CN112311230A - 集成电路装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种集成电路装置，目的在于抑制不必要的功耗。在该集成电路装置中内置有调节器电路。该集成电路装置具有：生成第一调节电压的第一调节器电路；生成第二调节电压的第二调节器电路；以及择一地选择上述第一调节器电路和第二调节器电路，使一方成为导通状态，另一方成为断开状态的控制电路，当负载为预定的负载电流以上时，上述控制电路使上述第二调节器电路成为导通状态，当负载小于上述预定的负载电流时，上述控制电路使上述第一调节器电路成为导通状态。

Description

集成电路装置
技术领域
本发明涉及一种集成电路装置。
背景技术
一般在半导体集成电路装置中，晶体管的抗性(耐性)会随着该装置的小型化而降低，因此，该装置通常内置有调节器电路，用于从电源电压生成与晶体管的抗性相对应的内部电压。此外，调节器电路能够抑制该装置内的内部电压的波动(例如参见专利文献1)。
这种内置有调节器电路的集成电路装置例如被用作驱动MEMS(Micro-Electro-Mechanical Systems)传感器并对来自该传感器的输出信号进行信号处理的传感器用集成电路装置。
现有技术文献
专利文献
专利文献1:日本特开2014-106990号公报
发明内容
发明要解决的课题
在专利文献1所记载的集成电路装置中，调节器电路需要具有与供给内部电压的负载电路的负载相对应的电流能力。
此外，在专利文献1所记载的集成电路装置的结构中，由调节器电路供给内部电压的负载电路的负载根据该装置的动作状态而不同，且激活时的负载比休眠时的负载重，因此，需要将调节器电路设计成具有能够承受激活时的负载的电流能力。
然而，由于调节器电路的电流能力越大，功耗就越大，因此，当将调节器电路设计成具有能够承受激活时的负载的电流能力时，存在休眠时会消耗不必要的电力的问题。
本发明的目的在于，在内置有调节器电路的集成电路装置中，抑制不必要的功耗。
用于解决课题的手段
本发明公开的技术为一种集成电路装置，其特征在于，具有：第一调节器电路，其生成第一调节电压；第二调节器电路，其生成第二调节电压；以及控制电路，其择一地选择上述第一调节器电路和第二调节器电路，使一方成为导通状态，另一方成为断开状态，当负载为预定的负载电流以上时，上述控制电路使上述第二调节器电路成为导通状态，当负载小于上述预定的负载电流时，上述控制电路使上述第一调节器电路成为导通状态。
发明的效果
根据本发明，能够在内置有调节器电路的集成电路装置中，抑制不必要的功耗。
附图说明
图1是表示本发明的一个实施方式涉及的集成电路装置的结构的框图。
图2是表示第二模拟电路、第一数字电路、第二数字电路以及传感器的细节的图。
图3是表示第一调节器电路和第二调节器电路的结构的框图。
图4是表示构成第一调节器电路和第二调节器电路的线性调节器的电路图。
图5是表示功耗较小的第一调节器电路的动作的图。
图6是表示功耗较大的第二调节器电路的动作的图。
图7是用于说明第一调节器电路和第二调节器电路的动作定时的定时图。
图8是用于说明休眠时的动作的细节的图。
图9是表示各动作状态下的各电路的状态的图。
附图标记说明
100集成电路装置；110第一调节器电路；111第一电路部；112第一输出级；120第二调节器电路；121第二电路部；122第二输出级；123NAND电路；130第一模拟电路；140第二模拟电路；143A/D转换电路；150第一数字电路；151控制电路；152寄存器；153通信电路；160第二数字电路；161校正运算电路；162非易失性存储部；170负载电容；200传感器；201湿度检测用电容器；202参照用电容器。
具体实施方式
以下，参照附图对用于实施本发明的方式进行说明。在各图中，用同一符号表示同一构成部分，且有时会省略重复说明。
<实施方式>
