は図２３に示され、更に以下に 述べる）によって制限し得る。クランプ電圧は、定常状態のピーク電圧ストレス を越える値でなければならない、Ｑ値の高いＬＣ回路を想定すると、定常状態の 条件下においては、タンク内のエネルギは、ロス（損失）の場合を除いて、保存 される。共振直流リンク・システムは、これらのロスを、バスが短絡されている 持続時間（ｄｕｒａｔｉｏｎ）を制御することを通じて、補償するように操作さ れる。希望のＯＶスイッチング条件を確立するために、直流リンク電圧がゼロに 帰還することを確実にするために、インダクタ中に充分な過剰エネルギを蓄積し なければならない、ピーク電圧が、２Ｖ未満の値に制限された場合、エネルギが 実質的に共振タンクから除去されてしまい、直流発振の継続を不可能にする。

発振は、クランピング（ｃｌａｍｐｉｎｇ）が起こる個々のサイクル間において 、クランプから共振タンクに充分なエネルギが帰還する場合には、２Ｖ未満のク ランプ電圧で持続することが可能である。

図１２に、タンク中における発振を持続することを可能にする、能動クランプ手 段を実現する、本発明によるインバータ回路を図解する。図１２の回路は、直流 バス電流■８が電流源１４０で現されている。上記の図４に示す回路と等価であ る。この回路には、直流電圧源１４１並びに、直列インダクタ１４２及びキャパ シタ１４３（後者は、ライン１４４および１４５で形成されている直流バスにま たがって接続されている）から成るタンク回路が含まれる。逆並列ダイオード１ ４７をもつトランジスタ・スイッチ１４６は、直流バスにまたがって接続され、 直流バス電圧の希望される発振値を維持するために、上述のように制御される。

その上、１つの能動クランプ手段が、タンクのインダクタ１４２にまたがって接 続されているが、これは電圧源キャパシタ１５０及び、逆並列ダイオード１５２ をもったトランジスタ・スイッチ１５１によって構成されている。クランプ・キ ャパシタＬ　５０　（ｃｌａｓｐｉｎｇ　Ｃａｐａｃｉｔｏｒ　１５０　）によ って供給される電圧は、バフテリのような電圧源によって供給しても差し支えな いとは言え、クランプ・キャパシタの方が好ましいとされるが、この理由は、ク ランプ・キャパシタは、完全に受動素子で比較的に安価であり、キャパシタ１５ ０は、以下に更に述べるように、クランプ回路が動作している間に定期的に充電 されるので、実際の電圧源を必要としないからである。キャパシタ１５０は、（ ｋ−１）Ｖ、（ここで、ｋは以下に述べるように、選択される値であり、■、は 希望の動作電圧、ここでは直流電源電圧である）に等しい値と現されている。希 望の電圧レベルにプリチャージ（ｐｒｅ−ｃｈａｒｇｅ）されるような、電解キ ャパシタであることが好ましい、勿論のことであるが、キャパシタ１５０は、図 １２に示すキャパシタ１５３によって図解される接続構成（この場合、キャパシ タ１５３は電圧値ＫＶ、にまで充電される）におけるような電圧源ではなく、グ ラウンド・レベルに接続してもよい。

直流リンク・インバータ動作に関して上述したように、直流バスは、初期状態に おいては、インダクタ１４２を介して電流をプリチャージ（ｐｒｅｃｈａｒｇｅ ）するため、トランジスタ・スイッチ１４６によって短絡されている。スイッチ １４６がオーブン（ｏｐｅｎ）されると、直流バスに印加されている電圧が、そ の固有ピーク値の方向に向かって発振する。１を圧ＫＶ、に達すると、ダイオー ド１５１は次にオンして、バス電圧をそのレベルにクランプする。ダイオード１ ５２が導通している状態では、スイッチング・デバイス１５１は次に、無損失で オンされ得る。ｉｔ流はそのフロー（流れ）の方向を最終的には、ダイオード１ ５２からトランジスタ１５１の方に切り換える。

クランプ・キャパシタ１５０が充分に大きいと仮定すると、直流バスに印加され る電圧は比較的にわずかしか上昇せず、この直流バスも、キャパシタ１５０が充 電されるにつれて、電圧レベルＫＶから少し上昇するが、この電圧レベルに効率 的にクランプされる。最終的には、キャパシタ１５０は、スイッチング・デバイ ス１５１を通じて放電し始め、自身に蓄積されていたエネルギをタンク回路に帰 還させる。クランプ・キャパシタ１５０に転送された正味の電荷がゼロである場 合、スイッチング・トランジスタ１５１はオフされ、インダクタ１５２とキャパ シタ１５３から成るタンク回路は、直流バス電圧がゼロになるまで、上述のよう に発振し、この電圧がゼロになると、トランジスタ１４６がオンとなる。同時に 、共振サイクルが、図４の回路について上述したように、再始動される０図１３ に、能動的にクランプされた共振直流リンクの場合の波形を図解する。

