KR102626874B1 - 부스트 컨버터의 내부 조건에 기초하여 부하 전류의 세기를 추정하기 위한 전자 회로 - Google Patents

부스트 컨버터의 내부 조건에 기초하여 부하 전류의 세기를 추정하기 위한 전자 회로 Download PDF

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Abstract

전자 회로는 유도성 소자, 제 1 트랜지스터, 제 2 트랜지스터, 및 부하 전류 추정 회로를 포함한다. 제 1 트랜지스터는 인덕터 전류를 출력하는 유도성 소자의 일단과 기준 전압 사이에 연결된다. 제 2 트랜지스터는 유도성 소자의 일단과 부하 전류를 출력하기 위한 출력 단자 사이에 연결된다. 부하 전류 추정 회로는 제 1 트랜지스터가 턴 오프되고 제 2 트랜지스터가 턴 온된 동안 인덕터 전류에 응답하여 제 2 트랜지스터의 양단 사이에서 감지되는 제 1 전압을 수신하고, 제 2 트랜지스터가 턴 온되는 시간 구간 내의 기준 시점에서의 제 1 전압의 레벨에 기초하여 제 2 전압을 출력한다. 제 2 전압은 부하 전류의 세기와 관련된다.

Description

부스트 컨버터의 내부 조건에 기초하여 부하 전류의 세기를 추정하기 위한 전자 회로 {ELECTRONIC CIRCUIT FOR ESTIMATING INTENSITY OF LOAD CURRENT BASED ON INTERNAL CONDITION OF BOOST CONVERTER}
본 개시는 전자 회로에 관한 것으로, 좀 더 구체적으로는 전압 변환을 제공할 수 있는 전자 회로를 위한 구성들 및 동작들에 관한 것이다.
근래 다양한 유형의 전자 장치들이 이용되고 있다. 전자 장치는 그 전자 장치에 포함되는 다양한 전자 회로의 동작들에 따라 고유의 기능들을 수행한다. 전자 회로는 전원(예컨대, 배터리 또는 외부 전원)으로부터 공급되는 전력(예컨대, 전압 및 전류)에 기초하여 동작한다.
몇몇 전자 회로는 다른 전자 회로들을 동작시키기 위해 요구되는 전력을 공급하기 위해 전력 변환(예컨대, 전압 변환)을 제공할 수 있다. 예로서, 이러한 전자 회로들은 전원으로부터 출력되는 전압의 레벨을 증가 및/또는 감소시켜, 증가된 및/또는 감소된 레벨의 변환된 전압을 출력할 수 있다. 변환된 전압은 전자 회로를 동작시키는 데에 적합한 레벨을 갖도록 생성될 수 있다.
한편, 전자 장치의 동작 환경, 사용자로부터의 요구사항 등과 같은 다양한 요인에 기인하여, 전자 장치 및 전자 회로들에 의해 소모되는 전력의 양이 변할 수 있다. 전자 장치에서 소모되는 전력의 양을 정확하게 측정 또는 추정하는 것은 전자 장치를 효율적으로 동작시키기 위해 요구될 수 있다. 예로서, 전자 장치의 전력 소모에 따라 전자 회로의 동작 주파수, 동작 전압, 동작 상태(Status)가 조절되는 경우, 발열, 장치 수명, 배터리 사용 등과 같은 동작 환경들이 효율적으로 관리될 수 있다. 이는 사용자 만족도를 향상시킬 수 있고, 따라서 전자 장치의 전력 소모를 정확하게 측정 또는 추정하는 것은 중요한 이슈로 되었다.
본 개시의 실시 예들은 증가된(또는 부스트된) 레벨의 전압을 공급할 수 있는 부스트 컨버터(Boost Converter)로부터 출력되는 부하 전류(Load Current)의 세기를 추정하기 위한 전자 회로를 제공할 수 있다. 실시 예들에서, 전자 회로는, 부하 전류의 세기를 직접 감지하는 대신, 부스트 컨버터 내부의 스위치 소자(예컨대, 트랜지스터)의 양단 사이의 전압에 기초하여 부하 전류의 세기를 간접적으로 추정할 수 있다.
몇몇 실시 예에서, 전자 회로는 유도성 소자(Inductive Element), 제 1 트랜지스터, 제 2 트랜지스터, 및 부하 전류 추정 회로를 포함할 수 있다. 유도성 소자의 제 1 단은 입력 전류를 수신하기 위한 입력 단자로 연결될 수 있다. 유도성 소자는 입력 전류에 기초하여 인덕터 전류를 출력할 수 있다. 제 1 트랜지스터는 유도성 소자의 제 2 단과 기준 전압 사이에 연결될 수 있다. 제 2 트랜지스터는 유도성 소자의 제 2 단과 부하 전류를 출력하기 위한 출력 단자 사이에 연결될 수 있다. 부하 전류 추정 회로는 제 1 트랜지스터가 턴 오프되고 제 2 트랜지스터가 턴 온된 동안 인덕터 전류에 응답하여 제 2 트랜지스터의 양단 사이에서 감지되는 제 1 전압을 수신할 수 있고, 제 2 트랜지스터가 턴 온되는 제 1 시간 구간 내의 기준 시점에서의 제 1 전압의 레벨에 기초하여 제 2 전압을 출력할 수 있다. 제 2 전압은 부하 전류의 세기와 관련될 수 있다.
몇몇 실시 예에서, 전자 회로는 부스트 컨버터 및 부하 전류 추정 회로를 포함할 수 있다. 부스트 컨버터는 입력 단자의 입력 전압의 레벨보다 높도록 부스트된 레벨의 출력 전압을 출력 단자로 출력할 수 있다. 부하 전류 추정 회로는 입력 단자로 입력되는 입력 전류 및 출력 단자로부터 출력되는 부하 전류를 감지함이 없이 부스트 컨버터로부터 감지되는 제 1 전압을 수신할 수 있고, 제 1 전압에 기초하여 부하 전류의 세기와 관련되는 제 2 전압을 출력할 수 있다. 출력 전압의 레벨은 제 1 시간 구간에서 제 1 패턴으로 변할 수 있고, 제 1 시간 구간과 중첩하지 않는 제 2 시간 구간에서 제 2 패턴으로 변할 수 있다. 제 2 전압의 레벨은 제 1 시간 구간에서의 제 1 전압의 레벨 및 제 1 시간 구간의 기간(Duration)에 기초하여 변할 수 있다.
몇몇 실시 예에서, 전자 회로는 부스트 컨버터 및 부하 전류 추정 회로를 포함할 수 있다. 부스트 컨버터는 입력 전압의 레벨보다 높도록 부스트된 레벨의 출력 전압을 출력할 수 있다. 부하 전류 추정 회로는 부스트 컨버터로부터 감지되는 제 1 전압을 수신할 수 있다. 출력 전압의 레벨이 제 1 패턴으로 변하는 제 1 시간 구간에서, 제 1 전압의 레벨이 변할 수 있다. 출력 전압의 레벨이 제 2 패턴으로 변하는 제 2 시간 구간에서, 제 1 전압의 레벨은 기준 전압의 레벨에 대응할 수 있다. 부하 전류 추정 회로는, 제 2 시간 구간에서의 제 1 전압의 레벨에 관계 없이, 제 1 시간 구간 내의 기준 시점에서 샘플링되는 제 1 전압의 레벨에 기초하여 제 2 전압을 출력할 수 있다.
몇몇 실시 예에서, 전자 회로는 유도성 소자, 제 1 스위치 소자, 제 2 스위치 소자, 부하 전류 추정 회로, 제 1 컨트롤러, 및 제 2 컨트롤러를 포함할 수 있다. 유도성 소자의 제 1 단은 입력 전류를 수신하기 위한 입력 단자로 연결될 수 있다. 유도성 소자는 입력 전류에 기초하여 인덕터 전류를 출력할 수 있다. 제 1 스위치 소자는 유도성 소자의 제 2 단과 기준 전압 사이에 연결될 수 있다. 제 2 스위치 소자는 유도성 소자의 제 2 단과 부하 전류를 출력하기 위한 출력 단자 사이에 연결될 수 있다. 부하 전류 추정 회로는 제 1 스위치 소자가 연결해제(Disconnect)되고 제 2 스위치 소자가 연결된 동안 인덕터 전류에 응답하여 제 2 스위치 소자의 양단 사이에서 감지되는 제 1 전압을 수신할 수 있고, 부하 전류의 세기와 관련되는 제 2 전압을 제 1 전압에 기초하여 출력할 수 있다. 제 1 컨트롤러는 제 2 전압이 제 1 조건을 충족하는 경우에 제 1 스위치 소자 및 제 2 스위치 소자를 제 1 방식으로 제어할 수 있다. 제 2 컨트롤러는 제 2 전압이 제 1 조건과 상이한 제 2 조건을 충족하는 경우에 제 1 스위치 소자 및 제 2 스위치 소자를 제 2 방식으로 제어할 수 있다.
실시 예들에서, 입력 전류 또는 부하 전류가 직접 감지되지 않고, 부스트 컨버터의 내부 조건(예컨대, 내부 전압)이 이용될 수 있다. 따라서, 외부 환경의 변화에 의해 영향을 받음이 없이 부하 전류의 세기가 정확하게 추정될 수 있다. 나아가, 입력 전류 또는 부하 전류를 직접 감지하기 위한 외부 소자가 요구되지 않을 수 있고, 따라서 전력 소모가 줄어들 수 있고 회로 면적이 감소할 수 있다.
도 1은 몇몇 실시 예에 따른 전자 회로를 포함할 수 있는 전자 장치의 예시적인 구성을 보여주는 블록도이다.
도 2는 도 1의 전자 장치에서 구성 요소들로 전력을 전달하는 것과 관련되는 예시적인 구성을 보여주는 블록도이다.
도 3은 도 2의 DC-DC 변환 회로에 포함되는 전자 회로의 예시적인 구성을 보여주는 블록도이다.
도 4 내지 도 7은 도 3의 부스트 컨버터의 예시적인 동작을 설명하기 위한 그래프들이다.
도 8 및 도 9는 도 3의 부스트 컨버터로부터 감지되는 전압을 설명하기 위한 그래프들이다.
도 10은 도 3의 부하 전류 추정 회로의 예시적인 구성을 보여주는 블록도이다.
도 11은 도 10의 하프-듀티(Half-duty) 생성 회로의 예시적인 동작을 설명하기 위한 그래프이다.
도 12는 도 10의 샘플 및 홀드(Sample and Hold) 회로의 예시적인 동작을 설명하기 위한 그래프이다.
도 13은 도 10의 듀티 기반(Duty-based) 변환 회로의 예시적인 구성을 보여주는 블록도이다.
도 14는 도 13의 듀티 기반 변환 회로의 예시적인 구성을 보여주는 회로도이다.
도 15 내지 도 17은 도 13의 듀티 기반 변환 회로의 예시적인 동작을 설명하기 위한 그래프들이다.
도 18은 도 10의 감산 회로의 예시적인 구성을 보여주는 블록도이다.
도 19는 도 18의 감산 회로의 예시적인 구성을 보여주는 회로도이다.
도 20은 도 18의 감산 회로의 예시적인 동작을 설명하기 위한 그래프이다.
도 21은 도 2의 DC-DC 변환 회로에 포함되는 전자 회로의 예시적인 구성을 보여주는 블록도이다.
도 22 및 도 23은 도 21의 모드 제어 회로의 예시적인 동작을 설명하기 위한 그래프들이다.
도 24는 도 1의 전자 장치에 포함될 수 있는 예시적인 구성을 보여주는 블록도이다.
아래에서, 본 개시가 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자들이 본 발명을 용이하게 실시할 수 있도록, 첨부되는 도면들을 참조하여 몇몇 실시 예가 명확하고 상세하게 설명될 것이다.