图1是表示本发明的一个实施方式涉及的集成电路装置的结构的框图。如图1所示，集成电路装置100是用于调整传感器200的驱动和来自传感器200的模拟传感器信号的模拟前端(AFE)。集成电路装置100连接在个人电脑等数字信号处理装置(未图示)和传感器200之间。集成电路装置100是由半导体芯片形成的半导体集成电路。
集成电路装置100具有第一调节器电路110、第二调节器电路120、第一模拟电路130、第二模拟电路140、第一数字电路150以及第二数字电路160。
第一调节器电路110和第二调节器电路120对通过端子P1从外部(个人电脑等)供给到集成电路装置100的电源电压VDD进行降压来生成调节电压VRG，并将其作为内部电压供给到集成电路装置100内的各部分。
第一调节器电路110和第二调节器电路120为线性调节器，对此将在后文中具体描述。第一调节器电路110的功耗比第二调节器电路120的功耗小。择一地选择第一调节器电路110和第二调节器电路120，使一方成为导通状态，另一方成为断开状态。当负载为预定的负载电流以上时，第二调节器电路120成为导通状态，当负载小于预定的负载电流时，第一调节器电路110成为导通状态。另外，也可以根据电流检测电路检测到的负载电流值对调节器进行切换。或者，当事先知晓基于动作状态的负载变化时，也可以不监视负载而是根据负载的动作状态，通过控制电路对调节器进行切换。
此外，由第一调节器电路110或第二调节器电路120生成的调节电压VRG被供给到端子P2。端子P2上连接有外设的负载电容170。
第一模拟电路130具有作为电压监视电路的上电复位(POR)电路、计时器等。电压监视电路执行将整个集成电路装置100保持在复位状态的控制，直到电源电压电平稳定为止。电压监视电路在后述的激活时和休眠时都运行。在激活时，计时器在使第二调节器电路120中包含的A/D转换电路143(参见图2)间歇运行时运行，在休眠时，计时器停止运行。
第二模拟电路140执行对通过端子P3从传感器200输入的模拟传感器信号进行转换的处理。
图2是表示第二模拟电路140、第一数字电路150、第二数字电路160以及传感器200的细节的图。
如图2所示，传感器200例如为MEMS传感器的一种，在这里，为测量相对湿度的湿度传感器。在本实施方式中，传感器200例如具有静电电容随湿度变化的湿度检测用电容器201和静电电容不依赖于湿度而为恒定的参照用电容器202。湿度检测用电容器201连接在端子P3a和端子P4之间。参照用电容器202连接在端子P3b和端子P4之间。端子P3a和端子P3b对应于图1所示的端子P3。
第二模拟电路140具有驱动电路141、CV转换电路142、A/D转换电路143等。驱动电路141生成作为矩形波的交流驱动信号的第一驱动信号DRV1以及作为矩形波的交流驱动信号且与第一驱动信号DRV1反相的第二驱动信号DRV2。驱动电路141通过端子P3a将第一驱动信号DRV1施加到湿度检测用电容器201，并通过端子P3b将第二驱动信号DRV2施加到参照用电容器202。
以下，将第一驱动信号DRV1为高电平且第二驱动信号DRV2为低电平的期间设为第一电荷传输期间，将第一驱动信号DRV1为低电平且第二驱动信号DRV2为高电平的期间设为第二电荷传输期间。
CV转换电路142是开关电容器式电荷电压转换电路。CV转换电路142通过端子P4分别取得在第一电荷传输期间从传感器200输出的信号电荷以及在第二电荷传输期间从传感器200输出的信号电荷。CV转换电路142将取得的各信号电荷转换为电压并输入到A/D转换电路143。
A/D转换电路143是差动输入方式的AD转换器，将从CV转换电路142输入的两个电压值的差值转换为数字信号并输出。该差值相当于相对湿度的测定值。从A/D转换电路143输出的数字信号被输入到第二数字电路160。
第二数字电路160具有校正运算电路161、非易失性存储部162等。校正运算电路161是针对从第二模拟电路140输入的数字信号进行校正运算的数字滤波器。非易失性存储部162是快闪存储器等半导体存储器，存储通过校正运算电路161进行了校正运算的数字信号(传感器值)。