図１４に、スイッチング・デバイス１５５から１６０及び有効出力インダクタン ス１６１から１６３をもつ、３相の能動的にクランプされた共振直流リンク・イ ンバータの詳細に示す、この回路には、直流電圧源１６５並びに、インダクタ１ ６６及びキャパシタ１６７から成る共振タンクが含まれる。この回路は、図６の 回路について上述したように機能する。クランプ・キャパシタ１６９並びに、ト ランジスタ・スイッチ１７０及び逆並列ダイオード１７１の結合物から成る能動 クランプ回路は、インダクタ１６６にまたがって接続されて、図１２の回路中の 能動クランプの場合に述べたように’ｆｉｎする、クランプ電圧ＫＶ、は、電源 電圧Ｖ、より大きいので、この構成は、ブースト・クランプ共振直流リンク・イ ンバータ（ｂｏｏｓｔｃｌａｓｐ　ｒｅｓｏｎａｎｔ　ＤＣ１ｉｎｋ　１ｎｖｅ ｒｔｅｒ）と呼んでもよい。

３相インバータ用の能動的にクランプされた構成の１代替案を、図１５に示す、 この回路には、出力インダクタ１８１から１８３を通じて出力を供給するスイッ チング・デバイス１７５がら１８０によって構成されるインバータが含まれる。

並列に接続されたインダクタ１８５とキャパシタ１８６から成るタンク回路は、 直流バスにまたがって接続され、直流電圧源１８７から電圧を受け、図７の回路 に関して上述したように機能する。クランプ・キャパシタ１８８は、インダクタ １８５と直列に接続され、初期電圧ＫＶ、にまで充電され、更に、逆並列ダイオ ード１９１をもったスイッチング・トランジスタ１９０は、電圧′ａ１８７と直 流バスとの間に接続され、インダクタ１８５と直列であるので有効である。この 構成においては、直流バスに印加される最大電圧がＶ、を越えると、ダイオード １９１が導通ずるので、直流バス電圧は、■１にクランプされる。

このバスに印加される平均電圧は、■１未満である。この回路構成は、バンク出 力共振直流リンク・インバータ（ｂｕｃｋ　ｏｕｔｐｕｔｒｅｓｏｎａｎｔ　Ｄ Ｃ１ｉｎｋ　１ｎｖｅｒｔｅｒ）と呼んでもよい。一般に、ブースト・クランプ 構成は、利用可能な電源電圧を最大限に利用できるので、バック・クランプ構成 より好ましいとされる。これら能動的にクランプされた構成の双方共、図７の回 路を特に参照して上述したように、３相交流／３相交流変換を実現するように拡 張できることが、容易に明かである。

能動クランプ式の共振直流リンク・インバータの分析は、図１６に示す単純化さ れた等価回路を用いれば、最も良く図解される。全てのインバータ・スイッチの 位置が与えられているとしたら、共振サイクルの間を通じて、直流リンク電流を 、定電流源１．で代替してもよい、大きなりランプ・キャパシタＣＣを使用する と仮定すると、本質的に一定な、リプルの無い（ｒｉｐｐｌｅ−ｆｒｅｅ）クラ ンプ電圧ＫＶ、がその結実現れる０図１７に、重要な波形を示し、様々な動作モ ードを識別する。モード０は、インダクタ電流ｉｔ＋＝ＩＬ＋となる時にモード １に変化するが、ここで、ＩＬ、＝１つ＋１１ 更に、■、は、ＳＩをオフにするために確立される“トリップ”（ｔｒｉｐ）　 ｉｆ流のレベルである。モード１の開発時におけるＬＣ回路中にエネルギは、次 の通りである。

Ｅｌ”ＬＩＬＩ モード２は、キャパシタ電圧ｖｃＩがＫＶ、に達して、クランプ動作すると、開 始される。エネルギのバランスを用いると、次のようここで、ＩＬ２は、モード ２の開始時における、インダクタの電流である＊ＩＬ！に付いて解くと、次のよ うになる。

いては、インダクタ電流は、■４．から直線的に増大する。モード２は、キャパ シタＣｃに転送された電荷の正味がゼロになった時に終了する。これによって、 電圧Ｋｖｓが、定常状態の条件下において維持されることが保証される。モード ２が持続される時間Ｔ２は、従って次のようになる。

更に、これによってモード３の開始時におけるインダクタｔｉＯ値が次のように なる。

Ｉｔｓ”２１゜−１ｔｚ モード３は、モード１に類似した方法で分析され、モード３の終了時におけるイ ンダクタＮ流１ｔ４は次のようになる。

■、は、ロス（損失）の大きい成分をもつ現実の回路中においては、有限な値で なければならないとは言え、回路の動作は、ｒｔ＝ｏの状態での無損失動作を仮 定することによって、推定することが可能である。このような条件下においては 、ｖｃ＋”Ｏの状態でのドウエル時間（ｄｗｅｌｌ　ｔｉｍｅ）は、直流リンク 電流Ｉが一定の場合においては、ゼロにまで減少する。従って、共振リンク・サ イクルの周期は、次のような計算できる。

