JPH08242536A - ブーストコンバータ - Google Patents
ブーストコンバータInfo
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- JPH08242536A JPH08242536A JP7303208A JP30320895A JPH08242536A JP H08242536 A JPH08242536 A JP H08242536A JP 7303208 A JP7303208 A JP 7303208A JP 30320895 A JP30320895 A JP 30320895A JP H08242536 A JPH08242536 A JP H08242536A
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- capacitor
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
- H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02P—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN THE PRODUCTION OR PROCESSING OF GOODS
- Y02P80/00—Climate change mitigation technologies for sector-wide applications
- Y02P80/10—Efficient use of energy, e.g. using compressed air or pressurized fluid as energy carrier
Abstract
(57)【要約】
【課題】 単相及び三相の両方のＡＣ入力用途に対して
適合するスプリットブーストコンバータを提供する。こ
のコンバータは、二つの別個の独立した出力コンデンサ
上に蓄えられた二つの同一であるが、ただし、並列にな
り得ない出力電圧を提供する。 【解決手段】 本発明によると、二つの動作モードをサ
ポートし、二つのパワースイッチが、同時に、或は交互
に動作される。各モードとも、ブースト誘導子のサイズ
の低減という長所を維持する。第一のモードにおいて
は、並列回路状態でのコンデンサの充電及び直列接続状
態でのこれらの放電によって、誘導子内のリプル電流が
大幅に低減され、結果として、より小さな誘導子の使用
が許される。第二のモードにおいては、これらコンデン
サは、ずれた時間間隔で充電及び放電され、類似の結果
が達成される。この回路は、入力電圧が、その二つの出
力コンデンサの電圧を超えるという前提で、動作可能で
ある。
適合するスプリットブーストコンバータを提供する。こ
のコンバータは、二つの別個の独立した出力コンデンサ
上に蓄えられた二つの同一であるが、ただし、並列にな
り得ない出力電圧を提供する。 【解決手段】 本発明によると、二つの動作モードをサ
ポートし、二つのパワースイッチが、同時に、或は交互
に動作される。各モードとも、ブースト誘導子のサイズ
の低減という長所を維持する。第一のモードにおいて
は、並列回路状態でのコンデンサの充電及び直列接続状
態でのこれらの放電によって、誘導子内のリプル電流が
大幅に低減され、結果として、より小さな誘導子の使用
が許される。第二のモードにおいては、これらコンデン
サは、ずれた時間間隔で充電及び放電され、類似の結果
が達成される。この回路は、入力電圧が、その二つの出
力コンデンサの電圧を超えるという前提で、動作可能で
ある。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はオフライン整流器内の前
置パワー処理段として使用される複数の出力を持つブー
ストコンバータに関する。
置パワー処理段として使用される複数の出力を持つブー
ストコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】ブーストコンバータは、高パワー力率用
途において、ラインコンディショナとして一般的に使用
されている。このブースト段は、ＡＣ入力を処理し、典
型的には、４００Ｖ或は８００ＶのＤＣ出力電圧を発生
する。ブーストコンバータは、典型的には、正弦入力電
圧から派生される実質的により低い入力ＤＣ電圧から高
い出力電圧（つまり、４００Ｖ或は８００Ｖ）を提供す
るために選択されるトポロジ−である。７００から８０
０Ｖの中間ＤＣバス電圧が必要とされるような高いＡＣ
入力電圧（つまり、３２０から４８０ＶＡＣ）を持つ用
途に対しては、通常、整流器の全体としての効率を維持
するためにソフトスイッチドブーストが使用される。一
方、より低いＡＣ入力電圧を持つ用途に対しては、ブー
ストダイオードのターンオフをスローダウンするための
単純なスナバが使用され、これのみで、９６−９８％の
ブースト効率を確保することが可能である。最近に、幾
つかの新たなトポロジーが提唱されている。この方法に
おいては、半導体のスイッチング損失が、補助的な能動
回路を加えることによって最小にされる。補助回路の追
加は、立派な解決策ではあるが、ただし、これは、結果
として、コスト及び複雑さの増大を招く。
途において、ラインコンディショナとして一般的に使用
されている。このブースト段は、ＡＣ入力を処理し、典
型的には、４００Ｖ或は８００ＶのＤＣ出力電圧を発生
する。ブーストコンバータは、典型的には、正弦入力電
圧から派生される実質的により低い入力ＤＣ電圧から高
い出力電圧（つまり、４００Ｖ或は８００Ｖ）を提供す
るために選択されるトポロジ−である。７００から８０
０Ｖの中間ＤＣバス電圧が必要とされるような高いＡＣ
入力電圧（つまり、３２０から４８０ＶＡＣ）を持つ用
途に対しては、通常、整流器の全体としての効率を維持
するためにソフトスイッチドブーストが使用される。一
方、より低いＡＣ入力電圧を持つ用途に対しては、ブー
ストダイオードのターンオフをスローダウンするための
単純なスナバが使用され、これのみで、９６−９８％の
ブースト効率を確保することが可能である。最近に、幾
つかの新たなトポロジーが提唱されている。この方法に
おいては、半導体のスイッチング損失が、補助的な能動