此外，第二数字电路160与第一调节器电路110和第二调节器电路120连接(参见图1)。图1所示的开关SW根据第一数字电路150输出的后述的使能信号EN2而成为导通状态或断开状态。开关SW在后述的激活时成为导通状态。为降低休眠时的漏电流而设置开关SW。
第一数字电路150具有控制电路151、寄存器152、通信电路153等。控制电路151控制集成电路装置100内的各部分。第二模拟电路140和第二数字电路160的动作由控制电路151控制，在取得传感器值的激活时动作，在未取得传感器值的休眠时不动作。
寄存器152存储各种信息。通信电路153是执行I2C通信等串行传输方式的通信的通信电路。通信电路153与非易失性存储部162或外部个人电脑进行数据通信。这样，由于通信电路153与外部个人电脑始终进行数据通信，因此为使第一数字电路150在休眠时也动作的结构。
图3是表示第一调节器电路110和第二调节器电路120的结构的框图。以下，将由第一调节器电路110生成的调节电压称为第一调节电压VRG1，将由第二调节器电路120生成的调节电压称为第二调节电压VRG2。第一调节电压VRG1和第二调节电压VRG2具有相同的电压电平。
如图3所示，第一调节器电路110具有第一电路部111和第一输出级112。第一调节器电路110为线性调节器。由第一调节器电路110生成的第一调节电压VRG1的电压电平通过连接到第一电路部111的第一模拟电路130中包含的电压监视电路来监视。
第一电路部111在集成电路装置100运转时始终为导通状态。第一输出级112根据从第二调节器电路120输入的使能信号EN1而成为导通状态或断开状态。
第二调节器电路120具有第二电路部121、第二输出级122以及NAND电路123。第二调节器电路120为线性调节器。
第二电路部121和第二输出级122根据从第一数字电路150中包含的控制电路151输入的使能信号EN2而成为导通状态或断开状态。
连接到第二电路部121的第一模拟电路130中包含的电压监视电路监视由第二调节器电路120生成的第二调节电压VRG2的电压电平，电源良好信号生成部根据电压监视电路的该电压电平以及供给到调节器的电流电平来输出电源良好信号PG。具体来讲，电压监视电路使电源良好信号PG在第二电路部121和第二输出级122成为导通状态且第二调节电压VRG2达到基准值之前为低电平，在第二调节电压VRG2达到基准值时，使电源良好信号PG成为高电平。
使能信号EN2以及电源良好信号PG被输入到NAND电路123。NAND电路123输出通过使能信号EN2与电源良好信号PG之间的与非而得到的电平的使能信号EN1。
具体来讲，当使能信号EN2为低电平时，NAND电路123不管电源良好信号PG的电平如何都输出高电平的使能信号EN1。此外，当使能信号EN2为高电平时，NAND电路123输出高电平的使能信号EN1，直到电源良好信号PG成为高电平为止，并在电源良好信号PG成为高电平时，输出低电平的使能信号EN1。
第一调节器电路110的第一输出级112接受该低电平的使能信号EN1的输入而成为断开状态。
图4是表示构成第一调节器电路110和第二调节器电路120的线性调节器的电路图。线性调节器由输出晶体管TR、反馈电阻R1，R2以及作为误差放大器的运算放大器OP构成。
输出晶体管TR例如为P沟道MOS型晶体管，其源极、漏极连接在电源电压VDD的输入源即端子P1和用于输出调节电压VRG的端子P2之间。输出晶体管TR的栅极与运算放大器OP的输出端子连接。
反馈电阻R1，R2串联连接在端子P2和接地线之间，将对调节电压VRG进行分压而得到的反馈电压Vfb输入到运算放大器OP的+端子。将基准电压Vref从基准电压源输入到运算放大器OP的-端子。
运算放大器OP输出将两个输入端子(+端子和-端子)的电压差放大的电压Vo。输出电压Vo被施加到输出晶体管TR的栅极。当反馈电压Vfb大于基准电压Vref时，运算放大器OP降低输出电压Vo，当反馈电压Vfb小于基准电压Vref时，运算放大器OP提高输出电压Vo。
