CN111106746B - 基于升压转换器内部条件估计负载电流强度的电子电路 - Google Patents

基于升压转换器内部条件估计负载电流强度的电子电路 Download PDF

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Abstract

电子电路包括输出电感器电流的电感元件、第一晶体管、第二晶体管和负载电流估计器电路。第一晶体管连接在电感元件的第一端和参考端子之间。第二晶体管连接在电感元件的第一端和输出端子之间，用于输出负载电流。负载电流估计器电路接收第一电压，该第一电压在第一晶体管截止并且第二晶体管导通时响应于电感器电流在第二晶体管的两端之间被感测，并且基于在第二晶体管导通时的时间间隔内的参考时间点处的第一电压的电平输出第二电压。第二电压与负载电流的强度相关联。

Description

基于升压转换器内部条件估计负载电流强度的电子电路
相关申请的交叉引用
要求于2018年10月25日向韩国特许厅提交的第10-2018-0127973号韩国专利申请的优先权，其全部内容通过引用合并于此。
技术领域
本公开涉及电子电路，更具体地，涉及能够提供电压转换的电子电路的配置和操作。
背景技术
当前使用的各种类型的电子设备根据包括在电子设备中的各种电子电路的操作来执行功能。电子电路基于从电源(例如，电池或外部电源)提供的电力(例如，电压和电流)进行操作。
一些电子电路通常提供电力转换(例如，电压转换)以提供操作其他电子电路所需的电力。例如，一些电子电路可以增加和/或减少从其对应电源输出的电压的电平，因此可以输出增加的和/或减少的电平的转换电压。可以生成转换的电压以具有适合于操作另一电子电路的电平。
由电子设备及其中的电子电路所消耗的电量可能由于诸如电子设备的操作环境、来自用户的要求等各种因素而变化。可能需要准确测量或估计电子设备的功耗以有效地操作电子设备。例如，当根据电子设备的功耗调整操作频率、操作电压和操作状态时，可以有效地管理操作环境(例如，散热、设备寿命、电池使用等)。这可以改进用户满意度，因此精确测量或估计电子设备的功耗成为重要的问题。
发明内容
本发明构思的实施例提供了一种用于估计从能够提供增加的(或增强的)电平的电压的升压转换器输出的负载电流的强度的电子电路。在示例实施例中，电子电路可以基于升压转换器内的开关元件(例如，晶体管)的两端之间的电压间接地估计负载电流的强度，而不是直接感测负载电流的强度。
本发明构思的实施例提供了一种电子电路，包括电感元件、第一晶体管、第二晶体管和负载电流估计器电路。电感元件具有第一端和第二端。第一端连接到接收输入电流的输入端子。电感元件基于输入电流在第二端输出电感器电流。第一晶体管连接在电感元件的第二端和施加了参考电压的参考端之间。第二晶体管具有第一端和第二端。第二晶体管的第一端连接到电感元件的第二端，第二晶体管的第二端连接到电子电路的输出端子。第二晶体管将负载电流输出到输出端子。当第一晶体管截止且第二晶体管导通时，负载电流估计器电路响应于电感器电流，接收在第二晶体管的第一端和第二端之间感测的第一电压，并且当第二晶体管导通时，负载电流估计器电路在第一时间间隔内的参考时间点基于第一电压的电平输出第二电压。第二电压与负载电流的强度相关联。
本发明构思的实施例还提供了一种电子电路，包括升压转换器和负载电流估计器电路。升压转换器在输出端子处输出输出电压，所述输出电压具有升高到高于输入端子处的输入电压的电平的电平。负载电流估计器电路接收在升压转换器处感测的第一电压，而不感测输入到输入端子的输入电流，并且不感测从输出端子输出的负载电流，以及基于第一电压输出与负载电流的强度相关联的第二电压。输出电压的电平在第一时间间隔内以第一模式变化，并且在第二时间间隔中以第二模式变化，第二时间间隔与第一时间间隔不重叠。第二电压的电平基于第一时间间隔中的第一电压的电平和第一时间间隔的持续时间而改变。