回路を加えることによって最小にされる。補助回路の追
加は、立派な解決策ではあるが、ただし、これは、結果
として、コスト及び複雑さの増大を招く。
【０００３】Y.Jiang 及びF.C.Lee による最近の論文
『Three-Level Boost Converter forApplication in Si
ngle Phase Power Factor Correction 』、Virginia Po
wer Electronics Center （CPEC）Power Electronics S
eminar Porceedings 、Virginia Polytechnic Institute
and State University、 Blacksburg、 Virginia、 pp.12
7-133は、高電圧の単相用途に対して使用するための、
通常の出力電圧のおおむね半分（つまり、Ｖ0 ／２）に
定格された半導体デバイスを収容するブースト段に対す
る構成を示唆する。彼等によって３レベルブーストと称
されるJiang 及びLee の回路は、二つの、並列にはなり
得ないが、ただし、同一の、出力電圧を提供する。この
構成によると、半導体デバイス間の最大電圧ストレスが
低減され、高効率を維持するためには、ゼロ電圧スイッ
チングトポロジがそれほど必須ではなくなる。全ての半
導体デバイス間の電圧ストレスが通常の出力バス電圧の
半分に低減されるのに加えて、この３レベルブースト
は、ＥＭＩ性能を犠牲にすることなしに、ブースト誘導
子のサイズも低減する。
『Three-Level Boost Converter forApplication in Si
ngle Phase Power Factor Correction 』、Virginia Po
wer Electronics Center （CPEC）Power Electronics S
eminar Porceedings 、Virginia Polytechnic Institute
and State University、 Blacksburg、 Virginia、 pp.12
7-133は、高電圧の単相用途に対して使用するための、
通常の出力電圧のおおむね半分（つまり、Ｖ0 ／２）に
定格された半導体デバイスを収容するブースト段に対す
る構成を示唆する。彼等によって３レベルブーストと称
されるJiang 及びLee の回路は、二つの、並列にはなり
得ないが、ただし、同一の、出力電圧を提供する。この
構成によると、半導体デバイス間の最大電圧ストレスが
低減され、高効率を維持するためには、ゼロ電圧スイッ
チングトポロジがそれほど必須ではなくなる。全ての半
導体デバイス間の電圧ストレスが通常の出力バス電圧の
半分に低減されるのに加えて、この３レベルブースト
は、ＥＭＩ性能を犠牲にすることなしに、ブースト誘導
子のサイズも低減する。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明においては、請求
項１に記載されるようなスプリットブーストコンバータ
が提供される。
項１に記載されるようなスプリットブーストコンバータ
が提供される。
【０００５】本発明によると、単相及び三相両方のＡＣ
入力用途に対して適当な、ＤＣ入力電圧が変動するよう
な状況に対しても適用可能な、スプリットブーストコン
バータが開示される。このブーストコンバータは、二つ
の別個の独立した出力コンデンサ上に蓄えられた二つの
同一であるが、ただし、並列にはなり得ない出力電圧を
提供する。最低の動作可能な入力電圧を、これら二つの
出力電圧の各電圧レベルよりも低くないある値に制限す
るような回路トポロジによって効率が向上される。この
実現は、二つの動作モードをサポートする。この二つの
モードの第一のモードにおいては、この二つのパワース
イッチが同時に動作され、利用可能なシリコンデバイス
の使用が最適化され、他方において、ブースト誘導子の
サイズの低減という長所も維持される。つまり、並列回
路の状態でのコンデンサの充電及び直列接続の状態での
これらの放電によって、誘導子内のリプル電流が大幅に
低減され、より小さなサイズの誘導子の使用が可能にな
る。第二の動作モードにおいては、これらコンデンサが
ずれた時間間隔にて充電及び放電され、誘導子サイズの
類似の低減が達成される。この回路は、両方のモードに
おいて、入力電圧がその二つの出力コンデンサの個々の
電圧を超えるという前提で、動作可能である。
入力用途に対して適当な、ＤＣ入力電圧が変動するよう
な状況に対しても適用可能な、スプリットブーストコン
バータが開示される。このブーストコンバータは、二つ
の別個の独立した出力コンデンサ上に蓄えられた二つの
同一であるが、ただし、並列にはなり得ない出力電圧を
提供する。最低の動作可能な入力電圧を、これら二つの
出力電圧の各電圧レベルよりも低くないある値に制限す
るような回路トポロジによって効率が向上される。この
実現は、二つの動作モードをサポートする。この二つの
モードの第一のモードにおいては、この二つのパワース
イッチが同時に動作され、利用可能なシリコンデバイス
の使用が最適化され、他方において、ブースト誘導子の
サイズの低減という長所も維持される。つまり、並列回
路の状態でのコンデンサの充電及び直列接続の状態での
これらの放電によって、誘導子内のリプル電流が大幅に
低減され、より小さなサイズの誘導子の使用が可能にな
る。第二の動作モードにおいては、これらコンデンサが
ずれた時間間隔にて充電及び放電され、誘導子サイズの
類似の低減が達成される。この回路は、両方のモードに
おいて、入力電圧がその二つの出力コンデンサの個々の
電圧を超えるという前提で、動作可能である。
【０００６】以下の一例としての実施例においては、Ｆ
ＥＴが、（補助的な）能動スイッチとして使用される。
ただし、この回路トポロジは、このタイプの半導体スイ
ッチに制限されるものではない。
ＥＴが、（補助的な）能動スイッチとして使用される。
ただし、この回路トポロジは、このタイプの半導体スイ
ッチに制限されるものではない。
【０００７】
【実施例】図１には提唱されるブースト段の実現が示さ
れる。誘導子ＬF はブースト誘導子であり、コンデンサ
Ｃ1 及びＣ2 は出力コンデンサであり、Ｑ1 及びＱ2 は