通过根据输出电压Vo调整输出晶体管TR的导通电阻，能够将调节电压保持在恒定的电压电平(目标电压)。
另外，输出晶体管TR包含在上述第一输出级112以及第二输出级122中。运算放大器OP包含在第一电路部111以及第二电路部121中。
第一调节器电路110和第二调节器电路120的输出晶体管TR以及运算放大器OP的电流能力不同。第二调节器电路120的输出晶体管TR比第一调节器电路110的输出晶体管TR驱动能力大。此外，第二调节器电路120的运算放大器OP比第一调节器电路110的运算放大器OP电流大。
图5是表示功耗较小的第一调节器电路110的动作的图。图5的(A)示出了运算放大器OP的输出电压Vo的时间变化。图5的(B)示出了由第一调节器电路110生成的第一调节电压VRG1的时间变化。
由于第一调节器电路110的运算放大器OP的电流小且输出晶体管TR的驱动能力小，因此当第一调节电压VRG1因电源电压VDD或负载的波动而产生波动时，反馈所需的时间较长。因此，在第一调节器电路110中，施加到输出晶体管TR的栅极的输出电压Vo如图5的(A)所示，电压电平在高电平(H)和低电平(L)之间发生很大变化。因此，第一调节器电路110实质上进行如比较器那样的动作，第一调节电压VRG1如图5的(B)所示，在目标电压之间发生很大变化。
这样，第一调节器电路110虽然具有功耗小的优点，但第一调节电压VRG1相对于目标电压的精度较低。
另外，由于第一调节器电路110的响应性不高，因此当向端子P2施加重负载时，第一调节电压VRG1可能会在输出晶体管TG导通之前降低到复位电压以下。
图6是表示功耗较大的第二调节器电路120的动作的图。图6的(A)示出了运算放大器OP的输出电压Vo的时间变化。图6的(B)示出了由第二调节器电路120生成的第二调节电压VRG2的时间变化。
由于第二调节器电路120与第一调节器电路110相比，运算放大器OP的电流大且输出晶体管TR的驱动能力大，因此当第二调节电压VRG2因电源电压VDD或负载的波动而产生波动时，反馈所需的时间较短。因此，在第二调节器电路120中，如图6的(A)所示，施加到输出晶体管TR的栅极的输出电压Vo几乎不会从恒定电压变化。因此，第二调节电压VRG2如图6的(B)所示，从目标电压的变化量较小。即，第二调节电压VRG2与第一调节电压VRG1相比，重负载时的电压波动率较小。
这样，第二调节器电路120虽然功耗大，但具有第二调节电压VRG2相对于目标电压的精度高且噪声低的优点。
接下来，对第一调节器电路110和第二调节器电路120的动作进行说明。图7是用于说明第一调节器电路110和第二调节器电路120的动作定时的定时图。
图7的(A)是表示电源电压VDD的时间变化的图。图7的(B)是表示由第一调节器电路110生成的第一调节电压VRG1的时间变化的图。图7的(C)是表示由第二调节器电路120生成的第二调节电压VRG2的时间变化的图。图7的(D)是表示对第一和第二调节电压VRG1，VRG2进行择一选择后，作为内部电压生成的调节电压VRG的时间变化的图。
图7的(E)是表示从控制电路151输入到第一调节器电路110的使能信号EN2的时间变化的图。图7的(F)是表示由第一调节器电路110的电压监视电路生成的电源良好信号PG的时间变化的图。图7的(G)是表示从第二调节器电路120输入到第一调节器电路110的使能信号EN1的时间变化的图。图7的(H)是表示与端子P2连接的负载中流过的负载电流(VRG负载电流)的图。
第一调节器电路110和第二调节器电路120由控制电路151控制。当从外部装置向集成电路装置100施加电源电压VDD时，控制电路151将低电平的使能信号EN2供给到第二调节器电路120。控制电路151在电源电压VDD的上升完成后，使第一调节器电路110从断开状态转变为导通状态，并使第二调节器电路120成为断开状态，且在第一调节电压VRG1达到预定电压之前为启动状态。