図１３に、Ｋの関数としての（Ｔ／２　ＬＣ）がプロットされている。に＝２の 場合には、正常で受動的にクランプされた共振直流リンク・インバータに縮退し てしまう。クランプ電圧が２Ｖ、未満に＝１の場合、ゼロに近ずく、これは、所 与の成分にたいして、それ未満では、クランプ動作は実際的でなくなるリミット が存在することを示唆するものである。

実際の共振リンク波形は、デバイスの特性によって、かなりの程度にまで調節さ れる０図１９に、直流リンク・バスの波形にたいする線形近似の１例を示す、無 損失スイッチングの目的を実行するとしたら、図１９中に示すｔ、及びｔｃの双 方が、デバイス・ターンオン及びターンオフのパラメタ１．及びｔｌよりそれぞ れ、実質的に大である必要がある。更に、システムのロスを無視したとしても、 時間ｔ４は、デバイスの記憶時間１１以上である必要がある。

単純な形状を用い、更に、インダクタＬのボルドー秒の値を等化させることによ って、ｔ、”ｔｃの場合における関係が次のようにめられる。

従って、ｔｒ　＝　ｔｒ　＝２ｕｓＴ：ｔ＊　＝１０μｓである場合、Ｋ　＝　 １．４、ｔ、＝ｔｃ＝３　ｔ、＝６＋ｃｒｓであると仮定すると、定常状態の共 振リンク周波数は１７゜８　ｋＨｚとなり、一方では、クランプ間隔ｔ、は３４ ３となる。ゼロ電圧下における逆バイスの二次降伏現象が無いとすると、蓄積時 間を大幅に減少でき、従って達成可能な最大スイッチング周波数が増加する。

単純なキャパシタ・クランプを（を電源クランプに対抗して）用いれば、蓄積さ れた電荷の正味の利得もロス（損失）も必要とされブ・キャパシタＣｃをもつ能 動クランプ式のインバータのシミュレーション結果を示す、これから分かるよう に、サイクル毎電荷バランス方式（ｐｅｒ−ｃｙｃｌｅ　ｃｈａｒｇｅ　ｂａｌ ａｎｃｅ　ｓｔｒａｔｅｇｙ）によって、システムは、単純なキャパシタ・クラ ンプで動作することが保証される、ということが分かる。実際のインバータにお いては、デバイスの蓄積時間は、あまり予測できるものではなく、従って、シス テムには、更に回路を付加することが必要となる。

この方式の代替物は、制御の瞬間が２つ存在することを実現することによって立 案することが可能である。これらの瞬時は、モードｌ及びモード３の開始によっ て示されるＳｌ及びＳ、のターンオフに対応している。２つのトリップ電流ｒｙ ＋＝　（Ｉｔ＋　Ｉ−）及び■アｇ−（Ｉｔｓ　ＩＸ）は、従って、対応する瞬 間において示すことが可能であるｅ　ＩＴ□を制御することは、直流リンク電圧 をゼロにまで共振させるために充分なエネルギをＬＣ回路がもつことを保証する ために必要である。次に、ＩＴ＋は、クランプ・キャパシタの電圧の平均値を調 整するために、単独に制御することが可能である。このように、制御点をデカッ プリング（減結合）することによって、ＡＣＲＬインバータを極めて強力に、そ して安定的に制御することが可能となる。

図２１に、インバータの動作に必要なコントローラの略ブロック図を示す、この 制御実現物においては、測定された負荷電流および負荷ｔｉの基準値は、これも また負荷電流を受けるリンク電流シンセサイザ（ｃｕｒｒｅｎｔ　５ｙｎｔｈｅ ｓｆｚｅｒ　）　２０１にたいして、出力訂正信号を供給する電流調整器に与え られる０回路２０１は、適切な変調方式を決定し、これもまたリンク電圧および 、ＫＶのフィードバック２０２に供給する。

インバータ段の制御は、直流リンクのゼロ電圧持続時間に同期される。その結果 、インバータの線間電圧によって、ディスクリート・パルスが禁止され、デルタ 変調タイプの方式がインバータ制御には適する。電圧合成の場合には、シグマ・ デルタ変調方式は指示されているように思われるが、一方、電流調整器は、電流 調整式のデルタ変調器によって実現するのが最良である。制御システム用のデル タ変調器は、一様にサンプリングされ、ゼロ・ヒステリシスのパンパン・コント ローラ（ｂａｎｇ−ｂａｎｇ　ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）のファミリに分類される ものである。デバイスのタイプが与えられると、ゼロ電圧スイッチング式の共振 リンク・インバータを利用したデルタ変調方式は、固定スイッチング式パルス幅 変調タイプの電圧源インバータに比較すると、優れた動作が可能である。ディス クリート・パルス発生技法を用いる他の変調方式も、可能である。