能動スイッチであり、そしてＤ1 は受動スイッチ、つま
り、ブーストダイオードである。コンデンサＣ1 及びＣ
2 は、相対的に大きく、これらの間の電圧は、１スイッ
チング周期を通じて本質的に一定である。これら二つの
出力コンデンサは、直列ではないために、提唱されるブ
ースト段は、図１において抵抗体ＲL1及びＲL2によって
示されるような二つの独立した負荷を供給する。このよ
うなコンバータのパワースイッチを駆動するための制御
回路は周知であり、ここでは説明されない。
れる。誘導子ＬF はブースト誘導子であり、コンデンサ
Ｃ1 及びＣ2 は出力コンデンサであり、Ｑ1 及びＱ2 は
能動スイッチであり、そしてＤ1 は受動スイッチ、つま
り、ブーストダイオードである。コンデンサＣ1 及びＣ
2 は、相対的に大きく、これらの間の電圧は、１スイッ
チング周期を通じて本質的に一定である。これら二つの
出力コンデンサは、直列ではないために、提唱されるブ
ースト段は、図１において抵抗体ＲL1及びＲL2によって
示されるような二つの独立した負荷を供給する。このよ
うなコンバータのパワースイッチを駆動するための制御
回路は周知であり、ここでは説明されない。
【０００８】このコンバータは、二つの異なるモードの
いずれかで動作することができる。モード１において
は、スイッチＱ1 及びＱ2 は、同時に、つまり、同期的
にターンオン・オフする。このコンバータによって１ス
イッチング期間を通じて経験される二つのトポロジカル
ステージ（位相学的な段階）が図２及び３の略図に示さ
れ、コンバータの動作を表わす理想波形が図４に示され
る。
いずれかで動作することができる。モード１において
は、スイッチＱ1 及びＱ2 は、同時に、つまり、同期的
にターンオン・オフする。このコンバータによって１ス
イッチング期間を通じて経験される二つのトポロジカル
ステージ（位相学的な段階）が図２及び３の略図に示さ
れ、コンバータの動作を表わす理想波形が図４に示され
る。
【０００９】モード１においては、図２に示されるよう
に、二つのスイッチＱ1 とＱ2 が時刻ｔ0 において同時
にターンオンされる。すると、二つのコンデンサＣ1 と
Ｃ2は、ダイオードＤ1 が導通してないために、並列に
接続される。ブースト誘導子ＬF を通じて流れる電流
は、おおむね（ＶIN−Ｖ0 ／２）／ＬF に等しい線型速
度にて増加する。同時刻ｔ0 において、エネルギが、出
力コンデンサＣ1 及びＣ2 内に蓄積及び／或は負荷に運
ばれるが、ただし、これは、条件Ｖ0 ／２＜ＶIN＜Ｖ0
が保持されることを前提とする。この後者の条件が満た
されることが、このトポロジが、三相の６ダイオードブ
リッジに一つのブースト段が続く、ここに解説されるよ
うな三相用途に対してよく適合することの要件である。
Jiang 及びLee によって提唱される３レベルブーストと
同様に、ブースト誘導子が入力電圧源との直列結合及び
出力コンデンサの並列結合を通じて電流を蓄積するよう
にされ、結果として、誘導子を通じて流れるリプル電流
が従来のブースト段と比較して大きく低減される。次
に、時刻ｔ1 において、能動スイッチＱ1 及びＱ2 の両
方がターンオフされ、誘導子ＬF がダイオードＤ1 によ
ってリセットされ、結果として、今度は、図３に示され
るように、コンデンサＣ1 とＣ2 の直列結合が得られ
る。注意すべきことは、モード１においては、パワーが
全時間を通じて入力から負荷に運ばれ、このために、二
つの出力コンデンサＣ1 及びＣ2 を通じて流れるｒｍｓ
電流が低減される点である。これは、コンデンサは、一
般的に、最大ｒｍｓ電流をサポートするように格付けさ
れるために重要な特徴である。この回路の波形が図４に
示される。これら波形には、誘導子の電流ＩLF、二つの
スイッチングデバイスの電流ＩQ1及びＩQ2、及びそれら
の電圧降下ＶQ1及びＶQ2が含まれる。ダイオードの電流
ＩD1及びその電圧降下ＶD1も示される。電圧降下ＶGQ1
及びＶGQ2 は、ＦＥＴスイッチＱ1 及びＱ2 に加えられ
るゲート・ツウ・ソース電圧を表わす。
に、二つのスイッチＱ1 とＱ2 が時刻ｔ0 において同時
にターンオンされる。すると、二つのコンデンサＣ1 と
Ｃ2は、ダイオードＤ1 が導通してないために、並列に
接続される。ブースト誘導子ＬF を通じて流れる電流
は、おおむね（ＶIN−Ｖ0 ／２）／ＬF に等しい線型速
度にて増加する。同時刻ｔ0 において、エネルギが、出
力コンデンサＣ1 及びＣ2 内に蓄積及び／或は負荷に運
ばれるが、ただし、これは、条件Ｖ0 ／２＜ＶIN＜Ｖ0
が保持されることを前提とする。この後者の条件が満た
されることが、このトポロジが、三相の６ダイオードブ
リッジに一つのブースト段が続く、ここに解説されるよ
うな三相用途に対してよく適合することの要件である。
Jiang 及びLee によって提唱される３レベルブーストと
同様に、ブースト誘導子が入力電圧源との直列結合及び
出力コンデンサの並列結合を通じて電流を蓄積するよう
にされ、結果として、誘導子を通じて流れるリプル電流
が従来のブースト段と比較して大きく低減される。次
に、時刻ｔ1 において、能動スイッチＱ1 及びＱ2 の両
方がターンオフされ、誘導子ＬF がダイオードＤ1 によ
ってリセットされ、結果として、今度は、図３に示され
るように、コンデンサＣ1 とＣ2 の直列結合が得られ
る。注意すべきことは、モード１においては、パワーが
全時間を通じて入力から負荷に運ばれ、このために、二
つの出力コンデンサＣ1 及びＣ2 を通じて流れるｒｍｓ
電流が低減される点である。これは、コンデンサは、一
般的に、最大ｒｍｓ電流をサポートするように格付けさ
れるために重要な特徴である。この回路の波形が図４に
示される。これら波形には、誘導子の電流ＩLF、二つの
スイッチングデバイスの電流ＩQ1及びＩQ2、及びそれら
の電圧降下ＶQ1及びＶQ2が含まれる。ダイオードの電流
ＩD1及びその電圧降下ＶD1も示される。電圧降下ＶGQ1
及びＶGQ2 は、ＦＥＴスイッチＱ1 及びＱ2 に加えられ
るゲート・ツウ・ソース電圧を表わす。
【００１０】スイッチＱ1 及びＱ2 が、同時に同一の導
通状態にて同期的に動作できることが上に述べられた
が、これらは、交互にターンオン・オフすることもで