由于在该启动状态下，使能信号EN2为低电平，因此，虽然第二调节器电路120未启动而处于断开状态，但第二调节器电路120内的NAND电路123接收到低电平的使能信号EN2后将使能信号EN1设为高电平，并将该使能信号EN1输入到第一调节器电路110。第一调节器电路110接收到该高电平的使能信号EN1后启动(t＝t2)。另外，第一调节器电路110的第一电路部111始终保持导通状态。
在这一时刻，由于第一调节器电路110和第二调节器电路120中，仅第一调节器电路110已启动，因此，由第一调节器电路110生成的第一调节电压VRG1被用作内部电压。此时，集成电路装置100为休眠状态，不进行传感器值的获取。即，与传感器值的获取有关的第二模拟电路140和第二数字电路160不动作。
之后，在休眠状态下，通过控制电路151将使能信号EN2设为高电平(t＝t3)。此时，输入到NAND电路123的电源良好信号PG为低电平，因此，从NAND电路123输出的使能信号EN1保持高电平不变。
第二调节器电路120通过使能信号EN2变为高电平而启动。第一模拟电路130中包含的电压监视电路监视第二调节电压VRG2的电压电平，当达到基准电压时，将电源良好信号PG设为高电平(t＝t4)。电源良好信号PG成为高电平后，由于使能信号EN2为高电平，因此，NAND电路123输出的使能信号EN1变为低电平。
通过输入到第一调节器电路110的使能信号EN1变为低电平，第一调节器电路110的第一输出级112成为断开状态。由此，由第二调节器电路120生成的第二调节电压VRG2被用作内部电压。此时，集成电路装置100成为激活状态，通过控制电路151使第二模拟电路140和第二数字电路160成为导通状态，执行传感器值的获取。
之后，通过使能信号EN2变为低电平(t＝t5)，第二调节器电路120停止运行，并且，从NAND电路123输出的使能信号EN1变为高电平，使得第一调节器电路110的第一输出级112成为导通状态。由此，集成电路装置100再次变成休眠状态，由第一调节器电路110生成的第一调节电压VRG1被用作内部电压。
图8是用于说明激活时的动作的细节的图。图8的(A)是表示激活时VRG负载电流的波动的图。
如图8所示，图7所示的激活期间(t4～t5的期间)分为A/D转换电路143进行动作的激活期间和A/D转换电路143停止动作的待机期间。待机期间由第一模拟电路130中包含的计时器进行计时。待机期间的长度或激活期间的个数可根据设定适当改变。
由于VRG负载电流在A/D转换电路143进行动作的激活期间增大且在待机期间降低，因此通过使用计时器使A/D转换电路143间歇动作来实现功耗的降低。
图9是表示各动作状态下的各电路的状态的图。在休眠状态下，仅第一调节器电路110、第一模拟电路130的电压监视电路(POR电路)以及第一数字电路150成为导通状态。由于在休眠状态下，不要求高精度低噪声的内部电压，因此将功耗低的第一调节器电路110设为导通状态，且第一调节电压VRG1被用作内部电压。
在激活状态下，第二调节器电路120、第一模拟电路130的电压监视电路(POR电路)、第二模拟电路140、第一数字电路150以及第二数字电路160成为导通状态。由于激活状态主要是取得传感器值的期间，要求高精度低噪声的内部电压，因此将第二调节器电路120设为导通状态并将高精度低噪声的第二调节电压VRG2用作内部电压。
此外，在待机状态下，第二调节器电路120、第一模拟电路130的电压监视电路(POR电路)、第一模拟电路130的计时器以及第一数字电路150成为导通状态。在待机状态下也将第二调节电压VRG2用作内部电压。
这样，在本实施方式涉及的集成电路装置100中，在激活时(激活时以及待机时)，选择生成高精度低噪声的第二调节电压VRG2的第二调节器电路120，在休眠时，选择功耗低的第一调节器电路110，因此，能够抑制不必要的功耗。