도 1은 몇몇 실시 예에 따른 전자 회로를 포함할 수 있는 전자 장치(1000)의 예시적인 구성을 보여주는 블록도이다.
예로서, 전자 장치(1000)는 데스크톱 컴퓨터, 태블릿 컴퓨터, 랩톱 컴퓨터, 스마트 폰, 웨어러블(Wearable) 장치, 워크스테이션, 서버, 전기 자동차, 가전기기, 의료기기 등과 같은 다양한 유형의 전자 장치들 중 하나로 구현될 수 있다.
전자 장치(1000)는 다양한 전자 회로를 포함할 수 있다. 예로서, 전자 장치(1000)의 전자 회로들은 이미지 처리 블록(1100), 통신 블록(1200), 오디오 처리 블록(1300), 버퍼 메모리(1400), 불휘발성 메모리(1500), 유저 인터페이스(1600), 메인 프로세서(1800), 전력 관리 회로(1900), 및 충전 회로(1910)를 포함할 수 있다.
예로서, 전자 장치(1000)는 배터리(1920)로 연결될 수 있고, 배터리(1920)는 전자 장치(1000)의 동작에 이용되는 전력을 공급할 수 있다. 다만, 본 발명은 이 예로 한정되지 않고, 전자 장치(1000)로 공급되는 전력은 배터리(1920) 외의 다른 내부/외부 전원으로부터 올 수 있다.
이미지 처리 블록(1100)은 렌즈(1110)를 통해 빛을 수신할 수 있다. 이미지 처리 블록(1100)에 포함되는 이미지 센서(1120) 및 이미지 신호 처리기(1130)는 수신되는 빛에 기초하여, 외부 객체와 관련되는 이미지 정보를 생성할 수 있다.
통신 블록(1200)은 안테나(1210)를 통해 외부 장치/시스템과 신호를 교환할 수 있다. 통신 블록(1200)의 송수신기(1220) 및 MODEM(Modulator/Demodulator, 1230)은 다양한 유선/무선 통신 규약 중 하나 이상에 따라, 외부 장치/시스템과 교환되는 신호를 처리할 수 있다.
오디오 처리 블록(1300)은 오디오 신호 처리기(1310)를 이용하여 소리 정보를 처리할 수 있다. 오디오 처리 블록(1300)은 마이크(1320)를 통해 오디오 입력을 수신할 수 있고, 스피커(1330)를 통해 오디오를 출력할 수 있다.
버퍼 메모리(1400)는 전자 장치(1000)의 동작에 이용되는 데이터를 저장할 수 있다. 예로서, 버퍼 메모리(1400)는 메인 프로세서(1800)에 의해 처리된 또는 처리될 데이터를 일시적으로 저장할 수 있다. 예로서, 버퍼 메모리(1400)는 SRAM(Static Random Access Memory), DRAM(Dynamic RAM), SDRAM(Synchronous DRAM) 등과 같은 휘발성 메모리, 및/또는 PRAM(Phase-change RAM), MRAM(Magneto-resistive RAM), ReRAM(Resistive RAM), FRAM(Ferro-electric RAM) 등과 같은 불휘발성 메모리를 포함할 수 있다.
불휘발성 메모리(1500)는 전력이 공급되는지에 관계 없이 데이터를 저장할 수 있다. 예로서, 불휘발성 메모리(1500)는 플래시 메모리, PRAM, MRAM, ReRAM, FRAM 등과 같은 다양한 불휘발성 메모리 중 적어도 하나를 포함할 수 있다. 예로서, 불휘발성 메모리(1500)는 SD(Secure Digital) 카드 또는 SSD(Solid State Drive)와 같은 착탈식 메모리, 및/또는 eMMC(Embedded Multimedia Card)와 같은 내장(Embedded) 메모리를 포함할 수 있다.
유저 인터페이스(1600)는 사용자와 전자 장치(1000) 사이의 통신을 중재할 수 있다. 예로서, 유저 인터페이스(1600)는 사용자로부터 입력을 수신하기 위한 입력 인터페이스 및 사용자에게 정보를 제공하기 위한 출력 인터페이스를 포함할 수 있다.
메인 프로세서(1800)는 전자 장치(1000)의 구성 요소들의 전반적인 동작들을 제어할 수 있다. 메인 프로세서(1800)는 전자 장치(1000)를 동작시키기 위해 다양한 연산을 처리할 수 있다. 예로서, 메인 프로세서(1800)는 범용(General-purpose) 프로세서, 전용(Special-purpose) 프로세서, 어플리케이션(Application) 프로세서, 마이크로프로세서 등으로 구현될 수 있고, 하나 이상의 프로세서 코어를 포함할 수 있다.
전력 관리 회로(1900) 및 충전 회로(1910)는 전자 장치(1000)를 동작시키는 데에 이용되는 전력을 공급할 수 있다. 이는 도 2를 참조하여 설명될 것이다.
도 2는 도 1의 전자 장치(1000)에서 구성 요소들로 전력을 전달하는 것과 관련되는 예시적인 구성을 보여주는 블록도이다.
전력 관리 회로(1900)는 전자 장치(1000)의 구성 요소들로 전력을 공급할 수 있다. 예로서, 충전 회로(1910)는 배터리(1920) 및/또는 다른 외부 전원으로부터 수신되는 전력(PWR)에 기초하여 시스템 전압을 출력할 수 있다. 전력 관리 회로(1900)는 시스템 전압에 기초하여, 전자 장치(1000)의 구성 요소들로 공급될 전력을 출력할 수 있다. 전력 관리 회로(1900)는 시스템 전압을 적절하게 변환하여 얻어지는 전력을 전자 장치(1000)의 구성 요소들로 전달할 수 있다.
이를 위해, 예로서, 전력 관리 회로(1900)는 하나 이상의 DC(Direct Current)-DC 변환 회로(1905)를 포함할 수 있고, 충전 회로(1910)는 하나 이상의 DC-DC 변환 회로(1915)를 포함할 수 있다. DC-DC 변환 회로들(1905, 1915) 각각은 입력 DC 전압을 변환하여 출력 DC 전압을 생성할 수 있다. 출력 전압은 출력 전압의 레벨이 입력 전압의 레벨보다 높거나 낮도록 입력 전압으로부터 변환될 수 있다.
예로서, DC-DC 변환 회로들(1905, 1915)은 부스트 컨버터(Boost Converter)를 포함할 수 있다. 부스트 컨버터는 입력 전압의 레벨보다 높도록 증가된 또는 부스트된 레벨의 출력 전압을 출력할 수 있다. 이는 도 3 내지 도 7을 참조하여 설명될 것이다.
예로서, DC-DC 변환 회로(1905)로부터 출력되는 전류 및 전압은 이미지 처리 블록(1100), 통신 블록(1200), 오디오 처리 블록(1300), 버퍼 메모리(1400), 불휘발성 메모리(1500), 유저 인터페이스(1600)(예컨대, 디스플레이 장치(1610), 터치 처리 IC(Integraged Circuit)(1690) 등과 같은 입력/출력 인터페이스들), 및 메인 프로세서(1800) 중 적어도 하나로 전달될 수 있다. 전자 장치(1000)의 구성 요소들은 전달된 전류 및 전압에 기초하여 동작할 수 있다.
도 1 및 도 2에 나타낸 구성 요소들은 더 나은 이해를 가능하게 하기 위해 제공되고, 본 개시를 한정하도록 의도되지는 않는다. 전자 장치(1000)는 도 1 및 도 2에 나타낸 구성 요소들 중 하나 이상을 포함하지 않을 수 있고, 및/또는 도 1 및 도 2에 나타내지 않은 적어도 하나의 구성 요소를 더 포함할 수 있다.
이하, DC-DC 변환 회로(1905 또는 1915)와 관련되는 예시적인 구성들이 설명될 것이다. 그러나, 실시 예들은 입력 전압을 출력 전압으로 변환하기 위해 전자 장치(1000)의 다른 구성 요소들에서도 채용될 수 있다. 본 개시가 DC-DC 변환 회로(1905 또는 1915)와 관련되는 것으로 한정되지 않음이 잘 이해될 것이다.
도 3은 도 2의 DC-DC 변환 회로(1905 또는 1915)에 포함되는 전자 회로(2000)의 예시적인 구성을 보여주는 블록도이다. 도 4 내지 도 7은 도 3의 부스트 컨버터(2100)의 예시적인 동작을 설명하기 위한 그래프들이다. 도 8 및 도 9는 도 3의 부스트 컨버터(2100)로부터 감지되는 전압(VLS)을 설명하기 위한 그래프들이다. 더 나은 이해를 가능하게 하기 위해, 도 4 내지 도 9가 도 3과 함께 참조될 것이다.
도 3을 참조하면, 전자 회로(2000)는 부스트 컨버터(2100), 전압 센서(2300), 및 부하 전류 추정 회로(2500)를 포함할 수 있다. 부스트 컨버터(2100)는 유도성 소자(Inductive Element)(L1), 스위치 소자들(MN, MP), 용량성 소자(Capacitive Element)(Co), 펄스 폭 변조(Pulse Width Modulation, PWM) 컨트롤러(2110), 및 게이트 드라이버(2150)를 포함할 수 있다.
부스트 컨버터(2100)의 입력 단자(TIN)는 입력 전압(Vs)으로 연결될 수 있다. 부스트 컨버터(2100)는 입력 단자(TIN)를 통해 전원(100)으로부터 입력 전류(Is)를 수신할 수 있다. 전원(100)은 충전 회로(1910), 배터리(1920), 및/또는 그 외 다른 외부 전원에 대응할 수 있다. 전원(100)은 입력 전압(Vs) 및 입력 전류(Is)에 기초하여 부스트 컨버터(2100)로 전력을 제공할 수 있다.
부스트 컨버터(2100)는 출력 단자(TOUT)를 통해 전력을 출력할 수 있다. 예로서, 출력 전압(Vo) 및 부하 전류(Io)가 출력 단자(TOUT)로부터 출력될 수 있다. 출력 전압(Vo) 및 부하 전류(Io)는 부스트 컨버터(2100)에 의해 입력 전압(Vs) 및 입력 전류(Is)로부터 변환될 수 있다. 출력 전압(Vo) 및 부하 전류(Io)는 전자 장치(1000)의 구성 요소를 동작시키기 위한 전력으로서 이용될 수 있다.
유도성 소자(L1)는 인덕터, 코일 등과 같은 소자일 수 있다. 유도성 소자(L1)의 제 1 단은 입력 단자(TIN)로 연결될 수 있다. 유도성 소자(L1)는 입력 전류(Is)를 수신할 수 있다. 유도성 소자(L1)는 입력 전류(Is)에 기초하여 인덕터 전류(IL)를 출력할 수 있다.
스위치 소자들(MN, MP)은 트랜지스터, 다이오드, 게이트 등과 같은 소자일 수 있다. 스위치 소자(MN)는 유도성 소자(L1)의 제 2 단과 기준 전위(예컨대, 접지 전압) 사이에 연결될 수 있다. 스위치 소자(MP)는 유도성 소자(L1)의 제 2 단과 출력 단자(TOUT) 사이에 연결될 수 있다. 스위치 소자들(MN, MP)은 전류가 흐르는 전류 경로를 연결 또는 연결해제(Disconnect)할 수 있다. 부스트 컨버터(2100)는 입력 단자(TIN)와 출력 단자(TOUT) 사이에 유도성 소자(L1) 및 스위치 소자(MP)를 포함할 수 있다.