本发明构思的实施例又提供了一种电子电路，包括升压转换器和负载电流估计器电路。升压转换器输出具有升高到高于输入电压的电平的电平的输出电压。负载电流估计器电路接收在升压转换器处感测的第一电压。第一电压的电平在第一时间间隔内变化，在第一时间间隔期间输出电压的电平以第一模式变化。第一电压的电平对应于第二时间间隔中的参考电压的电平，在第二时间间隔期间输出电压的电平以第二模式变化。负载电流估计器电路基于在第一时间间隔内的参考时间点处采样的第一电压的电平以提供第一电压的采样电平来输出第二电压，而不管第二时间间隔中的第一电压的电平。
本发明构思的实施例还提供了一种电子电路，包括电感元件、第一开关元件、第二开关元件、负载电流估计器电路、第一控制器和第二控制器。电感元件具有第一端和第二端。电感元件的第一端连接到接收输入电流的输入端子。电感元件基于输入电流在第二端输出电感器电流。第一开关元件连接在电感元件的第二端和施加了参考电压的参考端子之间。第二开关元件具有第一端和第二端。第二开关元件的第一端连接到电感元件的第二端，第二开关元件的第二端连接到电子电路的输出端。第二开关元件向输出端子输出负载电流。当第一开关元件断开且第二开关元件连接时，负载电流估计器电路响应于电感器电流，接收在第二开关元件的第一端和第二端之间感测的第一电压，并且基于第一电压输出与负载电流的强度相关联的第二电压。第一控制器在第二电压满足第一条件时，以第一方式控制第一开关元件和第二开关元件。当第二电压满足不同于第一条件的第二条件时，第二控制器以不同于第一方式的第二方式控制第一开关元件和第二开关元件。
本发明构思的实施例还提供了一种电子电路，包括升压转换器，被配置为响应于输入端子处的输入电压在输出端子处输出输出电压，所述输出电压具有高于输入电压的电平的电平，所述升压转换器包括具有第一端和第二端的电感元件，第一端连接到输入端子，升压转换器还包括具有第一端和第二端的第一开关元件，第一开关元件的第一端连接到电感元件的第二端，第一开关元件的第二端连接到输出端子；以及负载电流估计器电路，被配置为基于在第一时间间隔内的参考时间点处采样的第一电压的电平以提供采样的电平来输出第二电压，而不管第二时间间隔中的第一电压的电平。
在示例实施例中，不直接感测输入电流或负载电流，而是使用升压转换器的内部条件(例如，内部电压)。因此，可以精确地估计负载电流的强度而不受外部环境的变化的影响。另外，不需要用于直接感测输入电流或负载电流的外部元件，因此可以降低功耗并且可以减少电路面积。
附图说明
鉴于以下参考附图对示例实施例的详细描述，本公开的上述和其他目的和特征将变得显而易见。
图1示出根据本发明构思的实施例的可以包括电子电路的电子设备的配置的框图。
图2示出与向图1的电子设备中的组件传输电力相关联的配置的框图。
图3示出包括在图2的DC-DC转换器电路中的电子电路的配置的框图。
图4示出描述图3的升压转换器的操作的图。
图5示出描述图3的升压转换器的操作的图。
图6示出描述图3的升压转换器的操作的图。
图7示出描述图3的升压转换器的操作的图。
图8示出描述从图3的升压转换器感测的电流的图。
图9示出描述从图3的升压转换器感测的电压的图。
图10示出图3的负载电流估计器电路的配置的框图。
图11示出描述图10的半占空发生器电路的操作的图。
图12示出描述图10的采样和保持电路的操作的图。
图13示出图10的基于占空的转换器电路的配置的框图。
图14示出图13的基于占空的转换器电路的配置的电路图。
图15示出描述图13的基于占空的转换器电路的操作的图。
图16示出描述图13的基于占空的转换器电路的操作的图。
图17示出描述图13的基于占空的转换器电路的操作的图。
图18示出图10的减法器电路的配置的框图。
图19示出图18的减法器电路的配置的电路图。
图20示出描述图18的减法器电路的操作的图。
图21示出包括在图2的DC-DC转换器电路中的电子电路的配置的框图。
图22示出描述图21的模式控制器电路的操作的图。
图23示出描述图21的模式控制器电路的操作的图。