き、この動作は、ここでモード２と定義される。このモ
ード２において、このコンバータが１スイッチング周期
を通じて経験するトポロジカルステージ（位相学的な段
階）が図５から８に示され、コンバータの、モード２の
動作を表わす理想波形が図９に示される。モード２にお
ける動作は、モード１の動作との関連でこのコンバータ
に対して説明されたそれと類似する。主な差異は、モー
ド２においては、ブースト誘導子の電流リプルの有効周
波数が２倍となり、また、モード１の場合とは異なり、
パワーが入力から出力に継続して運ばれないことであ
る。
通状態にて同期的に動作できることが上に述べられた
が、これらは、交互にターンオン・オフすることもで
き、この動作は、ここでモード２と定義される。このモ
ード２において、このコンバータが１スイッチング周期
を通じて経験するトポロジカルステージ（位相学的な段
階）が図５から８に示され、コンバータの、モード２の
動作を表わす理想波形が図９に示される。モード２にお
ける動作は、モード１の動作との関連でこのコンバータ
に対して説明されたそれと類似する。主な差異は、モー
ド２においては、ブースト誘導子の電流リプルの有効周
波数が２倍となり、また、モード１の場合とは異なり、
パワーが入力から出力に継続して運ばれないことであ
る。
【００１１】図５においては、Ｑ1 は、導通しており、
一方、Ｑ2 及びＤ1 は、オープン、つまり、導通してい
ない。この状態においては、コンデンサＣ1 は、誘導子
ＬFを通じて電流ＩINによって充電されている。
一方、Ｑ2 及びＤ1 は、オープン、つまり、導通してい
ない。この状態においては、コンデンサＣ1 は、誘導子
ＬFを通じて電流ＩINによって充電されている。
【００１２】図６に示されるこれに続く接続ステージに
おいて、スイッチＱ1 及びＱ2 の両方が非導通状態にバ
イアスされ、一方、ダイオードＤ1 は導通状態となる。
このステージにおいては、電流ＩINがコンデンサＣ2 を
充電する。
おいて、スイッチＱ1 及びＱ2 の両方が非導通状態にバ
イアスされ、一方、ダイオードＤ1 は導通状態となる。
このステージにおいては、電流ＩINがコンデンサＣ2 を
充電する。
【００１３】図７に示されるステージにおいては、スイ
ッチＱ2 が導通状態にバイアスされ、一方、ダイオード
Ｄ1 は非導通状態となる。入力電流ＩINは、コンデンサ
Ｃ2の充電を続行する。
ッチＱ2 が導通状態にバイアスされ、一方、ダイオード
Ｄ1 は非導通状態となる。入力電流ＩINは、コンデンサ
Ｃ2の充電を続行する。
【００１４】図８に示される次のステージにおいて、ス
イッチＱ1 及びＱ2 は両方とも非導通状態となり、コン
デンサＣ2 及びＣ2 は両方ともダイオードＤ1 を通じて
ＩINによって直列に充電される。
イッチＱ1 及びＱ2 は両方とも非導通状態となり、コン
デンサＣ2 及びＣ2 は両方ともダイオードＤ1 を通じて
ＩINによって直列に充電される。
【００１５】上の説明から、両方の出力コンデンサ間
に、Ｖ0 ／２の電圧を維持するために二つの独立した電
圧制御ループが必要であるかのように見えるが、モード
１においては、これら二つの出力コンデンサの一つの間
の電圧を制御することによって、第二の出力コンデンサ
間の電圧も制御できることがわかる。この特徴は、この
回路の動作に生来的なものであり、３レベルブーストと
比較してのもう一つの長所である。これは、モード１の
場合のように、両方のスイッチがターンオンされると、
二つの出力コンデンサが結果として並列となり、図１０
に示されるように、より高い出力電圧を持つコンデンサ
が他方の出力コンデンサ内に放電することを許されると
いう事実に起因する。第二のモードにおいては、二つの
コンデンサは同一の入力電流に交互に接続され、一方、
直列接続されている間は、これらは互いに放電し合う。
従って、正しく平衡された電圧動作を確保するために、
これら二つの負荷を厳密に整合することは必要とされな
い。コンピュータシミュレーションは、５０％の負荷の
不平衡があった場合でも、二つの出力コンデンサ間に
は、結果として、数ボルトの不平衡が発生するのみであ
ることを示す。
に、Ｖ0 ／２の電圧を維持するために二つの独立した電
圧制御ループが必要であるかのように見えるが、モード
１においては、これら二つの出力コンデンサの一つの間
の電圧を制御することによって、第二の出力コンデンサ
間の電圧も制御できることがわかる。この特徴は、この
回路の動作に生来的なものであり、３レベルブーストと
比較してのもう一つの長所である。これは、モード１の
場合のように、両方のスイッチがターンオンされると、
二つの出力コンデンサが結果として並列となり、図１０
に示されるように、より高い出力電圧を持つコンデンサ
が他方の出力コンデンサ内に放電することを許されると
いう事実に起因する。第二のモードにおいては、二つの
コンデンサは同一の入力電流に交互に接続され、一方、
直列接続されている間は、これらは互いに放電し合う。
従って、正しく平衡された電圧動作を確保するために、
これら二つの負荷を厳密に整合することは必要とされな
い。コンピュータシミュレーションは、５０％の負荷の
不平衡があった場合でも、二つの出力コンデンサ間に
は、結果として、数ボルトの不平衡が発生するのみであ
ることを示す。
【００１６】このスプリットブース概念を一般化して、
各々が付随する一つのスイッチ及びダイオードを持つ追
加の出力コンデンサを提供することによって、マルチレ
ベルブースト段を実現することも可能である。さらに、
任意の時間においてオープン或はクローズされているス
イッチの数に依存して入力電流リプルの規模を制御する
ことができるマルチレベルブースト段を実現することも
可能である。図１１は、３つの出力コンデンサＣ1 、Ｃ
2 及びＣ3 ；３つのスイッチＱ1 、Ｑ2 及びＱ3 、及び
二つのダイオードＤ1 及びＤ2 を使用するスプリットブ
ーストを示す。このコンバータにおいては、ある入力電
圧を与えられた場合の電流リプルの規模が、図１２及び
１３に示されるように、一度に、一つのスイッチが、閉
じられているか、或は二つのスイッチの組合わせが、閉
じられているかのいずれかに依存する、二つの可能な代
替の一つとして制御される。こうして得られる入力電流
のスロープを制御できる能力は、入力電流をより良い精