이하, 스위치 소자(MN)는 NMOS(N-channel Metal Oxide Semiconductor) 트랜지스터이고 스위치 소자(MP)는 PMOS(P-channel MOS)인 것으로 가정될 것이다. 그러나, 이 가정은 더 나은 이해를 가능하게 하기 위해 제공되고, 본 개시는 여기에 한정되지 않는다. 스위치 소자들(MN, MP) 각각의 종류 및 유형이 전류 경로를 연결 또는 연결해제하기 위해 다양하게 변경 또는 수정될 수 있음이 잘 이해될 것이다.
예로서, 트랜지스터가 게이트 전압에 응답하여 턴 온되는 경우, 이는 스위치 소자가 연결되어 전류가 흐르도록 전류 경로를 제공하는 것으로 이해될 수 있다. 반면, 트랜지스터가 턴 오프되는 경우, 이는 전류가 흐르지 않도록 스위치 소자가 연결해제되고 전류 경로가 제공되지 않는 것으로 이해될 수 있다.
스위치 소자들(MN, MP)이 연결됨에 따라, 인덕터 전류(IL)를 위한 전류 경로가 제공될 수 있다. 예로서, 스위치 소자(MN)가 연결되는 경우(예컨대, NMOS 트랜지스터가 턴 온되는 경우), 인덕터 전류(IL)는 스위치 소자(MN)를 통해 기준 전위의 단자로 흐를 수 있다. 예로서, 스위치 소자(MP)가 연결되는 경우(예컨대, PMOS 트랜지스터가 턴 온되는 경우), 인덕터 전류(IL)는 스위치 소자(MP)를 통해 출력 단자(TOUT)로 흐를 수 있다.
출력 전압(Vo)의 레벨 및 부하 전류(Io)의 세기는 스위치 소자들(MN, MP)의 연결 및 연결해제(예컨대, 트랜지스터들의 턴-온 및 턴-오프)에 따라 변할 수 있다. 다시 말해, 부스트 컨버터(2100)가 스위치 소자들(MN, MP)의 연결 및 연결해제를 제어함에 따라, 출력 전압(Vo) 및 부하 전류(Io)가 의도된 레벨 및 의도된 세기를 갖도록 제어될 수 있다.
PWM 컨트롤러(2110)는 출력 단자(TOUT)로 연결될 수 있다. PWM 컨트롤러(2110)는 출력 전압(Vo)에 기초하여 제어 신호(PWM)를 생성할 수 있다. 예로서, PWM 컨트롤러(2110)는 출력 전압(Vo)과 기준 전압을 비교한 결과에 기초하여 제어 신호(PWM)를 생성할 수 있다. 여기서, 기준 전압의 레벨은 부스트 컨버터(2100)로부터 출력되는 전압의 목표 레벨(즉, 출력 전압(Vo)의 의도되는 레벨)과 관련될 수 있다. 제어 신호(PWM)는 출력 전압(Vo)의 레벨이 기준 전압의 레벨과 실질적으로 동일해지도록 출력 전압(Vo)을 제어하기 위해 생성될 수 있다. 이를 위해, 스위치 소자들(MN, MP)의 연결 및 연결해제는 제어 신호(PWM)에 기초하여 제어될 수 있다.
게이트 드라이버(2150)는 제어 신호(PWM)에 기초하여 제어 신호들(NG, PG)을 출력할 수 있다. 스위치 소자(MN)는 제어 신호(NG)에 응답하여 연결 또는 연결해제될 수 있고, 스위치 소자(MP)는 제어 신호(PG)에 응답하여 연결 또는 연결해제될 수 있다. 게이트 드라이버(2150)는 제어 신호들(NG, PG)이 스위치 소자들(MN, MP)을 제어하기에 충분한 세기들을 갖도록 제어 신호(PWM)로부터 제어 신호들(NG, PG)을 구동할 수 있다.
용량성 소자(Co)는 출력 단자(TOUT)의 전압을 버퍼링할 수 있다. 나아가, 스위치 소자(MP)가 연결해제된 동안, 출력 전압(Vo) 및 부하 전류(Io)는 용량성 소자(Co)에 저장되었던 전하들에 기초하여 공급될 수 있다.
도 4를 참조하면, 제어 신호(PWM)는 논리 하이(Logic High)에 대응하는 레벨과 논리 로우(Logic Low)에 대응하는 레벨을 번갈아 가질 수 있다. 예로서, 제어 신호(PWM)는 시각 T1과 T2 사이의 시간 구간에서 논리 하이에 대응하는 레벨을 가질 수 있고, 시각 T2와 T3 사이의 시간 구간에서 논리 로우에 대응하는 레벨을 가질 수 있다. 시각 T1과 T2 사이의 시간 구간은 시각 T2와 T3 사이의 시간 구간과 중첩하지 않을 수 있다.
제어 신호(PWM)의 레벨은 주기적으로 변할 수 있다. 예로서, 시각 T1과 T3 사이의 시간 구간은 한 주기에 대응할 수 있다. 제어 신호(PWM)는 한 주기 동안 논리 하이에 대응하는 레벨 및 논리 로우에 대응하는 레벨을 연이어 가질 수 있다. 한 주기가 지난 후, 다음 주기가 이어질 수 있다.
예로서, 제어 신호(PWM)의 논리 하이는 기간(Duration)(D) 동안 유지될 수 있고, 제어 신호(PWM)의 논리 로우는 기간(1-D) 동안 유지될 수 있다(D는 0과 1 사이의 실수). 여기서, 0, D, 및 1은 상대적인 시간 기간과 관련될 수 있다.
예로서, D가 0.4인 경우, 제어 신호(PWM)는 한 주기의 0.4에 대응하는 기간 동안 논리 하이에 대응하는 레벨을 가질 수 있고, 한 주기의 0.6(=1-0.4)에 대응하는 기간 동안 논리 로우에 대응하는 레벨을 가질 수 있다. 제어 신호(PWM)는 기간(D)과 기간(1-D)의 듀티 비(Duty Ratio)에 따라 펄스들을 포함할 수 있다.
제어 신호들(NG, PG)은 스위치 소자들(MN, MP)의 연결 및 연결해제를 제어하는 데에 적합하도록 제어 신호(PWM)에 기초하여 생성될 수 있다. 도 4는 제어 신호들(NG, PG) 각각의 파형이 제어 신호(PWM)의 파형과 실질적으로 동일한 것을 보여준다. 그러나, 제어 신호들(NG, PG) 각각의 파형이 스위치 소자들(MN, MP) 각각의 종류 및 유형에 따라 적합하게 변경 또는 수정될 수 있음이 잘 이해될 것이다.
도 5를 참조하면, 스위치 소자(MN)는 제어 신호(NG)의 논리 하이에 응답하여 연결될 수 있고, 제어 신호(NG)의 논리 로우에 응답하여 연결해제될 수 있다. 스위치 소자(MP)는 제어 신호(PG)의 논리 하이에 응답하여 연결해제될 수 있고, 제어 신호(PG)의 논리 로우에 응답하여 연결될 수 있다.
예로서, 스위치 소자(MN)의 연결은 스위치 소자(MP)의 연결과 배타적일 수 있다. 예로서, 스위치 소자(MN)가 연결되는 경우에 스위치 소자(MP)가 연결해제될 수 있고, 스위치 소자(MN)가 연결해제되는 경우에 스위치 소자(MP)가 연결될 수 있다. 스위치 소자들(MN, MP)의 연결 및 연결해제는 기간(D) 및 기간(1-D)에 따라 반복될 수 있다.
도 6을 참조하면, 입력 전류(Is)의 세기는 실질적으로 일정할 수 있다. 그러나, 기간(D)과 기간(1-D)의 듀티 비에 따라 스위치 소자들(MN, MP)의 연결 및 연결해제가 반복됨에 따라, 인덕터 전류(IL)의 세기의 증가 및 감소가 반복될 수 있다.
예로서, 시각 T1과 T2 사이의 시간 구간에서, 스위치 소자(MN)가 연결되고 스위치 소자(MP)가 연결해제된 동안, 인덕터 전류(IL)의 세기는 증가할 수 있다. 반면, 시각 T2와 T3 사이의 시간 구간에서, 스위치 소자(MN)가 연결해제되고 스위치 소자(MP)가 연결된 동안, 인덕터 전류(IL)의 세기는 감소할 수 있다. 인덕터 전류(IL)의 평균 세기는 입력 전류(Is)의 세기에 대응할 수 있다.
인덕터 전류(IL)가 출력 단자(TOUT)로 전달됨에 따라, 부하 전류(Io)가 부스트 컨버터(2100)로부터 출력될 수 있다. 부하 전류(Io)의 평균 세기는 입력 전류(Is)의 세기보다 낮을 수 있다.
도 7을 참조하면, 입력 전압(Vs)의 레벨은 실질적으로 일정할 수 있다. 그러나, 기간(D)과 기간(1-D)의 듀티 비에 따라 인덕터 전류(IL)의 세기의 증가 및 감소가 반복됨에 따라, 출력 전압(Vo)의 레벨의 증가 및 감소가 반복될 수 있다.
예로서, 시각 T2와 T3 사이의 시간 구간에서, 인덕터 전류(IL)의 세기가 감소하는 경우, 출력 전압(Vo)의 레벨은 제 1 패턴(예컨대, 증가하는 패턴)으로 변할 수 있다. 반면, 시각 T1과 T2 사이의 시간 구간에서, 인덕터 전류(IL)의 세기가 증가하는 경우, 출력 전압(Vo)의 레벨은 제 2 패턴(예컨대, 감소하는 패턴)으로 변할 수 있다. 다만, 출력 전압(Vo)의 레벨의 변화는 이 예로 한정되지 않고, 스위치 소자들(MN, MP)의 연결 및 연결해제에 기초하여 도 7의 도시와 상이하게 관측될 수 있다. 이 예는 더 나은 이해를 가능하게 하기 위해 제공될 뿐임이 잘 이해될 것이다.
출력 전압(Vo)의 평균 레벨은 목표 전압(VT)의 레벨에 대응할 수 있다. 목표 전압(VT)은 부스트 컨버터(2100)가 출력 전압(Vo)으로서 출력하고자 의도하는 전압일 수 있다.
목표 전압(VT)의 레벨은 입력 전압(Vs)의 레벨보다 높을 수 있다. 따라서, 부스트 컨버터(2100)는 입력 단자(TIN)의 입력 전압(Vs)의 레벨보다 높도록 증가된 또는 부스트된 레벨의 출력 전압(Vo)을 출력 단자(TOUT)로 출력할 수 있다.
한편, 기간(D)과 기간(1-D)의 듀티 비에 따라 목표 전압(VT)의 레벨이 변할 수 있다. 예로서, 기간(D)이 짧아지는 경우(예컨대, 기간(D)이 0.4로부터 0.2로 변하고 기간(1-D)이 0.6으로부터 0.8로 변하는 경우), 기간(D) 동안 유도성 소자(L1)에 저장되는 에너지의 양이 감소할 수 있고, 따라서 기간(1-D)에서 출력 단자(TOUT)로 전달되는 에너지의 양이 감소할 수 있다. 따라서, 목표 전압(VT)의 레벨이 감소할 수 있다.
반면, 기간(D)이 길어지는 경우(예컨대, 기간(D)이 0.4로부터 0.6으로 변하고 기간(1-D)이 0.6으로부터 0.4로 변하는 경우), 기간(D) 동안 유도성 소자(L1)에 저장되어 기간(1-D)에서 출력 단자(TOUT)로 전달되는 에너지의 양이 증가할 수 있다. 따라서, 목표 전압(VT)의 레벨이 증가할 수 있다. 다시 말해, 제어 신호(PWM)의 펄스 폭(예컨대, 기간(D))이 조절되는 경우, 목표 전압(VT)의 레벨이 증가하거나 감소할 수 있고, 이와 관련하여, 출력 전압(Vo)의 레벨 역시 증가하거나 감소할 수 있다.