图24示出可以包括在图1的电子设备中的配置的框图。
具体实施方式
在下文中将参考附图详细地并且清楚地描述示例实施例，使得本领域普通技术人员可以容易地实现本发明构思。
如在本发明构思的领域中传统的，可以根据执行所描述的一个或多个功能的块来描述和说明实施例。这些块(这里可称为单元或模块等)在物理上由模拟和/或数字电路实现，诸如逻辑门、集成电路、微处理器、微控制器、存储器电路、无源电子元件、有源电子元件、光学组件、硬连线电路等，并且可以可选地由固件和/或软件驱动。例如，电路可以体现在一个或多个半导体芯片中，或者体现在诸如印刷电路板等的基板支撑件上。构成块的电路可以由专用硬件实现，或者由处理器(例如，一个或多个编程的微处理器和相关电路)实现，或者由专用硬件的组合实现，以执行块的一些功能，并且处理器执行块的其他功能。在不脱离本发明构思的范围的情况下，实施例的每个块可以在物理上分成两个或更多个交互和离散块。同样地，在不脱离本发明构思的范围的情况下，可以将实施例的块物理地组合成更复杂的块。
图1示出根据本发明构思的实施例的可以包括电子电路的电子设备1000的配置的框图。
例如，电子设备1000可以以各种类型的电子设备之一实现，诸如台式计算机、平板计算机、膝上型计算机、智能电话、可穿戴设备、工作站、服务器、电动车辆、家用电器、医疗器具等。
电子设备1000可以包括各种电子电路。例如，电子设备1000的电子电路包括图像处理块1100、通信块1200、音频处理块1300、缓冲存储器1400、非易失性存储器1500、用户接口1600、主处理器1800、电力管理器电路1900以及充电器电路1910。在一些实施例中，电子设备1000可以包括附加电子电路和/或可以排除所示的一些电子电路。
例如，如图所示的电子设备1000连接到电池1920，并且电池1920可以提供在电子设备1000的操作中使用的电力。然而，本发明构思不限于该示例，并且提供给电子设备1000的电力可以来自除电池1920之外的另一内部/外部电源。
图像处理块1100可以通过透镜1110接收光。包括在图像处理块1100中的图像传感器1120和图像信号处理器1130可以基于所接收的光生成与外部对象相关联的图像信息。
通信块1200可以通过天线1210与外部设备/系统交换信号。通信块1200的收发器1220和调制器/解调器(MODEM)1230可以根据各种有线/无线通信协议中的一种或多种处理与外部设备/系统交换的信号。
音频处理块1300可以通过使用音频信号处理器1310来处理声音信息。音频处理块1300可以例如通过麦克风1320接收音频输入，并且可以通过扬声器1330输出音频。
缓冲存储器1400可以存储在电子设备1000的操作中使用的数据。例如，缓冲存储器1400可以临时存储由主处理器1800处理或要处理的数据。例如，缓冲存储器1400可以包括易失性存储器，诸如静态随机存取存储器(SRAM)、动态RAM(DRAM)和/或同步DRAM(SDRAM)等，和/或非易失性存储器，诸如相变RAM(PRAM)、磁阻RAM(MRAM)、电阻RAM(ReRAM)和/或铁电RAM(FRAM)等。
非易失性存储器1500可以存储数据，而不管是否供电。例如，非易失性存储器1500可以包括各种非易失性存储器中的至少一种，诸如闪存、PRAM、MRAM、ReRAM和/或FRAM等。例如，非易失性存储器1500可以包括可移除存储器，诸如安全数字(SD)卡或固态驱动器(SSD)，和/或嵌入式存储器，诸如嵌入式多媒体卡(eMMC)。
用户接口1600可以在用户和电子设备1000之间进行通信仲裁(arbitrate incommunication)。例如，用户接口1600可以包括用于接收来自用户的输入的输入接口和用于向用户提供信息的输出接口。
主处理器1800可以控制电子设备1000的组件的整体操作。主处理器1800可以处理各种操作以操作电子设备1000。例如，主处理器1800可以实现为通用处理器、专用处理器、应用处理器或微处理器，并且可以包括一个或多个处理器核。