度にて要求される基準に合わせて整形するために、及
び、入力誘導子のサイズを低減するために使用すること
ができる。この第二の特徴は、多くの高パワー電源にお
いては、磁気機構のサイズが全体としての設計を決定す
るために、しばしば、非常に重要である。
各々が付随する一つのスイッチ及びダイオードを持つ追
加の出力コンデンサを提供することによって、マルチレ
ベルブースト段を実現することも可能である。さらに、
任意の時間においてオープン或はクローズされているス
イッチの数に依存して入力電流リプルの規模を制御する
ことができるマルチレベルブースト段を実現することも
可能である。図１１は、３つの出力コンデンサＣ1 、Ｃ
2 及びＣ3 ；３つのスイッチＱ1 、Ｑ2 及びＱ3 、及び
二つのダイオードＤ1 及びＤ2 を使用するスプリットブ
ーストを示す。このコンバータにおいては、ある入力電
圧を与えられた場合の電流リプルの規模が、図１２及び
１３に示されるように、一度に、一つのスイッチが、閉
じられているか、或は二つのスイッチの組合わせが、閉
じられているかのいずれかに依存する、二つの可能な代
替の一つとして制御される。こうして得られる入力電流
のスロープを制御できる能力は、入力電流をより良い精
度にて要求される基準に合わせて整形するために、及
び、入力誘導子のサイズを低減するために使用すること
ができる。この第二の特徴は、多くの高パワー電源にお
いては、磁気機構のサイズが全体としての設計を決定す
るために、しばしば、非常に重要である。
【００１７】３出力スプリットブーストトポロジは、特
に、モード１にて動作している場合、従来のブーストと
比較して、ＥＦＴ導通損失及びＦＥＴスイッチング損失
の両面において、生来的な効率上の長所を持つ。加え
て、ブーストダイオードの導通損失及びスイッチング損
失も、要求されるブーストダイオードがより低い電圧定
格を持つことができるために低減される。
に、モード１にて動作している場合、従来のブーストと
比較して、ＥＦＴ導通損失及びＦＥＴスイッチング損失
の両面において、生来的な効率上の長所を持つ。加え
て、ブーストダイオードの導通損失及びスイッチング損
失も、要求されるブーストダイオードがより低い電圧定
格を持つことができるために低減される。
【００１８】図１２に示されるモードは、スイッチＱ2
及びＱ3 の独立した導通、及びスイッチＱ1 、Ｑ2 及び
Ｑ3 の同時的な導通を許す。さらに、図１３のモード
は、スイッチＱ1 とＱ2 の同時的な導通、並びにＱ1 と
Ｑ3 の同時的な導通を許す。
及びＱ3 の独立した導通、及びスイッチＱ1 、Ｑ2 及び
Ｑ3 の同時的な導通を許す。さらに、図１３のモード
は、スイッチＱ1 とＱ2 の同時的な導通、並びにＱ1 と
Ｑ3 の同時的な導通を許す。
【００１９】モード１におけるＦＥＴスイッチング損失
の改善に関して説明すると、典型的なＦＥＴの場合の２
５Ｖドレイン・ツウ・ソース電圧に対する出力容量Ｃ
０２２２５は、以下の式によって近似することができ
る。
の改善に関して説明すると、典型的なＦＥＴの場合の２
５Ｖドレイン・ツウ・ソース電圧に対する出力容量Ｃ
０２２２５は、以下の式によって近似することができ
る。
【００２０】
【数１】 ここで、Ｖｂ は、ＦＥＴドレイン・ツウ・ソース電圧
の定格であり、Ｒdsは、２５°ＣにおけるＦＥＴオン抵
抗である。従来のブーストにおいては、ＦＥＴ出力コン
デンサを反復的に放電することに起因するパワー損失
は、以下によって表わすことができる。
の定格であり、Ｒdsは、２５°ＣにおけるＦＥＴオン抵
抗である。従来のブーストにおいては、ＦＥＴ出力コン
デンサを反復的に放電することに起因するパワー損失
は、以下によって表わすことができる。
【００２１】
【数２】 ここで、Ｖdsは、スイッチング時におけるＦＥＴのドレ
イン・ツウ・ソース電圧であり、ｆs は、スイッチング
周波数である。
イン・ツウ・ソース電圧であり、ｆs は、スイッチング
周波数である。
【００２２】両方の回路に対して同一のＦＥＴシリコン
面積が使用されるものと想定してスプリットブーストに
対する等価損失を計算することができる。スプリットブ
ーストは、各ＥＦＴに対して半分の電圧定格のみを要求
するために、総ＦＥＴオン抵抗は、約４の係数だけ低減
される。スプリットブーストには二つのＦＥＴが要求さ
れるために、各ＦＥＴは、等価の従来のブーストの約半
分のオン抵抗を持つ。ＦＥＴ出力容量は、上のＣ0ss25
に対する式から計算できる。この分析の結果は、スプリ
ットブーストのＦＥＴ出力容量を放電するための結果と
しての総スイッチング損失は、従来のブーストに対する
それの約７０％であることを示す。
面積が使用されるものと想定してスプリットブーストに
対する等価損失を計算することができる。スプリットブ
ーストは、各ＥＦＴに対して半分の電圧定格のみを要求
するために、総ＦＥＴオン抵抗は、約４の係数だけ低減
される。スプリットブーストには二つのＦＥＴが要求さ
れるために、各ＦＥＴは、等価の従来のブーストの約半
分のオン抵抗を持つ。ＦＥＴ出力容量は、上のＣ0ss25
に対する式から計算できる。この分析の結果は、スプリ
ットブーストのＦＥＴ出力容量を放電するための結果と
しての総スイッチング損失は、従来のブーストに対する
それの約７０％であることを示す。
【００２３】スプリットブーストに対するＦＥＴ導通損
失も、従来のブーストコンバータのそれと比較して良好
である。入力電圧ＶIN及び出力電圧Ｖ0 を持つ従来のブ
ーストの場合に要求される衝撃係数Ｄは
失も、従来のブーストコンバータのそれと比較して良好
である。入力電圧ＶIN及び出力電圧Ｖ0 を持つ従来のブ
ーストの場合に要求される衝撃係数Ｄは
【数３】 である。出力電流Ｉ0 に対する導通に起因するＦＥＴ損
失Ｐb は
失Ｐb は
【数４】 である。ここで、Ｒdsは、ＦＥＴオン抵抗である。この
式からの置換及び簡素化の結果として以下が得られる。
式からの置換及び簡素化の結果として以下が得られる。
【数５】 一方、スプリットブーストの場合は、各出力コンデンサ
がＶ0 ／２に充電されるものと想定すると、衝撃係数Ｄ
は
がＶ0 ／２に充電されるものと想定すると、衝撃係数Ｄ
は
【数６】 である。スプリットブーストの場合の総導通損失Ｐs