代替スイッチング方式の能動クランプをもつ、本発明によるインパーク装置の略 回路図を、図２２の示す。図２２の回路は、能動スイッチ１４６が除去されてい る点を除いては、図１２の回路と実質的に同一である。図２２の回路の動作にお いては、能動スイッチ１５１は、キャパシタ１４３の電圧をゼロに下降させるに 必要な最小電流以上のレベルにまで、インダクタ１４２の電流が上昇するまでは 、オンのままである。この回路のに値が、■と２の間にあれば（１，１と１．４ の間にあることが好ましいが）、キャパシタ１４３の電圧をＫ　Ｖ　ｓに戻すに 充分なエネルギが常に存在することになるが、この電圧レベルにおいては、能動 クランプの動作を始動することが可能である。この能動クランプ中のスイッチ１ ５１のりる。３相ブリフジ中にある複数の逆並列ダイオードが、図２２に示す単 一ダイオード１４７の機能を果たすので、図１４のインバータも、このモードで 動作させ得る、ということは注目してもよい、このモードで動作している時は、 トリップ電流が自動的にゼロに設定される。

好ましいことではないが、本発明によるインバータは、直流バスに印加される電 圧を受動的にクランプすることによって、動作させることが可能である。このよ うな受動的クランプの１例が、電圧源２１０、共振タンク・インダクタ２１１、 共振タンク・キャパシタ２１２（これは、直流バスにまたがって接続されている ）、有効出力電流の役を果たす電流源２１３及び、直流バスにまたがって接続さ れている逆並列ダイオード２１５をもつ能動スイッチ２１４を持つ図２３に示す 回路中に図解されている。１つの変圧器が、その一端を２１８（−次側であるか 二次側であるかを問わず、インダクタ２１１と並列に）に接続され、その他端を 、クランプ・ダイオード２２０と直列に、電源２１０にまたがって２１９に接続 されている。

クランプ電圧は、定常状態のピーク電圧ストレスより大きい値でなければならな い、高Ｑ値のＬＣ回路を想定すると、定常状態の条件下においては、タンク内の エネルギは、抵抗ロスの場合を例外として、保存される０次に、共振直流リンク ・システムは、直流バスが短絡されている時間を制御することによって、これら のロスを補償するように操作される。望まれるゼロ電圧スイッチングを確立する ように、直流リンク電圧がゼロに帰還することを確実にするために、充分な量の 過剰エネルギを直積しなければならない、従って、もしピーク電圧ストレスが、 ２Ｖ１未満の値に制限されると、抵抗ロスされる受動クランプによってエネルギ が失われ、その結果直流バス発振の継続が不可能になる程に、共振タンクから不 足分のエネルギが除去されることになる。従って、図２３に図解されているよう な受動クランプを、最大電圧ストレスを２Ｖ、と２．５Ｖ、の範囲に制限するこ とが望ましい場合に、用いることができる。

本発明は、ここに開示した複数の特定の実施例に限られるものではなく、次に示 す請求の範囲に入るような当該実施例の変更態様をも含むものであることが理解 される。

′３２ 浄書（内容に変更なし） ＦＩＧ、８ ＦＩＧ、ＩＩ 浄告（内容に変更なし） Ｆ、ＩＧ、１０ ＦＩＧ、２３ 平成元年　月　日 特許庁長官　吉　１）文　夫　殿 １、事件の表示　ＰＣＴ／ＵＳ　８７１０２４８９２、発明の名称　静電電力変 換の方法および装置３、補正をする者 事件との関係　出願人 ５、補正命令の日付　平成元年１月１７日６、補正の対象　特許法第１８４条の ５第１項の規定による書面の特許出願人の欄 国際調査報告