电力管理器电路1900和充电器电路1910可以提供用于操作电子设备1000的电力。这将参考图2进行描述。
图2示出与将电力传输到图1的电子设备1000中的组件相关联的配置的框图。
电力管理器电路1900可以向电子设备1000的组件供电。例如，充电器电路1910可以基于从电池1920和/或另一外部电源接收的电力PWR输出系统电压。电力管理器电路1900可以基于系统电压输出要提供给电子设备1000的组件的电力。电力管理器电路1900可以向电子设备1000的组件提供通过适当地转换系统电压而获得的电力。
为此，例如，电力管理器电路1900可以包括一个或多个直流(DC)-DC转换器电路1905，并且充电器电路1910可以包括一个或多个DC-DC转换器电路1915。DC-DC转换器电路1905和1915的每一个可以转换输入DC电压以生成输出DC电压。可以从输入电压转换输出电压，使得输出电压的电平高于或低于输入电压的电平。
例如，DC-DC转换器电路1905和1915可以包括升压转换器。升压转换器可以输出输出电压，其中升压转换器的输出电压的电平被增加或增强到高于输入电压的电平。将参考图3至图7对此进行描述。
例如，从DC-DC转换器电路1905输出的电压和电流可以被传送到图像处理块1100、通信块1200、音频处理块1300、缓冲存储器1400、非易失性存储器1500、用户接口1600(例如，诸如显示设备1610和触摸处理集成电路(IC)1690的输入/输出接口)和/或主处理器1800中的至少一个。电子设备1000的组件可以基于传输的电流和电压操作。
提供图1和图2所示的组件以便于更好地理解，并且不旨在限制本公开。电子设备1000可以不包括图1和图2中所示的一个或多个组件，和/或可以进一步包括未在图1和图2中示出的至少一个组件。
在下文中，将描述与DC-DC转换器电路1905或1915相关联的示例配置。然而，示例实施例可以用于电子设备1000的其他组件以将输入电压转换为输出电压。应该容易理解，本发明构思不限于与DC-DC转换器电路1905或1915相关联。
图3示出包括在图2的DC-DC转换器电路1905或1915中的电子电路2000的配置的框图。图4至图7示出描述图3的升压转换器2100的操作的图。图8和图9示出分别描述从图3的升压转换器2100感测的电流和电压VLS的图。为了便于更好地理解，图4至图9将与图3一起被参考。
参考图3，电子电路2000包括升压转换器2100、电压传感器2300和负载电流估计器电路2500。升压转换器2100可以包括电感元件L1、开关元件MN和MP、电容元件Co、脉冲宽度调制(PWM)控制器2110和栅极驱动器2150。电感元件L1可以是电感器。电容元件Co可以是电容器。
升压转换器2100的输入端子TIN连接到输入电压Vs。升压转换器2100可以通过输入端子TIN从电源100接收输入电流Is。电源100可以对应于充电器电路1910、电池1920和/或任何其他外部电源。电源100可以基于输入电压Vs和输入电流Is向升压转换器2100提供电力。
升压转换器2100通过输出端子TOUT输出电力。例如，可以从输出端子TOUT输出输出电压Vo和负载电流Io。输出电压Vo和负载电流Io由升压转换器2100从输入电压Vs和输入电流Is转换。输出电压Vo和负载电流Io可以用作用于操作电子设备1000的组件的电力。
电感元件L1可以是诸如电感器或线圈的元件。电感元件L1的第一端连接到输入端子TIN。电感元件L1接收输入电流Is。电感元件L1基于输入电流Is输出电感器电流IL。
开关元件MN和MP可以是诸如晶体管、二极管或栅极的元件。开关元件MN连接在电感元件L1的第二端和参考电位(例如，地电压)之间。开关元件MP连接在电感元件L1的第二端和输出端子TOUT之间。开关元件MN和MP可以连接或断开电流流过的电流路径。升压转换器2100包括在输入端子TIN和输出端子TOUT之间的电感元件L1和开关元件MP。