は、各々のＦＥＴがＲds／２のオン抵抗を持つため、等
しいシリコン面積を維持するためには
は、各々のＦＥＴがＲds／２のオン抵抗を持つため、等
しいシリコン面積を維持するためには
【数７】 である。置換及び簡素化の結果として、以下が得られ
る。
る。
【数８】 これは、従来のブーストに対する式の半分である。従っ
て、任意の入力電圧ＶIN（ここで、Ｖ0 ／２＜ＶIN＜Ｖ
0 ）に対する従来のブーストに対するスプリットブース
トのＦＥＴ導通損失の比は、同一の総ＦＥＴシリコン面
積に対して、０．５である。このスイッチング損失及び
誘導子損失低減は、入力電圧のレンジが説明のように制
限された時（つまり、Ｖ0 ／２＜ＶIN＜Ｖ0 が満たされ
る場合）のスプリットブーストの長所を実証するもので
ある。
て、任意の入力電圧ＶIN（ここで、Ｖ0 ／２＜ＶIN＜Ｖ
0 ）に対する従来のブーストに対するスプリットブース
トのＦＥＴ導通損失の比は、同一の総ＦＥＴシリコン面
積に対して、０．５である。このスイッチング損失及び
誘導子損失低減は、入力電圧のレンジが説明のように制
限された時（つまり、Ｖ0 ／２＜ＶIN＜Ｖ0 が満たされ
る場合）のスプリットブーストの長所を実証するもので
ある。
【図１】本発明の原理を具現する三相、６ダイオードブ
リッジを持つブーストコンバータの略図である。
リッジを持つブーストコンバータの略図である。
【図２】図１の回路の第一の動作モードの二つのステー
ジの略図である。
ジの略図である。
【図３】図１の回路の第一の動作モードの二つのステー
ジの略図である。
ジの略図である。
【図４】図１のブーストコンバータの第一のモードにて
動作しているときの波形を示す。
動作しているときの波形を示す。
【図５】図１の回路の第二の動作モードのステージの略
図である。
図である。
【図６】図１の回路の第二の動作モードのステージの略
図である。
図である。
【図７】図１の回路の第二の動作モードのステージの略
図である。
図である。
【図８】図１の回路の第二の動作モードのステージの略
図である。
図である。
【図９】図１のブーストコンバータの第二のモードにて
動作しているときの波形である。
動作しているときの波形である。
【図１０】コンデンサ電圧の等化の説明を助けるための
回路トポロジの略図である。
回路トポロジの略図である。
【図１１】３つの出力コンデンサ、３つのスイッチ、及
び２つのダイオードを持つマルチレベルスプリットブー
ストコンバータの略図である。
び２つのダイオードを持つマルチレベルスプリットブー
ストコンバータの略図である。
【図１２】図１１の回路の動作モードを説明するための
二つのステージの略図である。
二つのステージの略図である。
【図１３】図１１の回路の動作モードを説明するための
二つのステージの略図である。
二つのステージの略図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 リチャード ウィリアム ファーリントン アメリカ合衆国 75149 テキサス，メス クワイト，ナンバー 100，サムエル ブ ウルヴァード 4725
Claims (4)
- 【請求項１】 ブーストコンバータであって、これが：
整流されたＡＣ電圧から得たＤＣ電圧を受け入れるため
の入力；この入力に接続された誘導子（ＬF ）；各々が
第一及び第二の出力に接続された第一及び第二のコンデ
ンサ（Ｃ1 、Ｃ2 ）；第一及び第二のコンデンサをそれ
ぞれ直列接続及び並列接続に交互に接続するための第一
及び第二のパワースイッチ（Ｑ1 、Ｑ2 ）を含み、 第一のコンデンサと第一のパワースイッチの共通ノード
を第二のコンデンサと第二のパワースイッチの共通ノー
ドに接続するダイオードスイッチ（Ｄ1 ）が含まれ、こ
のダイオードスイッチ（Ｄ1 ）が、第一と第二のパワー
スイッチが同時に非導通状態にあるときは、導通状態に
バイアスされて、第一と第二のコンデンサを直列接続に
接続し、一方、第一と第二のパワースイッチが導通状態
にあるときは、非導通状態にバイアスされて、第一と第
二のコンデンサを電気的に互いに絶縁することを特徴と
するブーストコンバータ。 - 【請求項２】 第一と第二のパワースイッチが同時に導
通状態に及び同時に非導通状態にバイアスされることを
特徴とする請求項１のブーストコンバータ。 - 【請求項３】 第一と第二のパワースイッチが交互に導
通状態に及び交互に非導通状態にバイアスされることを
特徴とする請求項１のブーストコンバータ。 - 【請求項４】 第三の出力に接続された、第一のコンデ
ンサ及び第一のパワースイッチに対して直列に接続され
た第三のコンデンサ（Ｃ3 ） 第二のコンデンサ及び第二のパワースイッチに対して直
列に接続された第三のパワースイッチ（Ｑ3 ）；及び第
一のスイッチと第三のコンデンサ及び第二のコンデンサ
と第三のスイッチに共通のノードに接続された第二のダ
イオードスイッチ（Ｄ2 ）がさらに含まれることを特徴
とする請求項１のブーストコンバータ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/344,309 US5627455A (en) | 1994-11-22 | 1994-11-22 | Boost topology with two outputs for power factor correction application |
| US08/344309 | 1994-11-22 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08242536A true JPH08242536A (ja) | 1996-09-17 |
Family
ID=23349977
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7303208A Pending JPH08242536A (ja) | 1994-11-22 | 1995-11-22 | ブーストコンバータ |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US5627455A (ja) |
| EP (1) | EP0714160A3 (ja) |
| JP (1) | JPH08242536A (ja) |