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．第一の周波数における入力電力を変換するために適用される電力コンバータ （電力変換器）であり、 （ａ）第一の周波数における入力電力を受け取り、第一の周波数よりかなり高い 第二の周波数において、循環的に０Ｖに達する直流バス（直流母線）上の一方向 性の出力電圧を与える手段であり、電力を受け取る当該手段が、相互に接続され たインダクタ及びキャパシタをもった共振回路並びに、直流バスの電圧が、発振 の個々のサイクル間に少なくとも一度は０Ｖになるように、入力電力を整流し、 この整流された電力を共振回路に与えて、第二の周波数において安定して発振す るコンバータ手段を含み；そして、 （ｂ）第二の周波数よりかなり低い第三の周波数における、直流バスからの直流 電力を交流電力に変換する目的で、直流バスから電力を受け取り、その中に複数 のスイッチング・デバイスを持ち、当該インバータ手段中の当該スイッチング・ デバイスが、直流バスの電圧が、実質的に０Ｖになる時にだけスイッチングされ ることを特徴とする、電力コンバータ。 ２．直流バスに印加される電圧を、選択された最大レベルに制限するクランプ手 段（ｃｌａｍｐｉｎｇ　ｍｅｎａｓ）を更に含むことを特徴とする、請求の範囲 第１項記載の電力コンバータ。 ３．クランプ手段に、共振回路が安定して発振できるように、発振の個々のサイ クル中において、共振回路に充分なエネルギを帰還させるための手段が含まれる ことを特徴とする、請求の範囲第２項記載の電力コンバータ。 ４．並列接続されたダイオード及び制御可能スイッチング・デバイスと直列に接 続され、選択された電圧にまでプリチャージ（ｐｒｅ−ｃｈａｒｇｅ）されるク ランプ・キャパシタが、クランプ手段に含まれ、更にこのクランプ手段が、共振 回路のインダクタにまたがって接続され、更にまたインダクタに印加された電圧 が、キャパシタ上の電荷による電圧値を越えるまでは、このダイオードの極性が 、充電されたキャパシタによつてバイアス・オフされることを特徴とする、請求 の範囲第３項記載の電力コンバータ。 ５．直流バスの電圧が実質的に電圧値ＫＶ（ここでＶは選択された希望の動作電 圧、Ｋは２未満で１より大きい選択された定数）に制限されるように、クランプ ・キャパシタが、電圧値（Ｋ−１）Ｖにまでプリチャージされることを特徴とす る、請求の範囲第４項記載の電力コンバータ。 ６．共振回路のインダクタとは直列に接続され、同じ共振回路のキャパシタとは 並列に接続されたクランプ・キャパシタ及び、共振回路と直列に接続されている 制御可能スイッチング・デバイスが、クランプ手段に含まれており、更にクラン プ・キャパシタが、選択された電圧にまでプリチャージされることを特徴とする 、請求の範囲第３項記載の電力コンバータ。 ７．直流バスの電圧が、実質的に電圧Ｖ（ここで、Ｖは選択された希望の動作電 圧）に制限されるように、クランプ・キャパシタが、電圧ＫＶ（ここで、Ｋは１ 未満の選択された定数）にプリチャージされることを特徴とする、請求の範囲第 ６項記載の電力コンバータ。 ８．共振回路を発振させるための手段に、この共振回路のキャパシタにまたがっ て接続されている１つの制御可能スイッチング・デバイス並びに、キャパシタの 電圧が実質的にゼロになつた時点で、このスイッチング・デバイスをスイッチン グさせるため、更に共振回路における安定した発振を雄持するためにキャパシタ の電圧をゼロにまで駆動するに充分なレベルの電流をインダクタ中に与えるに充 分な時間、キャパシタを分路するための手段が含まれることを特徴とする、請求 の範囲第１項記載の電力コンバータ。 ９．共振回路を発振させるための手段に、Ｈブリッジにまたがって接続されたこ の共振回路のインダクタ及びキャパシタを持つこのＨブリッジの構成中の直流バ スに接続されている４つの制御可能スイッチング・デバイスが含まれることを特 徴とする、請求の範囲第１項記載の電力コンバータ。 １０（ａ）可直流電力入力を受け取るために適用された１つのインダクタ、この インダクタに接続された１つのキャパシタ及び、自分自身から出力電圧を与える ための直流バスを含む共振回路；（ｂ）共振回路をその共振回路周波数において 安定して発振させるため及び、直流バスに印加される電圧を、ある平均直流レベ ルに維持し更に、共振回路の発振の個々のサイクル中に少なくとも１回は０Ｖに するための手段；及び、（ｃ）直流バス上の電圧を受け取るために接続され、こ のバス上の電圧が実質的にゼロになった時にだけスイッチングされるスイッチン グ・デバイスを含むことを特徴とする、直流電力を交流電力に変換する電力コン バータ。 １１．直流バスに印加される電圧を、選択された最大レベルに制限するためのク ランプ手段を含むことを特徴とする、請求の範囲１０項記載の電力コンバータ。 １２．共振回路が安定して発振できるように、動作の個々のサイクル中で共振回 路に充分なエネルギを帰還させるための手段を、クランプ手段が含むことを特徴 とする、請求の範囲第１１項記載の電力コンバータ。 １３．