在下文中，可以假设开关元件MN是n沟道金属氧化物半导体(NMOS)晶体管，并且开关元件MP是p沟道金属氧化物半导体(PMOS)晶体管。然而，提供该假设以便于更好地理解，并且本发明构思不限于此。应该容易理解，可以不同地改变或修改每个开关元件MN和MP的种类和类型以连接或断开电流路径。
例如，当开关元件是晶体管并且晶体管响应于栅极电压而导通时，应该理解，开关元件被连接以提供电流路径，使得电流流动。另一方面，当开关元件是晶体管并且晶体管截止时，应该理解，开关元件断开并且不提供电流路径使得电流不流动。
当开关元件MN和MP连接时，提供电感器电流IL的电流路径。例如，当连接开关元件MN时(例如，当NMOS晶体管导通时)，电感器电流IL可以通过开关元件MN流到参考电位的端子。例如，当连接开关元件MP时(例如，当PMOS晶体管导通时)，电感器电流IL可以通过开关元件MP流到输出端子TOUT。
输出电压Vo的电平和负载电流Io的强度可以根据开关元件MN和MP的连接和断开(例如，晶体管的导通和截止)而变化。换句话说，当升压转换器2100控制开关元件MN和MP的连接和断开时，可以控制输出电压Vo和负载电流Io以具有预期的电平和预期的强度。
PWM控制器2110连接到输出端子TOUT。PWM控制器2110可以基于输出电压Vo生成控制信号PWM。例如，PWM控制器2110可以基于比较输出电压Vo和参考电压的结果来生成控制信号PWM。这里，参考电压的电平可以与从升压转换器2100输出的电压的目标电平(即，输出电压Vo的预期电平)相关联。可以生成控制信号PWM以控制输出电压Vo，使得输出电压Vo的电平变得与参考电压的电平基本相同。为此，可以基于控制信号PWM来控制开关元件MN和MP的连接和断开。
栅极驱动器2150基于控制信号PWM输出控制信号NG和PG。响应于控制信号NG可以连接或断开开关元件MN，并且响应于控制信号PG可以连接或断开开关元件MP。栅极驱动器2150可以根据控制信号PWM驱动控制信号NG和PG，使得控制信号NG和PG具有足以控制开关元件MN和MP的强度。
电容元件Co缓冲输出端子TOUT的电压。另外，在开关元件MP断开的同时，可以基于已经存储在电容元件Co中的电荷来提供输出电压Vo和负载电流Io。
参考图4，控制信号PWM可以交替地具有对应于逻辑高的电平和对应于逻辑低的电平。例如，控制信号PWM可以在时间T1和T2之间的时间间隔中具有与逻辑高相对应的电平，并且可以在时间T2和T3之间的时间间隔中具有与逻辑低相对应的电平。时间T1和T2之间的时间间隔不与时间T2和T3之间的时间间隔重叠。
控制信号PWM的电平可以周期性地变化。例如，时间T1和T3之间的时间间隔可以对应于一个周期。控制信号PWM可以连续地具有对应于逻辑高的电平和对应于逻辑低的电平。在经过一个周期之后，可以跟随下一个周期，由此控制信号PWM可以再次连续地具有对应于逻辑高的电平和对应于逻辑低的电平。
例如，可以在周期的持续时间D期间维持控制信号PWM的逻辑高，并且可以在周期的持续时间(1-D)(D是0和1之间的实数)期间维持控制信号PWM的逻辑低。这里，0、D和1可以与相对持续时间相关联。
例如，当D为0.4时，控制信号PWM在对应于一个周期的0.4的持续时间期间具有对应于逻辑高的电平，并且在对应于一个周期的0.6(＝1-0.4)的持续时间期间具有对应于逻辑低的电平。控制信号PWM可以包括取决于持续时间D和持续时间(1-D)的占空比的脉冲。
可以基于控制信号PWM生成控制信号NG和PG，以适合于控制开关元件MN和MP的连接和断开。图4示出控制信号NG和PG中的每一个的波形与控制信号PWM的波形基本相同。然而，应该容易理解，可以根据每个开关元件MN和MP的种类和类型适当地改变或修改每个控制信号NG和PG的波形。
参考图5，开关元件MN响应于控制信号NG的逻辑高而连接，并且响应于控制信号NG的逻辑低而断开。开关元件MP响应于控制信号PG的逻辑高而断开，并且响应于控制信号PG的逻辑低而连接。