예로서, PWM 컨트롤러(2110)는 출력 전압(Vo)의 레벨이 기준 전압의 레벨보다 낮아지는지 또는 높아지는지 판별할 수 있다. PWM 컨트롤러(2110)는 판별에 기초하여 제어 신호(PWM)를 출력할 수 있다.
예로서, 출력 전압(Vo)의 레벨이 기준 전압의 레벨보다 낮아지는 경우, PWM 컨트롤러(2110)는 기간(D)이 증가하고 기간(1-D)이 감소하도록 제어 신호(PWM)를 생성할 수 있다. 이 경우, 출력 단자(TOUT)로 전달될 에너지의 양이 증가할 수 있고, 따라서 감소하였던 출력 전압(Vo)의 레벨이 증가하여 목표 전압(VT)의 레벨로 복원될 수 있다.
반면, 출력 전압(Vo)의 레벨이 기준 전압의 레벨보다 높아지는 경우, PWM 컨트롤러(2110)는 기간(D)이 감소하고 기간(1-D)이 증가하도록 제어 신호(PWM)를 생성할 수 있다. 이 경우, 출력 단자(TOUT)로 전달될 에너지의 양이 감소할 수 있고, 따라서 증가하였던 출력 전압(Vo)의 레벨이 감소하여 목표 전압(VT)의 레벨로 복원될 수 있다.
이처럼, 부스트 컨버터(2100)는 제어 신호(PWM)에 기초하여 출력 전압(Vo)의 레벨의 변화를 제어할 수 있다. 출력 전압(Vo)의 레벨이 변함에 따라, 부하 전류(Io)의 세기도 변할 수 있다.
도 3으로 돌아가면, 부하 전류(Io)는 전자 장치(1000)의 구성 요소를 동작시키기 위해 그 구성 요소로 전달될 수 있다. 예로서, 메인 프로세서(1800), 디스플레이 장치(1610), 및/또는 통신 블록(1200)은 부하 전류(Io)에 기초하여 공급되는 전력을 소모하며 동작할 수 있다.
이와 관련하여, 전자 장치(1000)의 각 구성 요소에서 소모되는 전력의 양(예컨대, 부하 전류(Io)의 세기)을 측정 또는 추정하는 것은 전자 장치(1000)를 효율적으로 동작시키는 데에 유익할 수 있다. 예로서, 메인 프로세서(1800)에 의해 소모되는 부하 전류(Io)의 세기가 과도하게 높은 것으로 측정되는 경우, 메인 프로세서(1800)의 동작 주파수 또는 동작 전압을 감소시킴으로써 전자 장치(1000)의 발열 및 전력 소모가 줄어들 수 있다.
이처럼, 부하 전류(Io)의 세기에 따라 구성 요소의 동작 상태(Status)(예컨대, 동작 주파수, 동작 전압 등)가 조절되는 경우, 발열, 장치 수명, 배터리 사용 등과 같은 동작 환경들이 효율적으로 관리될 수 있다. 이는 사용자 만족도를 향상시킬 수 있다. 부하 전류(Io)의 세기가 더 정확하게 측정 또는 추정될수록, 관리 효율성이 더 높아질 수 있다.
몇몇 구현에서, 출력 단자(TOUT)와 부하 전류(Io) 사이에 감지 저항이 삽입될 수 있고, 감지 저항을 통해 흐르는 전류의 세기를 감지함으로써 부하 전류(Io)의 세기가 직접 측정될 수 있다. 그러나, 이러한 구현에서, 부하 전류(Io)의 세기가 증가하는 경우, 전력 손실 및 발열이 증가하고 전력 효율이 저하된다. 게다가, 추가의 감지 저항은 회로 면적의 증가를 야기한다.
몇몇 다른 구현에서, 유도성 소자(L1)의 내부 저항이 이용될 수 있다. 입력 전류(Is)가 내부 저항을 통해 흐를 수 있고, 내부 저항을 통해 흐르는 전류의 세기를 감지함으로써 부하 전류(Io)의 세기가 추정될 수 있다. 그러나, 내부 저항은 온도에 따라 현저하게 변하여, 정확한 측정 또는 추정이 어려워진다.
반면, 실시 예들은, 부하 전류(Io) 또는 입력 전류(Is)의 세기를 직접 감지하는 대신, 부스트 컨버터(2100) 내부의 스위치 소자(MP)의 양단 사이의 전압에 기초하여 부하 전류(Io)의 세기를 간접적으로 추정할 수 있다. 이러한 실시 예들이 동작 가능한 것은 다음 설명들로부터 이해될 수 있을 것이다.
부스트 컨버터(2100)에서의 전력 손실이 없다고 가정될 경우, 다음 수학식 1이 충족될 수 있다.
수학식 1로부터 다음 수학식 2가 얻어질 수 있다.
한편, 유도성 소자(L1) 양단 사이에서 충족되는 Voltage-Second 평형의 조건은 다음 수학식 3으로 설명될 수 있다.
수학식 3 및 수학식 2로부터 다음 수학식 4가 얻어질 수 있다.
수학식 4로부터 다음 수학식 5가 얻어질 수 있다.
수학식 5로부터 이해될 수 있듯이, 부하 전류(Io)의 세기는 입력 전류(Is)의 세기 및 스위치 소자(MN)가 연결되는 기간(D)에 기초하여 간접적으로 추정될 수 있다. 이를 위해, 전압 센서(2300)는 스위치 소자(MP) 양단 사이에서 전압(VLS)을 감지할 수 있다.
전압(VLS)은 스위치 소자(MN)가 연결해제되고 스위치 소자(MP)가 연결된 동안(따라서 스위치 소자(MP)가 인덕터 전류(IL)를 출력 단자(TOUT)로 전달하는 동안) 인덕터 전류(IL)에 응답하여 스위치 소자(MP) 양단으로부터 감지될 수 있다. 전압(VLS)은 인덕터 전류(IL)에 기초하여 감지될 수 있고, 인덕터 전류(IL)는 입력 전류(Is)에 기초하여 생성될 수 있다. 따라서, 아래에서 설명될 것처럼, 전압(VLS)은 입력 전류(Is)의 세기에 관한 정보를 나타내기 위해 이용될 수 있다.
도 8을 참조하면, 인덕터 전류(IL)의 평균 세기는 입력 전류(Is)의 세기에 대응할 수 있다. 예로서, 기간(1-D)의 1/2을 제공하는 시점(TH)에서, 인덕터 전류(IL)의 변하는 세기가 입력 전류(Is)의 세기로 될 수 있다. 다시 말해, 시점(TH)에서, 입력 전류(Is)의 세기에 관한 정보가 인덕터 전류(IL)의 세기로부터 얻어질 수 있다.
도 9는 전압(VLS)의 레벨을 보여준다. 예로서, 스위치 소자(MN)가 연결해제되고 스위치 소자(MP)가 연결되는 시각 T2와 T3 사이의 시간 구간에서, 인덕터 전류(IL)의 세기가 감소하는 동안, 전압(VLS)의 레벨은 감소할 수 있다. 전압(VLS)의 레벨은 인덕터 전류(IL)의 세기의 변화에 응답하여 변할 수 있다.
반면, 스위치 소자(MN)가 연결되고 스위치 소자(MP)가 연결해제되는 시각 T1과 T2 사이의 시간 구간에서, 인덕터 전류(IL)의 세기가 증가하는 동안, 전압(VLS)의 레벨은 기준 전위의 레벨에 대응할 수 있다. 전압(VLS)의 레벨은 기간(D)과 기간(1-D)의 듀티 비에 따라 변할 수 있다.
한편, 시점(TH)에서, 전압(VLS)의 레벨이 변하는 레벨의 평균 레벨로 될 수 있다. 전압(VLS)은 인덕터 전류(IL)에 기초하여 감지될 수 있고, 시점(TH)에서의 인덕터 전류(IL)의 세기는 입력 전류(Is)의 세기에 대응할 수 있다. 따라서, 시점(TH)에서의 전압(VLS)의 레벨(예컨대, 평균 레벨)은 입력 전류(Is)의 세기와 관련될 수 있다.
도 3으로 돌아오면, 부하 전류 추정 회로(2500)는 전압(VLS) 및 제어 신호(PWM)를 수신할 수 있다. 부하 전류 추정 회로(2500)는 전압(VLS)에 기초하여 입력 전류(Is)의 세기에 관한 정보를 이용할 수 있다. 나아가, 부하 전류 추정 회로(2500)는 제어 신호(PWM)에 기초하여 기간(D)에 관한 정보를 이용할 수 있다.
부하 전류 추정 회로(2500)는 전압(VLS)에 기초하여 전압(Vsen)을 출력할 수 있다. 부하 전류 추정 회로(2500)는 전압(Vsen)을 출력하기 위해 수학식 5에 기반하는 동작을 수행할 수 있다. 따라서, 전압(Vsen)은 부하 전류(Io)의 세기와 관련될 수 있다. 이는 도 10 내지 도 20을 참조하여 설명될 것이다.
실시 예들에서, 부하 전류 추정 회로(2500)는, 입력 단자(TIN)로 입력되는 입력 전류(Is) 및 출력 단자(TOUT)로부터 출력되는 부하 전류(Io)를 직접 감지함이 없이, 전압 센서(2300)에 의해 부스트 컨버터(2100)로부터 감지되는 전압(VLS)을 수신할 수 있고 전압(VLS)에 기초하여 전압(Vsen)을 출력할 수 있다.
실시 예들에서, 부스트 컨버터(2100)의 내부 조건(예컨대, 전압(VLS))이 이용될 수 있다. 따라서, 외부 환경의 변화에 의해 영향을 받음이 없이 부하 전류(Io)의 세기가 정확하게 추정될 수 있다. 나아가, 입력 전류(Is) 또는 부하 전류(Io)를 직접 감지하기 위한 외부 소자가 요구되지 않을 수 있다. 따라서, 전력 소모가 줄어들 수 있고 회로 면적이 감소할 수 있다.
도 10은 도 3의 부하 전류 추정 회로(2500)의 예시적인 구성을 보여주는 블록도이다.
부하 전류 추정 회로(2500)는 하프-듀티(Half-duty) 생성 회로(2510), 샘플 및 홀드(Sample and Hold) 회로(2530), 듀티 기반(Duty-based) 변환 회로(2550), 및 감산 회로(2570)를 포함할 수 있다. 다만, 도 10의 구성은 더 나은 이해를 가능하게 하기 위해 제공되고, 본 발명을 한정하도록 의도되지 않는다. 부하 전류 추정 회로(2500)의 구성은 아래에서 설명되는 동작들을 수행하기 위해 다양하게 변경 또는 수정될 수 있다.
샘플 및 홀드 회로(2530)는 전압(VLS)을 수신할 수 있다. 샘플 및 홀드 회로(2530)는 기준 시점에 전압(VLS)의 레벨을 샘플링하여, 샘플링된 레벨의 전압(VIS)을 출력할 수 있다. 샘플 및 홀드 회로(2530)는 전압 레벨을 샘플링하고 유지하기 위해 스위치, 커패시터 등을 포함하는 전자 회로를 포함할 수 있다.
기준 시점은 스위치 소자(MP)가 연결되고 스위치 소자(MN)가 연결해제되는 시간 구간 내의 시점일 수 있다. 예로서, 기준 시점은 도 8 및 도 9를 참조하여 설명된 시점(TH)일 수 있다. 이 예에서, 전압(VIS)의 레벨은 전압(VLS)의 변하는 레벨의 평균 레벨에 대응하도록 샘플링될 수 있고, 입력 전류(Is)의 세기와 관련될 수 있다.