Families Citing this family (29)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| ES2117945B1 (es) * | 1996-06-20 | 1999-04-01 | Alcatel Standard Electrica | Dispositivo convertidor de energia alterna/continua. |
| FR2751804B1 (fr) * | 1996-07-26 | 1998-10-23 | Sgs Thomson Microelectronics | Alimentation continue haute et basse tension |
| US6046915A (en) * | 1997-02-21 | 2000-04-04 | Lucent Technologies Inc. | Phase selection circuit for three phase power converter and method of operation thereof |
| US5751139A (en) * | 1997-03-11 | 1998-05-12 | Unitrode Corporation | Multiplexing power converter |
| US5969481A (en) * | 1997-09-30 | 1999-10-19 | Motorola Inc. | Power supply and electronic ballast with high efficiency voltage converter |
| US5894214A (en) * | 1997-11-20 | 1999-04-13 | Lucent Technologies Inc. | Dual-output boost converter having enhanced input operating range |
| US6031739A (en) * | 1998-08-12 | 2000-02-29 | Lucent Technologies Inc. | Two-stage, three-phase split boost converter with reduced total harmonic distortion |
| US6239995B1 (en) | 1999-03-11 | 2001-05-29 | Ndsu Research Foundation | Resonant-boost-input three-phase power factor corrector with a low current stress on switches |
| US6075716A (en) * | 1999-04-06 | 2000-06-13 | Lucent Technologies Inc. | Two-stage, three phase boost converter with reduced total harmonic distortion |
| US6404655B1 (en) | 1999-12-07 | 2002-06-11 | Semikron, Inc. | Transformerless 3 phase power inverter |
| ATE240604T1 (de) * | 2000-06-21 | 2003-05-15 | Magnetek Spa | Bürstenloser motor, verfahren und schaltung zu seiner regelung |
| CA2415235C (en) * | 2001-05-21 | 2007-04-10 | Marconi Communications, Inc. | A power system for producing a regulated dc output voltage |
| AT412376B (de) * | 2001-06-21 | 2005-01-25 | Felix Dipl Ing Dr Himmelstoss | Schaltungen zur pulsung von gleichspannungen |
| AT412377B (de) * | 2001-07-02 | 2005-01-25 | Felix Dipl Ing Dr Himmelstoss | Hochdynamische veränderbare stromquellen |
| AT412920B (de) * | 2003-01-07 | 2005-08-25 | Felix Dipl Ing Dr Himmelstoss | Schaltungen zur umformung von wechsel-, gleich oder mischspannungen in wechsel-, gleich oder mischspannungen (ac/ac konverter) |
| US7239113B2 (en) * | 2005-05-03 | 2007-07-03 | Caterpillar Inc | Method for reducing undesired currents in an electrical power generation system |
| TWI289971B (en) * | 2005-11-01 | 2007-11-11 | Asustek Comp Inc | Boost converter and boost conversion method |
| US20070236976A1 (en) * | 2006-04-07 | 2007-10-11 | Malik Randhir S | Open loop single output high efficiency AC-DC regulated power supply |
| DE102007056955B4 (de) * | 2007-11-27 | 2009-11-19 | Moosbauer, Peter, Dipl.-Ing.(FH) | Schaltung zur Regelung der Stromversorgung eines Verbrauchers und Verfahren zum Betrieb einer Schaltung |