例如，在该实施例中，开关元件MN的连接和开关元件MP的连接是相互排斥的。例如，当连接开关元件MN时，开关元件MP断开，并且当开关元件MN断开时，开关元件MP连接。可以根据持续时间D和持续时间(1-D)重复开关元件MN和MP的连接和断开。
参考图6，输入电流Is的强度可以基本恒定。然而，当根据持续时间D和持续时间(1-D)的占空比，重复开关元件MN和MP的连接和断开时，可以重复电感器电流IL的强度的增加和减少。
例如，在时间T1和T2之间的时间间隔中，当开关元件MN连接并且开关元件MP断开时，电感器电流IL的强度可以增加。另一方面，在时间T2和T3之间的时间间隔中，当开关元件MN断开并且开关元件MP连接时，电感器电流IL的强度可以减少。电感器电流IL的平均强度可以对应于输入电流Is的强度。
当电感器电流IL被传输到输出端子TOUT时，负载电流Io可以从升压转换器2100输出。负载电流Io的平均强度可以低于输入电流Is的强度。
参考图7，输入电压Vs的电平可以基本恒定。然而，当根据持续时间D和持续时间(1-D)的占空比重复电感器电流IL的强度的增加和减少时，可以重复输出电压Vo的电平的增加和减少。
例如，在时间T2和T3之间的时间间隔中，当电感器电流IL的强度减少时，输出电压Vo的电平可以以第一模式(例如，增加的模式)改变。另一方面，在时间T1和T2之间的时间间隔中，当电感器电流IL的强度增加时，输出电压Vo的电平可以以第二模式(例如，减少的模式)改变。然而，输出电压Vo的电平的变化不限于该示例，并且基于开关元件MN和MP的连接和断开，可以被观察到与图7的图示不同。应该容易理解，提供该示例是为了便于更好地理解。
输出电压Vo的平均电平可以对应于目标电压VT的电平。目标电压VT可以是升压转换器2100打算作为输出电压Vo输出的电压。
该实施例中的目标电压VT的电平高于输入电压Vs的电平。因此，升压转换器2100可以将输出电压Vo输出到输出端子TOUT，所述输出电压Vo具有增加或增强到高于输入端子TIN的输入电压Vs的电平的电平。
同时，目标电压VT的电平可以根据持续时间D和持续时间(1-D)的占空比而改变。例如，当持续时间D变短时(例如，当持续时间D从0.4变为0.2并且持续时间(1-D)从0.6变为0.8时)，在持续时间D期间存储在电感元件L1中的能量的量可以减少，因此，在持续时间(1-D)中传输到输出端子TOUT的能量的量可以减少。因此，目标电压VT的电平可以减少。
另一方面，当持续时间D变长时(例如，当持续时间D从0.4变为0.6并且持续时间(1-D)从0.6变为0.4时)，在持续时间D期间存储在电感元件L1中并且因此在持续时间(1-D)中被传送到输出端子TOUT的能量的量可以增加。因此，目标电压VT的电平可以增加。换句话说，当调整控制信号PWM的脉冲宽度(例如，持续时间D)时，目标电压VT的电平可以增加或减少。对此，输出电压Vo的电平也可以增加或减少。
例如，PWM控制器2110可以确定输出电压Vo的电平是否变得低于或高于参考电压的电平。PWM控制器2110可以基于该确定输出控制信号PWM。
例如，当输出电压Vo的电平变得低于参考电压的电平时，PWM控制器2110可以生成控制信号PWM，使得持续时间D增加并且持续时间(1-D)减少。在这种情况下，要传输到输出端子TOUT的能量的量可以增加，因此输出电压Vo的减少的电平可以增加以恢复到目标电压VT的电平。
另一方面，当输出电压Vo的电平变得高于参考电压的电平时，PWM控制器2110可以生成控制信号PWM，使得持续时间D减少并且持续时间(1-D)增加。在这种情况下，要传输到输出端子TOUT的能量的量可以减少，因此输出电压Vo的增加的电平可以减少以恢复到目标电压VT的电平。
这样，升压转换器2100可以基于控制信号PWM控制输出电压Vo的电平的变化。随着输出电压Vo的电平改变，负载电流Io的强度也可以改变。
返回到图3，负载电流Io可以被传送到电子设备1000的组件以操作组件。例如，主处理器1800、显示设备1610和/或通信块1200可以在消耗基于负载电流Io供应的电力的同时操作。