하프-듀티 생성 회로(2510)는 전압(VLS)의 레벨을 샘플링하기 위한 기준 시점을 제공할 수 있다. 예로서, 하프-듀티 생성 회로(2510)는 스위치 소자(MP)의 제어와 관련되는 제어 신호(PG)를 수신할 수 있다. 하프-듀티 생성 회로(2510)는 제어 신호(PG)에 기초하여 하프-듀티 신호(PG_HD)를 생성할 수 있다.
하프-듀티 신호(PG_HD)는 샘플 및 홀드 회로(2530)로 제공될 수 있다. 샘플 및 홀드 회로(2530)는 하프-듀티 신호(PG_HD)에 기초하여 전압(VLS)의 레벨을 샘플링할 수 있다. 예로서, 하프-듀티 신호(PG_HD)는, 샘플 및 홀드 회로(2530)가 기준 시점에 전압(VLS)의 레벨을 샘플링할 수 있도록, 기준 시점의 에지(Edge)를 가질 수 있다. 하프-듀티 생성 회로(2510) 및 샘플 및 홀드 회로(2530)의 예시적인 동작들이 도 11 및 도 12를 참조하여 더 설명될 것이다.
듀티 기반 변환 회로(2550)는 제어 신호(PWM) 및 전압(VIS)을 수신할 수 있다. 듀티 기반 변환 회로(2550)는 제어 신호(PWM)에 기초하여 기간(D)에 관한 정보를 이용할 수 있다. 듀티 기반 변환 회로(2550)는 제어 신호(PWM) 및 전압(VIS)에 기초하여 전압(D·VIS)을 출력할 수 있다. 전압(D·VIS)의 레벨은 전압(VIS)의 샘플링된 레벨로부터 조절되어 얻어질 수 있다.
아래에서 설명될 것처럼, 전압(D·VIS)의 레벨은 기간(D)이 전압(VIS)의 레벨에 반영됨에 따라 얻어질 수 있다. 다시 말해, 전압(D·VIS)의 조절된 레벨은 기간(D)과 기간(1-D)의 합에 대한 기간(D)의 비율만큼 전압(VIS)의 샘플링된 레벨을 조절하여 얻어질 수 있다. 듀티 기반 변환 회로(2550)의 예시적인 구성들 및 동작들이 도 13 내지 도 17을 참조하여 더 설명될 것이다.
감산 회로(2570)는 전압(VIS) 및 전압(D·VIS)을 수신할 수 있다. 감산 회로(2570)는 전압(VIS)의 레벨과 전압(D·VIS)의 레벨 사이의 차이에 기초하여 전압(Vsen)을 출력할 수 있다. 전압(Vsen)의 레벨은 전압(VIS)의 레벨과 전압(D·VIS)의 레벨 사이의 차이에 기초하여 얻어질 수 있다. 이는 다음 수학식 6으로 설명될 수 있다.
전압(VIS)은 입력 전류(Is)의 세기에 관한 정보를 나타낼 수 있다. 따라서, 수학식 5를 수학식 6과 비교하면, 전압(Vsen)이 부하 전류(Io)의 세기와 관련될 수 있음이 이해될 수 있을 것이다. 감산 회로(2570)의 예시적인 구성들 및 동작들이 도 18 내지 도 20을 참조하여 더 설명될 것이다.
부하 전류 추정 회로(2500)는 스위치 소자(MN)가 연결해제되고 스위치 소자(MP)가 연결되는 시간 구간 내의 기준 시점에서 샘플링되는 전압(VIS)을 이용할 수 있다. 따라서, 부하 전류 추정 회로(2500)는, 스위치 소자(MN)가 연결되고 스위치 소자(MP)가 연결해제되는 시간 구간에서의 전압(VLS)의 레벨에 관계 없이, 기준 시점에서의 전압(VIS)의 샘플링된 레벨에 기초하여, 전압(Vsen)을 출력할 수 있다.
도 11은 도 10의 하프-듀티 생성 회로(2510)의 예시적인 동작을 설명하기 위한 그래프이다.
하프-듀티 신호(PG_HD)는 기준 시점의 에지(EG)를 가질 수 있다. 예로서, 기준 시점은 기간(1-D)의 1/2을 제공하는 시점(TH)에 대응할 수 있다. 하프-듀티 신호(PG_HD)의 에지(EG)는 샘플 및 홀드 회로(2530)에서 전압(VLS)의 레벨을 샘플링하기 위한 기준 시점을 제공할 수 있다.
하프-듀티 생성 회로(2510)는 하프-듀티 신호(PG_HD)의 에지(EG)를 제공하기 위해 제어 신호(PG)의 파형을 참조할 수 있다. 하프-듀티 생성 회로(2510)는 제어 신호(PG)에 기초하여 하프-듀티 신호(PG_HD)를 생성하도록 구성되는 하드웨어 회로(예컨대, 아날로그 회로, 논리 회로 등)를 포함할 수 있다. 예로서, 하프-듀티 생성 회로(2510)는 제어 신호(PG)의 기간(1-D)의 1/2을 검출 또는 측정하도록 구성되는 전자 회로로 구현될 수 있으나, 본 개시는 이 예로 한정되지 않는다.
도 12는 도 10의 샘플 및 홀드 회로(2530)의 예시적인 동작을 설명하기 위한 그래프이다.
샘플 및 홀드 회로(2530)는 하프-듀티 신호(PG_HD)의 에지(EG)에 응답하여 전압(VLS)의 레벨을 샘플링할 수 있다. 따라서, 샘플 및 홀드 회로(2530)는 샘플링된 레벨(SM)의 전압(VIS)을 생성할 수 있다. 예로서, 샘플링된 레벨(SM)은 전압(VLS)의 레벨이 변하는 레벨의 평균 레벨로 된 기준 시점(예컨대, 시점(TH))의 전압(VLS)의 레벨에 대응할 수 있다.
도 13은 도 10의 듀티 기반 변환 회로(2550)의 예시적인 구성을 보여주는 블록도이다.
듀티 기반 변환 회로(2550)는 전압 버퍼(2551), 버퍼(2553), 및 저역 통과 필터(2555)를 포함할 수 있다. 다만, 도 13의 구성은 더 나은 이해를 가능하게 하기 위해 제공되고, 본 발명을 한정하도록 의도되지 않는다. 듀티 기반 변환 회로(2550)의 구성은 아래에서 설명되는 동작들을 수행하기 위해 다양하게 변경 또는 수정될 수 있다.
전압 버퍼(2551)는 전압(VIS)을 버퍼링할 수 있다. 버퍼링된 전압(VIS)은 버퍼(2553)로 제공될 수 있다. 버퍼(2553)는 제어 신호(PWM) 및 전압(VIS)을 수신할 수 있다. 버퍼(2553)는 전압(VIS)을 (예로서, 동작 전압으로서) 이용하여, 제어 신호(PWM)로부터 중간 신호(PWMa)를 생성할 수 있다.
중간 신호(PWMa)는 전압(D·VIS)을 생성하는 데에 참조되는 레벨을 갖도록 생성될 수 있다. 이를 위해, 버퍼(2553)는 전압(VIS)의 레벨에 기초하여 제어 신호(PWM)의 펄스들을 버퍼링할 수 있다. 몇몇 실시 예에서, 버퍼(2553)는 중간 신호(PWMa)의 레벨을 제공하기 위해 레벨 시프터로 구현될 수 있다.
저역 통과 필터(2555)는 중간 신호(PWMa)를 수신할 수 있다. 저역 통과 필터(2555)는 중간 신호(PWMa)에 기초하여 전압(D·VIS)을 생성할 수 있다. 예로서, 저역 통과 필터(2555)는 중간 신호(PWMa)의 고주파수 성분을 감쇄시켜 전압(D·VIS)을 생성할 수 있다.
도 14는 도 13의 듀티 기반 변환 회로(2550)의 예시적인 구성을 보여주는 회로도이다. 도 15 내지 도 17은 도 13의 듀티 기반 변환 회로(2550)의 예시적인 동작을 설명하기 위한 그래프들이다. 더 나은 이해를 가능하게 하기 위해, 도 15 내지 도 17이 도 14와 함께 참조될 것이다.
도 13의 전압 버퍼(2551)는 도 14의 전압 버퍼(2551a)를 포함할 수 있다. 도 14를 참조하면, 전압 버퍼(2551a)는 연산 증폭기(A1), 트랜지스터(M1), 및 저항(R11)을 포함할 수 있다.
연산 증폭기(A1)는 비반전 입력 단자를 통해 전압(VIS)을 수신할 수 있다. 트랜지스터(M1)는 연산 증폭기(A1)의 출력에 응답하여, 구동 전압(VDD)으로부터 연산 증폭기(A1)의 반전 입력 단자의 전압(VISa)을 구동할 수 있다. 저항(R11)은 연산 증폭기(A1)의 반전 입력 단자의 전압(VISa)을 안정화시킬 수 있다.
연산 증폭기(A1)의 동작 특성 및 트랜지스터(M1)의 동작에 따라, 전압(VISa)의 레벨은 전압(VIS)의 레벨과 실질적으로 동일하도록 제어될 수 있다. 따라서, 연산 증폭기(A1)는 전압(VIS)을 버퍼링하여, 전압(VLS)으로부터 샘플링된 레벨(SM)에 대응하는 레벨의 전압(VISa)을 제공할 수 있다.
도 13의 버퍼(2553)는 도 14의 버퍼(2553a)를 포함할 수 있다. 도 14를 참조하면, 버퍼(2553a)는 인버터들(INV11, INV12)을 포함할 수 있다. 인버터들(INV11, INV12)은 제어 신호(PWM) 및 전압(VISa)을 수신할 수 있다. 인버터들(INV11, INV12)은 전압(VISa)을 동작 전압으로서 이용하여, 제어 신호(PWM)에 기초하여 중간 신호(PWMa)를 생성할 수 있다.
도 15를 참조하면, 예로서, 제어 신호(PWM)의 논리 하이에 대응하는 전압 레벨은 전압(VISa)의 레벨보다 높을 수 있다. 제어 신호(PWM)가 인버터들(INV11, INV12)을 통해 전달됨에 따라, 도 16의 중간 신호(PWMa)가 생성될 수 있다. 몇몇 경우, 제어 신호(PWM)의 논리 하이에 대응하는 전압 레벨이 전압(VISa)의 레벨보다 낮으면, 버퍼(2553a)는 인버터들(INV11, INV12) 대신 레벨 시프터를 포함할 수 있다.
도 16을 참조하면, 인버터들(INV11, INV12)의 동작 특성에 따라, 중간 신호(PWMa)는 제어 신호(PWM)의 펄스 폭에 대응하는 펄스 폭을 가질 수 있다. 나아가, 중간 신호(PWMa)는 전압(VISa)의 레벨에 대응하는(따라서, 전압(VIS)의 레벨에 대응하는) 펄스 크기를 가질 수 있다.
도 13의 저역 통과 필터(2555)는 도 14의 RC 필터(2555a)를 포함할 수 있다. 도 14로 돌아오면, RC 필터(2555a)는 저항(R12) 및 커패시터(C1)를 포함할 수 있다. RC 필터(2555a)는 저항(R12) 및 커패시터(C1)를 통해 중간 신호(PWMa)의 고주파수 성분을 감쇄시켜 전압(D·VISa)을 출력할 수 있다.
도 17을 참조하면, 중간 신호(PWMa)의 펄스 크기는 전압(VISa)의 레벨에 대응할 수 있고, 중간 신호(PWMa)의 펄스 폭은 기간(D)에 대응할 수 있다. 중간 신호(PWMa)가 저역 통과 필터(2555)(예컨대, RC 필터(2555a))를 통과함에 따라 생성되는 전압(D·VISa)의 레벨은 중간 신호(PWMa)의 평균 레벨에 대응할 수 있다.