並列接続されたダイオード及び制御可能スイッチング・デバイスと直列に 接続され、選択された電圧にまでプリチャージされるクランプ・キャパシタが、 クランプ手段に含まれ、更にこのクランプ手段が、共振回路のインダクタにまた がって接続され、更にまたインダクタに印加される電圧が、キャパシタ上の電荷 による電圧を越えるまでは、このダイオードの極性が、充電されたキャパシタに よってバイアス・オフされることを特徴とする、請求の範囲第１２項記載の電力 コンバータ。 １４．直流バスの電圧が、電圧ＫＶ（ここで、Ｖは選択された希望の動作電圧で 、Ｋは２未満で１より大きい選択された定数）に実質的に制限されるように、ク ランプ・キャパシタが、（Ｋ−１）Ｖにまでプリチャージされることを特徴とす る、請求の範囲第１３項記載の電力コンバータ。 １５クランプ手段が、共振回路のインダクタとは直列に接続され、同じ共振回路 のキャパシタとは並列に接続されているクランプキャパシタ及び、共振回路と直 列に接続されている制御可能スイッチング・デバイスを含み、更にこのクランプ ・キャパシタが、選択された電圧レベルにまでプリチャージされることを特徴と する、請求の範囲第１２項記載の電力コンバータ。 １６．直流バスの質圧が、電圧Ｖ（ここでＶは選択された希望の動作電圧）に実 質的に制限されるように、クランプ・キャパシタが、電圧ＫＶ（ここで、Ｋは１ 未満の選択された定数）にまでプリチャージされることを特徴とする、請求の範 囲第１４項記載の電力コンバータ。 １７．直流バスにまたがって接続され、更に発振サイクル中にキャパシタを０Ｖ にまで駆動するに充分な電流をインダクタ中に発生させるために、直流バス電圧 がゼロになつた時点においてスイッチングされるスイッチング・デバイスが、共 振回路を発振させるための手段に含まれることを特徴とする、請求の範囲第１０ 項記載の電力コンバータ。 １８．インバータ中に存在し、発振サイクル中にキャパシタの電圧をゼロに駆動 するに充分な電波をインダクタ中に発生させるために、キャパシタを分路するよ うに同時にスイッチングするように制御されたスイッチング・デバイスの対が、 共振回路を発振させるための手段に含まれることを特徴とする、請求の範囲第１ ０項記載の電力コンバータ。 １９．インバータに、直流バスにまたがって接続された直列接続のゲート・ター ンオフ・スイッチング・デバイスの対が含まれ、更に個々のゲート・ターンオフ ・デバイスは、ゲート・ターンオフデバイスの対間の電圧力、共振回路の発振周 波数よりかなり低い希望の周波数において、時間の関数として、循環的に変化す るように、直流バス電圧が実質的にゼロになった時だけオン、オフされることを 特徴とする、請求の範囲第１０項記載の電力コンバータ。 ２０．共振回路を発振させる手段が、発振サイクル中で、キャパシタ電圧がゼロ にまで駆動できるように、共振回路のインダクタ中に充分な電流を発生させるた めに、共振回路のキャパシタに分路を与えるように、インバータ内の選択された ゲート・ターンオフ・デバイスの複数の対を同時にオンさせることを特散とする 、請求の範囲第１９項記載の電力コンバータ・２１．（ａ）交流零圧システムか ら交流電力を受け取り、更に出力時にこの交流電力を一方向性の電力に整流する ようにスイッチングされる、ブリッジ構成中のスイッチング・デバイスの複数の 対を含み、更に、交流電力システム入力ラインとその一方向性出力間に接続され たインダクタンスを含むコンバータ；（ｂ）ブリッジ・コンバータのスイッチン グ・デバイスの出力に接続されたインダクタ及びキャパシタ並びに、このインダ クタに直列に接続された電源キャパシタを持ち、更に直流出力バスが自身に接続 されている共振回路；及び、（ｃ）直流出力バスに印加される電圧が、発振の個 々のサイクル中で少なくとも１度は０Ｖになるように、そして更に電源キャパシ タ及び直流バスの双方に平均電圧が印加、維持されるように、共振回路を、その 共振周波数以下で、安定して発振させるための手段を特徴とする、共振直波電源 。 ２２．直流バスに印加される電圧を、選択された最大レベルに制限するためのク ランプ手段を特徴とする、請求の範囲第２１項記載の電源。 ２３．クランプ手段に、共振回路が安定して発振できるように、発振の個々のサ イクル中に、共振回路に充分なエネルギを帰還させる手段が含まれることを特徴 とする、言寿求の範囲第２２項記載の電源。 ２４．クランプ手段に、共振回路と直列に接続された制御可能スイッチング・デ バイスに直列に接続されたクランプ・キャパシタとして作用する電源キャパシタ が含まれ、更にこのクランプ・キャパシタが、選択された電圧レベルにまてプリ チャージされることを特徴とずる、請求の範囲第２３項記載の電源。 ２５．直流バスの電圧が、電圧Ｖ（ここで、Ｖは選択された希望の動作電圧）に 実質的に制限されるように、ＫＶ（ここで、Ｋは１未満である選択された定数） にまで、クランプ・キャパシタがプリチャージされることを特徴とする、請求の 範囲第２３項記載の電源。 ２６．共振回路を発振されるための手段に、直流バスにまたがって接続されたス イッチング・デバイス並びに・共振回路中において定常的な発振を維持するため に、直列バスに印加される電圧がゼロになった時にスイッチングするように、ス イッチング・デバイスのスイッチングを制御するための手段が含まれることを特 徴とする、請求の範囲第２１項記載の電源。 ２７．共振回路を発振させるための手段に、共振回路中において定常的な発振を 維持するため、直列バスに印加される電圧がゼロになった時にスイッチングされ る、直列バスにまたがって接続されたスイッチング・デバイスの複数の対が含ま れることを特徴とする、請求の範囲第２１項記載の電源。 ２８．ブリッジ・コンバータ中のスイッチング・デバイスが、ゲートターンオフ 式のデバイスであり、直流バスに印加される電圧がゼロになった時にスイッチン グするように制御されることを特徴とする、請求の範囲第２１項記載の電源。 ２９．（ａ）直流出力電力を与える電源手段；（ｂ）電源手段から直流電力を受 け取り、更に直流バスに対して直流電圧を与えるために、相互に接続されている インダクタ及びキャパシタを持つ共振回路； （ｃ）共振回路を、その発振の個々のサイクル中において、直流バス上の電圧が 、少なくとも１回ゼロになるように、その共振周波数以下において、安定して発 振させるための手段；及び （４）直流バス上の電圧を受け取るように接続され、この直流バスに印加される 電圧が実質的にゼロになった時にだけスイッチングされるスイッチング・デバイ スを持つインバータを特徴とする、電力コンバータ。 ３０．直流バスに印加される電圧を、選択された最大電圧レベルに制限するため のクランプ手段を含むことを特徴とする、電力コンバータ。 ３１．クランプ手段に、共振回路が安定して発振できるように、発振の個々のサ イクル中において、直流バスに、充分なエネルギを帰還させるための手段が含ま れることを特徴とする、請求の範囲第３０項記載の電力コンバータ。 ３２．クランプ手段が、選択された電圧にまでプリチャージされるクランプ・キ ャパシタを含み、並列に接続されたダイオード及び制御可能スイッチング・デバ イスに直列に接続され、更に共振回路のインダクタにまたがって接続され、更に またインダクタに印加される電圧が、キャパシタの電化による電圧を越えるまで 、このダイオードの極性が、充電されたキャパシタによってバイアス・オフされ ることを特徴とする、請求の範囲第３１項記載の電力コンバータ。 ３３．直流バスの電圧が、ＫＶ（ここでＶは選択された希望の動作電圧であり、 Ｋは２未満で１より大きい値の選択された定数）に実質的に制限されるように、 クランプ・キャパシタが、電圧（Ｋ−１）にまでプリチャージされることを特徴 とする、請求の範囲第３２項記載の電力コンバータ。 ３４．クランプ手段に、共振回路のインダクタには、直列に接続され・同じ回路 のキャパシタには並列に接続されたクランプ・キャパシタ及び、共振回路に直列 に接続された制御可能スイッチング・デバイスが含まれ、更にこのクランプ・キ ャパシタが、選択された電圧レベルにまでプリチャージされることを特徴とする 、請求の範囲第３１項記載の電力コンバータ。 ３５．直列バス電圧が、電圧Ｖ（ここで、Ｖは選択された希望の動作電圧）に、 実質的に制限されるようにクランプ・キャパシタが、電圧ＫＶ（ここで、Ｋは１ 未満の値の選択された定数）にまでプリチャージされることを特徴とする、請求 の範囲第３４記載の電力コンバータ。 ３６．直流バスにまたがって接続され、共振回路中に定常発振を維持するために 、充分な電流をインダクタ内に発生させる目的で、直流バスに印加される電圧が ゼロになったらスイッチングするように制御されるスイッチング・デバイスが、 共振回路を発振させるための手段に含まれ、この共振回路のキャパシタに印加さ れる電圧が、発振の個々のサイクル中において少なくとも１回は０Ｖになること を特徴とする、請求の範囲第２９項記載の電力コンバータ。 ３７．共振回路中に安定的な発振を維持するために、充分な電流をインダクタ中 に発生させるように、直流バスに印加される零圧がゼロになったらスイッチング される、直流バスにまたがって接続されたスイッチング・デバイスの直列に接続 された複数の対が、共振回路を発振させるための手段に含まれ、更にこの共振回 路のキャパシタに印加される電圧が、発振の個々のサイクル中においてゼロにな ることを特徴とする、請求の範囲第２９項記載の電力コンバータ。 ３８．インバータが、直流バスにまたがって接続されているゲート・ターンオフ のスイッチング・デバイスを含み・更にゲート・ターンオフ・デバイスの個々が 、ゲート・ターンオフ・デバイスの複数の対の間の笠圧が、希望の周波数におい て、時間の関数として循環的に変化するように、直流バス電圧が実質的に０Ｖに なった時だけオン、オフされることを特徴とする、請求の範囲第２９項記載の電 力コンバータ。 ３９．共振回路の安定した発振を維持するため・充分な電流を共振回路のインダ クタ中に発生させるように、直流バスに分路を設けるために、ゲート・ターンオ フ・デバイスの選択された複数の対を同時にオンさせるための手段が、共振回路 を発振させるための手段に含まれ、更にこの共振回路のキャパシタに印加される 電圧が、発振の個々のサイクルの中において、少なくとも１回はゼロになること を特徴とする、請求の範囲第３８項記載の電力コンバータ。 ４０．電源手段が、ブリッジ構成中において、交流電力源に接続されているスイ ッチング・デバイスの複数の対を含み、共振回路にたいして直流電力を与えるた めに接続されている出力を持ち、更にこのスイッチング・デバイスが、励振を維 持するために共振回路に平均電圧が与えられるようなシーケンスでオン、オフさ れることを特徴とする、請求の範囲第２９項記載の電力コンバータ。 ４１．電源手段の中に存在するスイッチング・デバイスが、直流バス電圧が実質 的にゼロになった時だけスイッチングされることを特徴とする、請求の範囲第３ ９項記載の電力コンバータ。 ４２．電源手段が、第一の周波数において交流電力を受け取り、更に共振回路が 、第一の周波数よりかなり高い第二の周波数において発振し、更にまた第二の周 波数よりかなり低い第三の周波数において、インバータが交流出力電力を与える ことを特徴とする、請求の範囲第２９項記載の電力コンバータ。 ４３．共振回路の発振周波数が、インバータからの交流出力電力の周波数の少な くとも１０倍であることを特徴とする、請求の範囲第４２項記載の電力コンバー タ。 ４４．共振回路の発振周波数が、少なくとも１８，０００Ｈｚであることを特徴 とする、請求の範囲第４２項記載の電力コンバータ。 ４５（ａ）第一の周波数において交流電力を受け取り、直流の出力電力を与える 電源手段； （ｂ）電源手段から直流電力を受け取り、直流バスに直流電圧を与えるために、 相互に接続されたインダクタ及びキャパシタを持つ共振回路； （ｃ）共振回路を、その発振の個々のサイクル中において少なくとも１回は、直 流バスの電圧がゼロになるように、第一の周波数よりかなり高い第二の周波数に おいて、その共振周波数以下で安定して発振させる手段； （ｄ）直流バス上の電圧を受け取るように接続され、更に第二の周波数よりかな り低い第三の周波数において交流出力電力を与えるために、直流バスに印加され た貧圧が実質的にゼロになった時だけスイッチングされる、スイッチング・デバ イスを持つインバータ：及び、 （ｅ）直流バスに印加される電圧を、選択された最大レベルに制限するクランプ 手段を特徴とする、電力コンバータ。 ４６．共振回路が安定して発振できるように、発振の個々のサイクル中において 、充分なエネルギを共振回路にたいして帰還させるための手段が、クランプ手段 に含まれることを特徴とする、請求の範囲第４５項記載の電力コンバータ。 ４７．並列に接続されたダイオード及び制御可能スイッチング・デバイスにたい して直列に接続され、選択された電圧にまでプリチャージされるクランプ・キャ パシタが、クランプ手段に含まれ、このクランプ手段は、共振回路のインダクタ にまたがって接続されており、更にインダクタに印加された電圧が、キャパシタ 上の電荷による電圧値を越えるまで、このダイオードの極性が、この充電された キャパシタによってバイアス・オフされることを特徴とする、請求の範囲第４６ 項記載の電力コンバータ。 ４８．直流バス電圧が、電圧ＫＶ（ここで、Ｖは選択された希望の動作電圧）に 実質的に制限されるように、クランプ・キャパシタが、電圧（Ｋ−１）Ｖ（ここ で、Ｋは２未満で１より大きい値の選択された定数）にまでプリチャージされる ことを特徴とする、請求の範囲第４７項記載の電力コンバータ。 ４９．クランプ手段に、共振回路のインダクタには直列に接続され同じ共振回路 のキャパシタには並列に接続されたクランプ・キャパシタ及び、共振回路と直列 に接続された制御可能スイッチング・デバイスが含まれ、更にこのクランプ・キ ャパシタが、選択された電圧レベルにまでブリチャージされることを特徴とする 、請求の範囲第４６項記載の電力コンバータ。 ５０．直流バス電圧が、電圧Ｖ（ここで、Ｖは選択された希望の動作筆圧）に実 質的に制限されるように、クランプ・キャパシタが、電圧ＫＶ（ここで、Ｋは１ 未満の値の選択された定数）にまでプリチャージされることを特徴とする、請求 の範囲第４９項記載の電力コンバータ。 ５１．共振回路からの出力電圧がインバータに与えられるように、ゲート・ター ンオフのスイッチング・デバイスを持つインバータに、共振回路が接続されるこ とを特徴とする、一方向性の電力を受け取るインダクタ及びこのインダクタに接 続されたキャパシタから成る共振回路において安定な発振を維持する方法であり 、更に、（ａ）インダクタから電流をキャパシタの回りに分路させ、次にこのイ ンダクタからの電流がキャパシタ及びインバータに流れ込めるように分路をオー プンし、更に、分路を除去した時に、キャパシタに印加されている電圧が共振サ イクルの終了点においてゼロになるように騒動されるように、充分な電流をイン ダクタ内に蓄積するために、充分な時間にわたって、キャパシタが分路されるス テップ；及び、 （ｂ）共振回路からインバータに与えられた電圧が、実質的にゼロになった時だ け、インバータのスイッチング・デバイスをオン、オフにスイッチングするステ ップを特徴とする方法。 ５２．キャパシタに印加される電圧が実質的にゼロになった時だけ、分路が、キ ャパシタに与えられたり、除去されたりすることを特徴とする、請求の範囲５１ 項記載の方法。