对此，测量或估计在电子设备1000的每个组件中消耗的电量(例如，负载电流Io的强度)可以有利于有效地操作电子设备1000。例如，当主处理器1800消耗的负载电流Io的强度被测量为过高时，可以通过降低主处理器1800的操作频率或操作电压来减少电子设备1000的散热和功耗。
这样，当根据负载电流Io的强度调整操作状态(例如，操作频率、操作电压等)时，操作环境(诸如散热、设备寿命、电池使用等)可以被有效地管理。这可以改善用户满意度。当更精确地测量或估计负载电流Io的强度时，管理效率可能增加并变得更高。
在一些实现中，可以在输出端子TOUT和负载电流Io之间插入感测电阻器，并且可以通过感测流过感测电阻器的电流的强度来直接测量负载电流Io的强度。然而，在这样的实现中，当负载电流Io的强度增加时，功率损耗和散热通过插入的电阻增加，并且总电力效率降低。此外，附加的感测电阻会导致电路面积的增加。
在一些其它实现中，电感元件L1的内阻可以用于估计负载电流的强度。输入电流Is可以流过内阻，并且可以通过感测流过内阻的电流的强度来估计负载电流Io的强度。然而，内阻可能根据温度而显着变化，从而难以进行精确的测量或估计。
另一方面，本发明构思的实施例可以基于升压转换器2100内的开关元件MP的两端之间的电压间接地估计负载电流Io的强度，而不是直接感测负载电流Io或输入电流Is的强度。从以下描述中将理解这些示例实施例如何可操作。
当假设升压转换器2100中没有电力损耗时，可以满足下面的等式1。
[等式1]
Vs·Is＝Vo·Io
下面可以从等式1获得等式2。
[等式2]
同时，可以通过下面的等式3描述在电感元件L1的两端之间满足的电压-第二平衡的条件。
[等式3]
Vs·D+(1-D)(Vs-Vo)＝0
下面可以从等式2和等式3获得等式4。
[等式4]
下面可以从等式4获得等式5。
[等式5]
Io＝Is(1-D)＝Is-D·Is
如从等式5可以理解的，可以基于输入电流Is的强度和开关元件MN连接的持续时间D间接地估计负载电流Io的强度。为此，电压传感器2300可以感测开关元件MP的两端之间的电压VLS。
当断开开关元件MN并且连接开关元件MP时(因此，当开关元件MP将电感器电流IL传送到输出端子TOUT时)，应于电感器电流IL，可以从开关元件MP的两端感测电压VLS。可以基于电感器电流IL来感测电压VLS，并且可以基于输入电流Is来生成电感器电流IL。因此，如下文所述，电压VLS可用于指示与输入电流Is的强度相关联的信息。
参考图8，电感器电流IL的平均强度可以对应于输入电流Is的强度。例如，在对应于持续时间(1-D)的一半(1/2)的时间点TH，电感器电流IL的变化强度变为输入电流Is的强度。换句话说，在时间点TH，可以从电感器电流IL的强度获得与输入电流Is的强度相关联的信息。
图9示出电压VLS的电平。例如，在开关元件MN断开并且开关元件MP连接的时间T2和T3之间的时间间隔中，当电感器电流IL的强度减少时，电压VLS的电平降低。电压VLS的电平可以响应于电感器电流IL的强度的变化而变化。
另一方面，在开关元件MN连接并且开关元件MP断开的时间T1和T2之间的时间间隔中，当电感器电流IL的强度增加时，电压VLS的电平可以对应于参考电位(例如，地电压)的电平。电压VLS的电平可以根据持续时间D和持续时间(1-D)的占空比而变化。
同时，在时间点TH，电压VLS的电平变为电压VLS的变化电平的平均电平。可以基于电感器电流IL来感测电压VLS，并且在时间点TH处的电感器电流IL的强度可以对应于输入电流Is的强度。因此，时间点TH处的电压VLS的电平(例如，平均电平)可以与输入电流Is的强度相关联。
返回到图3，负载电流估计器电路2500接收电压VLS和控制信号PWM。负载电流估计器电路2500可以基于电压VLS使用与输入电流Is的强度相关联的信息。另外，负载电流估计器电路2500可以基于控制信号PWM使用与持续时间D相关联的信息。