다시 말해, 전압(D·VISa)의 레벨은 기간(D)이 전압(VISa)의 레벨에 반영됨에 따라 얻어질 수 있다. 예로서, 전압(D·VISa)의 레벨은 기간(D)과 기간(1-D)의 합에 대한 기간(D)의 비율만큼 전압(VIS)의 샘플링된 레벨(SM)을 조절하여 얻어질 수 있다. 이처럼, 전압(D·VISa)의 레벨은 전압(VIS)의 샘플링된 레벨(SM)로부터 조절되어 얻어질 수 있다. 한편, 전압(VISa)이 전압(VIS)과 실질적으로 동일할 수 있고, 따라서 전압(D·VISa)은 전압(D·VIS)과 실질적으로 동일할 수 있다.
도 14는 듀티 기반 변환 회로(2550)에 관한 가능한 실시 예들 중 하나를 보여줄 뿐이고, 본 발명을 한정하도록 의도되지 않는다. 듀티 기반 변환 회로(2550)의 구성은 제어 신호(PWM) 및 전압(VIS)에 기초하여 전압(D·VIS)을 생성하기 위해 다양하게 변경 또는 수정될 수 있다.
도 18은 도 10의 감산 회로(2570)의 예시적인 구성을 보여주는 블록도이다.
감산 회로(2570)는 전압 버퍼(2572), 전압 버퍼(2573), 부하 소자(2574), 전류 복사 회로(2576), 및 전류-전압 변환기(2578)를 포함할 수 있다. 다만, 도 18의 구성은 더 나은 이해를 가능하게 하기 위해 제공되고, 본 발명을 한정하도록 의도되지 않는다. 감산 회로(2570)의 구성은 아래에서 설명되는 동작들을 수행하기 위해 다양하게 변경 또는 수정될 수 있다.
전압 버퍼(2572)는 전압(VIS)을 버퍼링할 수 있다. 전압 버퍼(2573)는 전압(D·VIS)을 버퍼링할 수 있다. 버퍼링된 전압(VIS) 및 버퍼링된 전압(D·VIS)이 부하 소자(2574)의 양단으로 제공됨에 따라, 전류(Isen)가 버퍼링된 전압(VIS)과 버퍼링된 전압(D·VIS) 사이에서 부하 소자(2574)를 통해 흐를 수 있다.
전류 복사 회로(2576)는 부하 소자(2574)를 통해 흐르는 전류(Isen)를 복사할 수 있다. 따라서, 전류 복사 회로(2576)를 따라 흐르는 전류(Isen)가 생성될 수 있다. 전류-전압 변환 회로(2578)는 전류(Isen)를 전압(Vsen)으로 변환할 수 있다. 전압(Vsen)은 전류(Isen)의 세기에 대응하는 레벨을 갖도록 출력될 수 있다.
도 19는 도 18의 감산 회로(2570)의 예시적인 구성을 보여주는 회로도이다.
도 18의 전압 버퍼(2572)는 도 19의 전압 버퍼(2572a)를 포함할 수 있다. 전압 버퍼(2572a)는 연산 증폭기(A2) 및 트랜지스터(M2)를 포함할 수 있다.
연산 증폭기(A2)는 반전 입력 단자를 통해 전압(VIS)을 수신할 수 있다. 트랜지스터(M2)는 연산 증폭기(A2)의 출력에 응답하여, 구동 전압(VDD)으로부터 연산 증폭기(A2)의 비반전 입력 단자의 전압(VISa)을 구동할 수 있다.
연산 증폭기(A2)의 동작 특성 및 트랜지스터(M2)의 동작에 따라, 전압(VISa)의 레벨은 전압(VIS)의 레벨과 실질적으로 동일하도록 제어될 수 있다. 따라서, 연산 증폭기(A2)는 전압(VIS)을 버퍼링하여, 전압(VLS)으로부터 샘플링된 레벨(SM)에 대응하는 레벨의 전압(VISa)을 제공할 수 있다.
도 18의 전압 버퍼(2573)는 도 19의 전압 버퍼(2573a)를 포함할 수 있다. 전압 버퍼(2573a)는 연산 증폭기(A3), 트랜지스터(M3), 및 저항(R3)을 포함할 수 있다.
연산 증폭기(A3)는 비반전 입력 단자를 통해 전압(D·VIS)을 수신할 수 있다. 몇몇 실시 예에서, 연산 증폭기(A3)는 RC 필터(2555a)로부터 전압(D·VISa)을 수신할 수 있다. 트랜지스터(M3)는 연산 증폭기(A3)의 출력에 응답하여, 구동 전압(VDD)으로부터 연산 증폭기(A3)의 반전 입력 단자의 전압(D·VISb)을 구동할 수 있다. 저항(R3)은 연산 증폭기(A3)의 반전 입력 단자의 전압(D·VISb)을 안정화시킬 수 있다.
연산 증폭기(A3)의 동작 특성 및 트랜지스터(M3)의 동작에 따라, 전압(D·VISb)의 레벨은 전압(D·VISa)의 레벨과 실질적으로 동일하게(따라서, 전압(D·VIS)의 레벨과 실질적으로 동일하게) 제어될 수 있다. 따라서, 연산 증폭기(A3)는 전압(D·VISa)을 버퍼링하여, 전압(D·VISa)의 레벨에 대응하는(따라서, 전압(D·VIS)의 레벨에 대응하는) 레벨의 전압(D·VISb)을 제공할 수 있다.
도 18의 부하 소자(2574)는 도 19의 부하 소자(2574a)를 포함할 수 있다. 부하 소자(2574a)는 저항성 소자(R4)를 포함할 수 있다. 전압(VISa) 및 전압(D·VISb)이 저항성 소자(2574a)의 양단으로 제공됨에 따라, 전류(Isen)가 전압(VISa)과 전압(D·VISb) 사이에서 저항성 소자(2574a)를 통해 흐를 수 있다.
도 18의 전류 복사 회로(2576)는 도 19의 전류 복사 회로(2576a)를 포함할 수 있다. 전류 복사 회로(2576a)는 트랜지스터(M6)를 포함할 수 있다.
트랜지스터(M6)는 연산 증폭기(A2)의 출력에 응답하여, 구동 전압(VDD)으로부터 전류를 구동할 수 있다. 트랜지스터(M6)는 트랜지스터(M6)의 특성(예컨대, 채널 폭, 게이트 구조 등)이 트랜지스터(M2)의 특성과 동일하도록 구성될 수 있다. 동일한 조건에 기인하여, 트랜지스터(M2)가 연산 증폭기(M2)의 출력에 응답하여 전류(Isen)를 구동함에 따라, 트랜지스터(M6) 역시 연산 증폭기(M2)의 출력에 응답하여 전류(Isen)를 구동할 수 있다.
트랜지스터(M6)에 의해 구동되는 전류(Isen)의 세기는 트랜지스터(M2)에 의해 구동되는 전류(Isen)의 세기와 실질적으로 동일할 수 있다. 다시 말해, 전류 복사 회로(2576a)는 저항성 소자(2574a)를 통해 흐르는 전류(Isen)를 복사할 수 있고, 복사된 전류(Isen)가 트랜지스터(M6)로부터 출력될 수 있다.
도 18의 전류-전압 변환기(2578)는 도 19의 전류-전압 변환기(2578a)를 포함할 수 있다. 전류-전압 변환기(2578a)는 저항성 소자(R8)를 포함할 수 있다.
저항성 소자(R8)는 트랜지스터(M6)와 기준 전위 사이에 연결될 수 있고, 트랜지스터(M6)로부터 전류(Isen)를 수신할 수 있다. 전류(Isen)가 트랜지스터(M6)와 기준 전위 사이에서 저항성 소자(R8)를 통해 흐를 수 있다. 저항성 소자(R8)를 통해 흐르는 전류(Isen)에 응답하여, 전압(Vsen)이 저항성 소자(R8)와 트랜지스터(M6) 사이의 노드의 전압에 기초하여 출력될 수 있다. 따라서, 전류-전압 변환기(2578a)는 전류(Isen)를 전압(Vsen)으로 변환할 수 있다.
저항성 소자(R4)와 관련하여, 다음 수학식 7이 충족될 수 있다.
저항성 소자(R8)와 관련하여, 다음 수학식 8이 충족될 수 있다.
몇몇 실시 예에서, 저항성 소자들(R4, R8)은 저항성 소자(R8)의 저항 값이 저항성 소자(R4)의 저항 값과 동일하도록 구성될 수 있다. 이러한 실시 예들에서, 수학식 6이 수학식 8로부터 얻어질 수 있다.
수학식 6 및 수학식 8로부터 이해될 수 있듯이, 전압(Vsen)은 전압(VIS)의 레벨과 전압(D·VIS)의 레벨 사이의 차이에 기반할 수 있다. 감산 회로(2570 또는 2570a)는 전압(VIS)의 레벨과 전압(D·VIS)의 레벨 사이의 차이에 기초하여 전압(Vsen)을 출력하는 것으로 이해될 수 있다.
수학식 5 및 수학식 6을 참조하여 설명된 것처럼, 전압(Vsen)의 레벨은 부하 전류(Io)의 세기에 관한 정보를 나타낼 수 있다. 따라서, 전압(Vsen)의 레벨은 부하 전류(Io)의 세기를 간접적으로 추정하기 위해 이용될 수 있다. 부하 전류(Io)의 추정된 세기를 활용하는 것은 도 21 내지 도 24를 참조하여 설명될 것이다.
몇몇 실시 예에서, 소자들의 특성들(예컨대, 커패시턴스 값, 저항 값, 트랜지스터 크기 등)이 적절하게 선택되는 경우, 전압(Vsen)의 레벨 대 부하 전류(Io)의 세기의 비율이 1대 1로 되도록 전압(Vsen)의 레벨이 스케일링(Scale)될 수 있다. 이러한 실시 예들에서, 전압(Vsen)의 레벨의 값이 추가의 처리 없이 부하 전류(Io)의 세기의 값으로서 직접 이용될 수 있고, 따라서 추정된 세기에 기반하는 연산들의 편의성이 향상될 수 있다.
도 20은 도 18의 감산 회로(2570)의 예시적인 동작을 설명하기 위한 그래프이다.
전압(VLS)이 기준 시점(예컨대, 시점(TH))에 샘플링됨에 따라, 전압(VLS)의 평균 레벨에 대응하여 전압(VIS)의 레벨(SM)이 샘플링될 수 있다. 나아가, 기간(D)에 기초하여 전압(VIS)의 레벨을 조절함으로써 전압(D·VIS)이 얻어질 수 있다.
전압(Vsen)은 전압(VIS)과 전압(D·VIS) 사이의 차이(DIF)에 기반할 수 있다. 예로서, 저항성 소자들(R4, R8)의 저항 값들이 동일한 실시 예에서, 전압(Vsen)의 레벨은 차이(DIF)에 대응할 수 있다.
위에서 설명된 것처럼, 전압(VIS) 및 제어 신호(PWM)가 전압(Vsen)을 생성하기 위해 이용될 수 있다. 전압(VIS)은 전압(VLS)에 기반할 수 있고, 제어 신호(PWM)의 파형은 기간(D)에 의존할 수 있다. 따라서, 전압(Vsen)의 레벨은 스위치 소자(MN)가 연결해제되고 스위치 소자(MP)가 연결되는 시간 구간에서의 전압(VLS)의 레벨에 기초하여 변할 수 있다. 나아가, 전압(Vsen)의 레벨은 기간(D)에 기초하여(또는 기간(D)과 기간(1-D)의 듀티 비에 따라) 변할 수 있다.