| DE102007056956B4 (de) * | 2007-11-27 | 2009-10-29 | Moosbauer, Peter, Dipl.-Ing.(FH) | Schaltung zur Regelung der Stromversorgung eines Verbrauchers und Verfahren zum Betrieb einer Schaltung |
| JP5953299B2 (ja) | 2010-06-28 | 2016-07-20 | マックスウェル テクノロジーズ インコーポレイテッド | 直列モジュールにおけるキャパシタ寿命の最大化 |
| US20140062427A1 (en) * | 2012-08-31 | 2014-03-06 | Fairchild Semiconductor Corporation | Ultra low ripple boost converter |
| US9178422B2 (en) * | 2013-02-21 | 2015-11-03 | Texas Instruments Incorporated | Resonance-based single inductor output-driven DC-DC converter and method |
| WO2015056341A1 (ja) * | 2013-10-18 | 2015-04-23 | 三菱電機株式会社 | 直流電源装置、電動機駆動装置、空気調和機および冷蔵庫 |
| KR102626874B1 (ko) | 2018-10-25 | 2024-01-18 | 삼성전자주식회사 | 부스트 컨버터의 내부 조건에 기초하여 부하 전류의 세기를 추정하기 위한 전자 회로 |
| US11081968B2 (en) * | 2019-06-12 | 2021-08-03 | Delta Electronics, Inc. | Isolated boost converter |
| CN112087150B (zh) * | 2019-06-12 | 2022-02-18 | 台达电子工业股份有限公司 | 隔离型升压转换器 |
| CN110677063B (zh) * | 2019-10-10 | 2020-12-22 | 电子科技大学 | 一种串并联DCM Boost PFC变换器及其工作方法 |
| CN113162410B (zh) * | 2021-04-19 | 2021-12-28 | 南通大学 | 一种三端口变换器及其控制方法 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3316251A1 (de) * | 1983-05-04 | 1984-11-08 | Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart | Schaltungsanordnung zur gleichspannungswandlung |
| EP0297545B1 (en) * | 1987-07-01 | 1992-04-22 | Hitachi, Ltd. | Power supply circuit |
| US5155430A (en) * | 1989-12-01 | 1992-10-13 | Zdzislaw Gulczynski | Switching power supply with constant or sinusoidal input current and with fixed or variable output voltage |
| FR2655786B1 (fr) * | 1989-12-12 | 1993-11-12 | Sextant Avionique | Alimentation du type convertisseur alternatif-continu a decoupage. |
| US5122724A (en) * | 1991-07-12 | 1992-06-16 | The Boeing Company | Inrush current limiter |
| US5319533A (en) * | 1992-01-17 | 1994-06-07 | Miller Electric Mfg. Co. | Power selection and protection circuit responsive to an input voltage for providing series or parallel connected inverters |
| US5345376A (en) * | 1993-02-19 | 1994-09-06 | Tescom Corporation | Switching power supply with electronic isolation |
-
1994
- 1994-11-22 US US08/344,309 patent/US5627455A/en not_active Expired - Fee Related
-
1995
- 1995-11-14 EP EP95308139A patent/EP0714160A3/en not_active Withdrawn
- 1995-11-22 JP JP7303208A patent/JPH08242536A/ja active Pending
-
1996
- 1996-11-26 US US08/756,738 patent/US5764037A/en not_active Expired - Fee Related
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| EP0714160A3 (en) | 1997-01-29 |
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| US5627455A (en) | 1997-05-06 |
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