虽然如上所述，排他性的选择第一调节器电路110和第二调节器电路120中的任意一个，但如图7所示，在从休眠状态转变为激活状态的期间(t3～t4的期间)，使能信号EN1，EN2均为高电平，且第一调节器电路110和第二调节器电路120都动作。
这是因为，如果在导通第二调节器电路120的同时断开第一调节器电路110，第一调节电压VRG1会通过负载电流的增大而降低，且内部电压可能会降低到复位电压以下。因此，在本实施方式中，在从休眠状态转变为激活状态时，使第一调节器电路110和第二调节器电路120都动作，从而在第二调节电压VRG2上升后，使第一调节器电路110成为断开状态。
另外，在从激活状态转变为休眠状态时(t＝t5)，在断开第二调节器电路120的同时使第一调节器电路110导通。这是因为，此时的负载电流瞬间减少，内部电压不会降低到复位电压以下。此外，由于第一调节器电路110在激活期间(t4～t5的期间)仅第一输出级112断开，因此导通时恢复所需的时间较短，这也是理由之一。
另外，虽然在上述实施方式中，如图1所示，控制电路151将使能信号EN2供给到第二调节器电路120，且第二调节器电路120将使能信号EN1供给到第一调节器电路110，但控制电路151也可以在图7所示的定时，将使能信号EN1以及使能信号EN2分别供给到第一调节器电路110和第二调节器电路120。
此外，虽然在上述实施方式中，传感器200为湿度传感器，但传感器200并不仅限于湿度传感器，也可以是压力传感器、温度传感器、气流传感器等。
以上，对本发明的优选实施方式进行了详细说明，但本发明并不仅限于上述实施方式，只要不脱离本发明的范围，可以对上述实施方式施加各种变形和置换。

Claims (9)

1.一种集成电路装置，其特征在于，具有：
第一调节器电路，其生成第一调节电压；
第二调节器电路，其生成第二调节电压；以及
控制电路，其择一地选择上述第一调节器电路和第二调节器电路，使一方成为导通状态，另一方成为断开状态，
当负载为预定的负载电流以上时，上述控制电路使上述第二调节器电路成为导通状态，当负载小于上述预定的负载电流时，上述控制电路使上述第一调节器电路成为导通状态。
2.根据权利要求1所述的集成电路装置，其特征在于，
上述第二调节器电路的功耗比上述第一调节器电路的功耗大，
上述第二调节电压与上述第一调节电压相比，重负载时的电压波动率更低。
3.根据权利要求1或2所述的集成电路装置，其特征在于，
该集成电路装置具备与上述第一调节器电路连接的电压监视电路，
当上述控制电路使上述第二调节器电路从断开状态转变为导通状态，并通过上述电压监视电路检测到上述第二调节电压已达到基准值时，上述第一调节器电路成为断开状态，并将上述第二调节电压供给到上述负载。
4.根据权利要求1或2所述的集成电路装置，其特征在于，
上述第一调节器电路具有第一电路部和第一输出级，
当上述控制电路使上述第一调节器电路成为断开状态时，仅使上述第一调节器电路的上述第一输出级成为断开状态。
5.根据权利要求4所述的集成电路装置，其特征在于，
当上述控制电路使上述第二调节器电路从导通状态转变为断开状态时，使上述第一调节器电路的上述第一输出级成为导通状态。
6.根据权利要求1或2所述的集成电路装置，其特征在于，
在从外部施加电源电压，在内部完成电源电压的上升之后，上述控制电路使上述第一调节器电路从断开状态转变为导通状态，并使上述第二调节器电路成为断开状态，且在上述第一调节电压达到预定电压前为启动状态。
7.根据权利要求1或2所述的集成电路装置，其特征在于，
上述第一调节器电路和上述第二调节器电路分别为线性调节器。
8.根据权利要求1或2所述的集成电路装置，其特征在于，
该集成电路装置具有：模拟电路，其连接有传感器，驱动上述传感器以获取传感器值。
9.根据权利要求8所述的集成电路装置，其特征在于，
上述控制电路在取得上述传感器值的激活时，使上述第二调节器电路成为导通状态，在未取得上述传感器值的休眠时，使上述第一调节器电路成为导通状态。
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