도 21은 도 2의 DC-DC 변환 회로(1905 또는 1915)에 포함되는 전자 회로(2000a)의 예시적인 구성을 보여주는 블록도이다. 몇몇 실시 예에서, 도 3의 전자 회로(2000)는 도 21의 전자 회로(2000a)를 포함할 수 있다.
전자 회로(2000a)는 부스트 컨버터(2100a), 전압 센서(2300), 부하 전류 추정 회로(2500), 및 모드 제어 회로(2700)를 포함할 수 있다. 부스트 컨버터(2100a)는 유도성 소자(L1), 스위치 소자들(MN, MP), 용량성 소자(Co), PWM 컨트롤러(2110), 펄스 주파수 변조(Pulse Frequency Modulation, PFM) 컨트롤러(2130), 및 게이트 드라이버(2150)를 포함할 수 있다. 유도성 소자(L1), 스위치 소자들(MN, MP), 용량성 소자(Co), PWM 컨트롤러(2110), 게이트 드라이버(2150), 전압 센서(2300), 및 부하 전류 추정 회로(2500)는 도 3 내지 도 20을 참조하여 설명되었다.
위에서 설명된 것처럼, PWM 컨트롤러(2110)는 스위치 소자들(MN, MP)을 제어하기 위해 출력 전압(Vo)에 기초하여 제어 신호(PWM)를 생성할 수 있다. 유사하게, PFM 컨트롤러(2130)는 출력 단자(TOUT)로 연결될 수 있고, 스위치 소자들(MN, MP)을 제어하기 위해 출력 전압(Vo)에 기초하여 제어 신호(PFM)를 생성할 수 있다.
PWM 컨트롤러(2110)는 전압(Vsen)이 제 1 조건을 충족하는 경우에 스위치 소자들(MN, MP)을 제 1 방식으로 제어하기 위해 제어 신호(PWM)를 생성할 수 있다. 여기서, 제 1 방식은 PWM 방식을 포함할 수 있다. 예로서, 제 1 조건은 전압(Vsen)의 레벨이 문턱 값보다 높은 경우에 충족될 수 있다.
PFM 컨트롤러(2130)는 전압(Vsen)이 제 2 조건을 충족하는 경우에 스위치 소자들(MN, MP)을 제 2 방식으로 제어하기 위해 제어 신호(PFM)를 생성할 수 있다. 여기서, 제 2 방식은 PFM 방식을 포함할 수 있다. 제 2 조건은 제 1 조건과 상이할 수 있다. 예로서, 제 2 조건은 전압(Vsen)의 레벨이 문턱 값보다 낮은 경우에 충족될 수 있다.
모드 제어 회로(2700)는 전압(Vsen)에 기초하여 부스트 컨버터(2100a)의 제어 모드를 선택할 수 있다. 예로서, 모드 제어 회로(2700)는 전압(Vsen)의 레벨에 기초하여 PWM 컨트롤러(2110)의 제 1 방식 또는 PFM 컨트롤러(2130)의 제 2 방식이 선택적으로 제공되도록 PWM 컨트롤러(2110) 및 PFM 컨트롤러(2130)를 제어할 수 있다. 이처럼, 전압(Vsen)은 부스트 컨버터(2100a)의 제어 모드를 선택하기 위해 참조될 수 있다.
도 22 및 도 23은 도 21의 모드 제어 회로(2700)의 예시적인 동작을 설명하기 위한 그래프들이다.
도 22는 PWM 방식에 따라 동작하는 부스트 컨버터(2100a)의 전압 변환 효율(점선 참조) 및 PFM 방식에 따라 동작하는 부스트 컨버터(2100a)의 전압 변환 효율(실선 참조)을 보여준다. PWM 방식은 부하 전류(Io)의 세기가 상대적으로 높은 경우에 더 높은 효율을 제공할 수 있고 PFM 방식은 부하 전류(Io)의 세기가 상대적으로 낮은 경우에 더 높은 효율을 제공할 수 있는 것으로 알려져 있다.
예로서, 부하 전류(Io)의 세기가 문턱 세기(Ith)인 경우, PWM 방식에 의해 제공되는 효율은 PFM 방식에 의해 제공되는 효율과 동일할 수 있다. 부하 전류(Io)의 세기가 문턱 세기(Ith)보다 높은 경우, PWM 방식이 더 높은 효율을 제공할 수 있다. 반면, 부하 전류(Io)의 세기가 문턱 세기(Ith)보다 낮은 경우, PFM 방식이 더 높은 효율을 제공할 수 있다.
예로서, 부하 전류(Io)의 세기가 세기(IP)인 경우에 부스트 컨버터(2100a)가 PWM 방식에 따라 동작하면, PFM 방식의 동작에 비해 전압 변환의 손실이 발생할 수 있다. 부하 전류(Io)의 세기가 문턱 세기(Ith)보다 낮은 세기(IP)인 경우, PFM 방식의 동작이 더 유익할 수 있다.
도 23을 참조하면, 부하 전류(Io)의 세기가 문턱 세기(Ith)보다 낮은 경우에 PFM 방식의 제어가 제공되고 부하 전류(Io)의 세기가 문턱 세기(Ith)보다 높은 경우에 PWM 방식의 제어가 제공되면, 최대 효율(Emax)이 얻어질 수 있다. 따라서, 부하 전류(Io)의 세기를 정확하게 추정 또는 측정하는 것은 부스트 컨버터(2100a)를 효율적으로 동작시키고 전력 손실을 줄이는 데에 유익할 수 있다.
실시 예들에서, 부하 전류 추정 회로(2500)는 부하 전류(Io)의 세기와 관련되는 전압(Vsen)을 출력할 수 있다. 모드 제어 회로(2700)는 전압(Vsen)의 레벨에 기초하여 부하 전류(Io)의 세기에 관한 정확한 정보를 얻을 수 있다. 모드 제어 회로(2700)는 얻어진 정보에 기초하여(예컨대, 전압(Vsen)의 레벨이 문턱 값보다 높은지 또는 낮은지에 기초하여) PWM 컨트롤러(2110) 및 PFM 컨트롤러(2130)를 제어할 수 있다.
도 24는 도 1의 전자 장치(1000)에 포함될 수 있는 예시적인 구성을 보여주는 블록도이다.
몇몇 실시 예에서, 전자 장치(1000)는 아날로그-디지털 변환기(또는 전력계)(1930)를 포함할 수 있다. 아날로그-디지털 변환기(또는 전력계)(1930)는 부하 전류 추정 회로(2500)로부터 전압(Vsen)을 수신할 수 있다. 아날로그-디지털 변환기(1930)는 전압(Vsen)의 레벨을 코드 값(Pcd)로 변환할 수 있다(또는, 전력계는 전압(Vsen)의 레벨을 측정하여 측정 값(Pval)을 출력할 수 있다). 전압(Vsen)의 레벨은 부하 전류(Io)의 세기를 나타낼 수 있고, 따라서 코드 값(Pcd) 또는 측정 값(Pval)은 부하 전류(Io)의 세기를 나타낼 수 있다.
메인 프로세서(1800)는 코드 값(Pcd) 또는 측정 값(Pval)에 기초하여 전자 장치(1000) 및/또는 메인 프로세서(1800)에서 소모되는 전력(예컨대, 부하 전류(Io))의 양을 산출 또는 추정할 수 있다. 메인 프로세서(1800)는 산출된 또는 추정된 양에 기초하여 메인 프로세서(1800)의 동작 상태(예컨대, 동작 전압, 동작 주파수 등)를 조절할 수 있다.
메인 프로세서(1800)는 코드 값(Pcd) 또는 측정 값(Pval)에 기초하여 제어 신호(CTL)를 생성할 수 있다. 제어 신호(CTL)는 전자 장치(1000)의 구성 요소의 동작 상태를 제어하기 위해 출력될 수 있다. 예로서, 디스플레이 장치(1610)(및 그 외 구성 요소)의 동작 상태가 제어 신호(CTL)에 기초하여 제어될 수 있다. 예로서, 디스플레이 장치(1610)에서 소모되는 전력(예컨대, 부하 전류(Io))의 양이 과도한 경우, 디스플레이 장치(1610)는 제어 신호(CTL)에 응답하여 전력 모드를 전환하거나 동작 주파수를 변경할 수 있다.
몇몇 경우, 디스플레이 장치(1610)(및 그 외 구성 요소)의 동작 상태는, 제어 신호(CTL) 대신, 코드 값(Pcd) 또는 측정 값(Pval)에 기초하여 직접 제어될 수 있다.
위 설명들은 본 개시를 구현하기 위한 예시적인 구성들 및 동작들을 제공하도록 의도된다. 본 개시는 위에서 설명된 실시 예들뿐만 아니라, 위 실시 예들을 단순하게 변경하거나 수정하여 얻어질 수 있는 구현들도 포함할 것이다. 또한, 본 개시는 위에서 설명된 실시 예들을 앞으로 용이하게 변경하거나 수정하여 달성될 수 있는 구현들도 포함할 것이다.
1000 : 전자 장치
2000, 2000a : 전자 회로

Claims (20)

  1. 입력 전류를 수신하기 위한 입력 단자로 연결되는 제 1 단을 갖고, 상기 입력 전류에 기초하여 인덕터 전류를 출력하도록 구성되는 유도성 소자;
    상기 유도성 소자의 제 2 단 및 기준 전압이 인가되는 기준 단으로 연결되는 제 1 트랜지스터;
    상기 유도성 소자의 상기 제 2 단으로 연결되는 제 1 단과 상기 인덕터 전류에 응답하여 부하 전류를 출력하기 위한 출력 단자로 연결되는 제 2 단을 갖는 제 2 트랜지스터; 및
    부하 전류 추정 회로를 포함하되, 상기 부하 전류 추정 회로는:
    상기 제 1 트랜지스터가 턴 오프되고 상기 제 2 트랜지스터가 턴 온된 동안 상기 인덕터 전류에 응답하여 상기 제 2 트랜지스터의 양단 사이에서 감지되는 제 1 전압을 수신하고,
    상기 제 2 트랜지스터가 턴 온되는 제 1 시간 구간 내의 기준 시점에서의 상기 제 1 전압의 레벨에 기초하여 제 2 전압을 출력하도록 구성되고,
    상기 제 2 전압은 상기 부하 전류의 세기와 관련되고,
    상기 제 1 트랜지스터 및 상기 제 2 트랜지스터의 턴-온 및 턴-오프를 제어하기 위한 제어 신호를 생성하도록 구성되는 컨트롤러를 더 포함하되,
    상기 부하 전류 추정 회로는:
    제 3 전압을 버퍼링하여, 샘플링된 레벨에 대응하는 레벨의 제 4 전압을 제공하도록 구성되는 제 1 연산 증폭기;
    상기 제어 신호의 펄스 폭에 대응하는 펄스 폭을 갖고 상기 제 4 전압의 상기 레벨에 대응하는 펄스 크기를 갖는 중간 신호를 생성하도록 구성되는 인버터들; 및
    상기 중간 신호의 평균 레벨에 대응하는 레벨의 제 5 전압을 출력하도록 구성되는 RC 필터를 더 포함하되,
    상기 제 3 전압은 상기 제 1 전압의 샘플링된 레벨인 전자 회로.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 출력 단자의 출력 전압에 기초하여, 상기 제 1 트랜지스터가 턴 온되는 경우에 상기 제 2 트랜지스터가 턴 오프되고 상기 제 1 트랜지스터가 턴 오프되는 경우에 상기 제 2 트랜지스터가 턴 온되도록, 상기 제 1 트랜지스터 및 상기 제 2 트랜지스터를 제어하기 위한 제어 신호를 생성하도록 구성되는 컨트롤러를 더 포함하는 전자 회로.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 제 1 트랜지스터 및 상기 제 2 트랜지스터의 턴-온 및 턴-오프가 반복됨에 따라, 상기 인덕터 전류의 세기의 증가 및 감소가 반복되고,
    상기 인덕터 전류의 상기 세기가 감소하는 동안, 상기 제 1 전압의 상기 레벨이 감소하고,
    상기 인덕터 전류의 상기 세기가 증가하는 동안, 상기 제 1 전압의 상기 레벨은 상기 기준 전압의 레벨에 대응하는 전자 회로.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 제 1 트랜지스터가 턴 오프되고 상기 제 2 트랜지스터가 턴 온되는 동안, 상기 제 1 전압의 상기 레벨이 감소하고,
    상기 제 1 트랜지스터가 턴 온되고 상기 제 2 트랜지스터가 턴 오프되는 동안, 상기 제 1 전압의 상기 레벨은 상기 기준 전압의 레벨에 대응하는 전자 회로.
  5. 제 2 항에 있어서,
    상기 출력 전압의 레벨이 기준 레벨보다 낮아지는 경우, 상기 제 1 시간 구간의 제 1 기간(Duration)이 감소하고,
    상기 출력 전압의 상기 레벨이 상기 기준 레벨보다 높아지는 경우, 상기 제 1 트랜지스터가 턴 온되는 제 2 시간 구간의 제 2 기간이 감소하고,
    상기 제 1 전압의 상기 레벨 및 상기 제 2 전압의 레벨은 상기 제 1 기간과 상기 제 2 기간의 듀티 비에 따라 변하는 전자 회로.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 부하 전류 추정 회로는 상기 기준 시점에 상기 제 1 전압의 상기 레벨을 샘플링하여 상기 샘플링된 레벨의 상기 제 3 전압을 출력하도록 구성되는 샘플 및 홀드 회로를 포함하는 전자 회로.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 부하 전류 추정 회로는:
    상기 제 3 전압을 버퍼링하여, 상기 샘플링된 레벨에 대응하는 레벨의 제 6 전압을 제공하도록 구성되는 제 2 연산 증폭기;
    상기 제 2 연산 증폭기의 출력에 응답하여, 구동 전압으로부터 상기 제 6 전압을 구동하도록 구성되는 제 3 트랜지스터;
    상기 제 5 전압을 버퍼링하여, 상기 제 5 전압의 상기 레벨에 대응하는 레벨의 제 7 전압을 제공하도록 구성되는 제 3 연산 증폭기;
    상기 제 6 전압과 상기 제 7 전압 사이에서 제 1 전류가 흐르게 하는 제 1 저항성 소자;
    상기 제 3 트랜지스터의 특성과 동일한 특성을 갖고, 상기 제 2 연산 증폭기의 상기 출력에 응답하여, 상기 구동 전압으로부터 상기 제 1 전류의 세기와 동일한 세기의 제 2 전류를 구동하도록 구성되는 제 4 트랜지스터; 및
    상기 제 4 트랜지스터와 상기 기준 전압 사이에서 상기 제 2 전류가 흐르게 하는 제 2 저항성 소자를 더 포함하는 전자 회로.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 제 2 전압은 상기 제 2 저항성 소자와 상기 제 4 트랜지스터 사이의 노드의 전압에 기초하여 출력되고,
    상기 제 1 저항성 소자 및 상기 제 2 저항성 소자는 상기 제 2 저항성 소자의 저항 값이 상기 제 1 저항성 소자의 저항 값과 동일하도록 구성되는 전자 회로.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 부하 전류 추정 회로는 상기 부하 전류를 직접 감지함이 없이 상기 제 1 전압의 상기 레벨에 기초하여 상기 제 2 전압을 출력하도록 구성되는 전자 회로.
  10. 입력 단자의 입력 전압의 레벨보다 높도록 부스트된 레벨의 출력 전압을 출력 단자로 출력하도록 구성되는 부스트 컨버터; 및
    상기 입력 단자로 입력되는 입력 전류 및 상기 출력 단자로부터 출력되는 부하 전류를 감지함이 없이 상기 부스트 컨버터로부터 감지되는 제 1 전압을 수신하고, 상기 제 1 전압에 기초하여 상기 부하 전류의 세기와 관련되는 제 2 전압을 출력하도록 구성되는 부하 전류 추정 회로를 포함하되,
    상기 출력 전압의 상기 레벨은 제 1 시간 구간에서 제 1 패턴으로 변하고, 상기 제 1 시간 구간과 중첩하지 않는 제 2 시간 구간에서 제 2 패턴으로 변하고,
    상기 제 2 전압의 레벨은 상기 제 1 시간 구간에서의 상기 제 1 전압의 레벨 및 상기 제 1 시간 구간의 기간(Duration)에 기초하여 변하고,
    상기 부스트 컨버터는 제어 신호에 기초하여 상기 출력 전압의 상기 레벨의 변화를 제어하도록 구성되고,
    상기 부하 전류 추정 회로는:
    상기 제 1 시간 구간의 상기 기간의 1/2을 제공하는 기준 시점에 상기 제 1 전압의 상기 레벨을 샘플링하여 제 3 전압을 생성하고;
    상기 제어 신호의 펄스 폭에 대응하는 펄스 폭을 갖고 상기 제 3 전압의 레벨에 대응하는 펄스 크기를 갖는 중간 신호의 평균 레벨에 대응하는 레벨의 제 4 전압을 생성하고;
    상기 제 3 전압의 상기 레벨과 상기 제 4 전압의 상기 레벨 사이의 차이에 기초하여 상기 제 2 전압을 출력하도록 구성되는 전자 회로.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 부스트 컨버터는 상기 입력 단자와 상기 출력 단자 사이에 유도성 소자 및 스위치 소자를 포함하고,
    상기 제 1 전압은 상기 입력 전류에 기초하여 상기 유도성 소자로부터 출력되는 인덕터 전류를 상기 스위치 소자가 상기 출력 단자로 전달하는 동안 상기 스위치 소자의 양단 사이로부터 감지되는 전자 회로.
  12. 제 10 항에 있어서,
    상기 부하 전류 추정 회로는:
    상기 제 3 전압을 버퍼링하도록 구성되는 전압 버퍼;
    상기 버퍼링된 제 3 전압을 이용하여 상기 제어 신호로부터 상기 중간 신호를 생성하도록 구성되는 버퍼; 및
    상기 중간 신호의 고주파수 성분을 감쇄시켜 상기 제 4 전압을 생성하도록 구성되는 저역 통과 필터를 포함하는 전자 회로.
  13. 제 10 항에 있어서,
    상기 부하 전류 추정 회로는:
    상기 제 3 전압을 버퍼링하도록 구성되는 제 1 전압 버퍼;
    상기 제 4 전압을 버퍼링하도록 구성되는 제 2 전압 버퍼;
    상기 버퍼링된 제 3 전압과 상기 버퍼링된 제 4 전압 사이에서 제 1 전류가 흐르게 하는 부하 소자;
    상기 제 1 전류로부터 복사되는 제 2 전류를 생성하도록 구성되는 전류 복사 회로; 및
    상기 제 2 전류를 상기 제 2 전압으로 변환하도록 구성되는 전류-전압 변환기를 포함하는 전자 회로.
  14. 입력 전압의 레벨보다 높도록 부스트된 레벨의 출력 전압을 출력하도록 구성되는 부스트 컨버터; 및
    입력 단자로 입력되는 입력 전류 및 출력 단자로부터 출력되는 부하 전류를 감지함이 없이 상기 부스트 컨버터로부터 감지되는 제 1 전압을 수신하도록 구성되는 부하 전류 추정 회로를 포함하되,
    상기 출력 전압의 상기 레벨이 제 1 패턴으로 변하는 제 1 시간 구간에서, 상기 제 1 전압의 레벨이 변하고,
    상기 출력 전압의 상기 레벨이 제 2 패턴으로 변하는 제 2 시간 구간에서, 상기 제 1 전압의 상기 레벨은 기준 전압의 레벨에 대응하고,
    상기 부하 전류 추정 회로는, 상기 제 2 시간 구간에서의 상기 제 1 전압의 상기 레벨에 관계 없이, 상기 제 1 시간 구간 내의 기준 시점에서 샘플링되는 상기 제 1 전압의 상기 레벨에 기초하여 제 2 전압을 출력하도록 구성되는 전자 회로.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 제 2 전압의 레벨은 상기 제 1 전압의 상기 샘플링된 레벨과 상기 샘플링된 레벨로부터 조절된 레벨 사이의 차이에 기반하고,
    상기 조절된 레벨은 상기 제 1 시간 구간의 제 1 기간(Duration)과 상기 제 2 시간 구간의 제 2 기간의 합에 대한 상기 제 2 기간의 비율만큼 상기 샘플링된 레벨을 조절하여 얻어지는 전자 회로.
  16. 제 14 항에 있어서,
    상기 제 2 전압은 상기 출력 전압이 출력되는 출력 단자로부터 출력되는 부하 전류의 세기와 관련되는 전자 회로.
  17. 제 14 항에 있어서,
    상기 기준 시점은 상기 제 1 시간 구간의 기간의 1/2을 제공하는 시점에 대응하는 전자 회로.
  18. 입력 전압의 레벨보다 높도록 부스트된 레벨을 갖는 출력 전압을 출력하도록 구성되는 부스트 컨버터; 및
    상기 부스트 컨버터에서 감지된 제 1 전압을 수신하도록 구성되는 부하 전류 추정 회로를 포함하되,
    상기 제 1 전압의 레벨은, 상기 출력 전압의 상기 레벨이 제 1 패턴으로 변화하는 제 1 시간 구간에서 변화하고,
    상기 제 1 전압의 레벨은 상기 출력 전압의 레벨이 제 2 패턴으로 변화하는 제 2 시간 구간에서 기준 전압의 레벨에 대응하고,
    상기 부하 전류 추정 회로는, 상기 제 2 시간 구간에서의 상기 제 1 전압의 상기 레벨에 관계 없이, 상기 제 1 전압의 샘플링된 레벨을 제공하기 위한 상기 제 1 시간 구간 내의 기준 시점에서 샘플링되는 상기 제 1 전압의 레벨에 기초하는 제 2 전압을 출력하도록 구성되고,
    상기 부스트 컨버터는 제어 신호에 기초하여 상기 출력 전압의 상기 레벨의 변화를 제어하도록 구성되고,
    상기 부하 전류 추정 회로는:
    상기 제 1 시간 구간의 기간의 1/2을 제공하는 기준 시점에 상기 제 1 전압의 상기 레벨을 샘플링하여 제 3 전압을 생성하고;
    상기 제어 신호의 펄스 폭에 대응하는 펄스 폭을 갖고 상기 제 3 전압의 레벨에 대응하는 펄스 크기를 갖는 중간 신호의 평균 레벨에 대응하는 레벨의 제 4 전압을 생성하고;
    상기 제 3 전압의 상기 레벨과 상기 제 4 전압의 상기 레벨 사이의 차이에 기초하여 상기 제 2 전압을 출력하도록 구성되는 전자 회로.
  19. 제 18 항에 있어서,
    상기 제 2 전압의 레벨은 상기 제 1 전압의 상기 샘플링된 레벨과 상기 샘플링된 레벨로부터 조절된 레벨 사이의 차이에 기반하는 전자 회로.
  20. 제 19 항에 있어서,
    상기 조절된 레벨은 상기 제 1 시간 구간의 제 1 기간(Duration)과 상기 제 2 시간 구간의 제 2 기간의 합에 대한 상기 제 2 기간의 비율만큼 상기 샘플링된 레벨을 조절하여 얻어지는 전자 회로.
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