负载电流估计器电路2500基于电压VLS输出电压Vsen。负载电流估计器电路2500可以执行基于等式5的操作，以输出电压Vsen。因此，电压Vsen可以与负载电流Io的强度相关联。将参考图10至图20对此进行描述。
在示例实施例中，负载电流估计器电路2500接收由电压传感器2300从升压转换器2100感测的电压VLS，并且基于电压VLS输出电压Vsen，而不直接感测输入到输入端子TIN的输入电流Is，并且不直接感测从输出端子TOUT输出的负载电流Io。
在示例实施例中，可以使用升压转换器2100的内部条件(例如，电压VLS)。因此，可以精确地估计负载电流Io的强度而不受外部环境的变化的影响。另外，不需要用于直接感测输入电流Is或负载电流Io的外部元件，并且功耗和电路面积可以相对较低。
图10示出图3的负载电流估计器电路2500的配置的框图。
负载电流估计器电路2500包括半占空发生器电路2510、采样和保持电路2530、基于占空的转换器电路2550和减法器电路2570。然而，提供图10的配置以便于更好地理解，并且不旨在限制本发明构思。可以不同地改变或修改负载电流估计器电路2500的配置以执行下面将描述的操作。
采样和保持电路2530接收电压VLS。采样和保持电路2530在参考时间点对电压VLS的电平进行采样，以输出采样电平的电压VIS。采样和保持电路2530可以例如包括电子电路，该电子电路包括开关、电容器等，以采样和保持电压电平。
参考时间点可以是开关元件MP连接并且开关元件MN断开的时间间隔内的时间点。例如，参考时间点可以是参考图8和图9描述的时间点TH。在该示例中，可以对电压VIS的电平进行采样以对应于电压VLS的变化电平的平均电平，并且可以将电压VIS的电平与输入电流Is的强度相关联。
半占空发生器电路2510提供用于采样电压VLS的电平的参考时间点。例如，半占空发生器电路2510接收与控制开关元件MP相关联的控制信号PG。半占空发生器电路2510基于控制信号PG输出半占空信号PG_HD。
半占空信号PG_HD被提供给采样和保持电路2530。采样和保持电路2530基于半占空信号PG_HD对电压VLS的电平进行采样。例如，半占空信号PG_HD可以在参考时间点具有边沿，使得采样和保持电路2530响应于半占空信号PG_HD的边沿在参考时间点对电压VLS的电平进行采样。将参考图11和图12进一步描述半占空发生器电路2510和采样和保持电路2530的示例操作。
基于占空的转换器电路2550接收控制信号PWM和电压VIS。基于占空的转换器电路2550基于控制信号PWM使用与持续时间D相关联的信息。基于占空的转换器电路2550基于控制信号PWM和电压VIS输出电压D·VIS。可以通过调整电压VIS的采样电平从电压VIS获得电压D·VIS的电平。
如下文所述，当将持续时间D施加到电压VIS的电平时，可以获得电压D·VIS的电平。换句话说，可以通过按照持续时间D与持续时间D和持续时间(1-D)之和的比率调整电压VIS的采样电平来获得电压D·VIS的调整电平。将参考图13至图17进一步描述基于占空的转换器电路2550的示例配置和操作。
减法器电路2570接收电压VIS和电压D·VIS。减法器电路2570基于电压VIS的电平和电压D·VIS的电平之间的差输出电压Vsen。可以基于电压VIS的电平与电压D·VIS电平之间的差来获得电压Vsen的电平。这可以通过下面的等式6来描述。
[等式6]
Vsen＝VIS-D·VIS
电压VIS可以指示与输入电流Is的强度相关联的信息。因此，将等式5与等式6进行比较，应当理解，电压Vsen可以与负载电流Io的强度相关联。将参考图18至图20描述减法器电路2570的示例配置和操作。
负载电流估计器电路2500使用在开关元件MN断开并且开关元件MP连接的时间间隔内的参考时间点处采样的电压VIS。因此，负载电流估计器电路2500基于在参考时间点处的电压VIS的采样电平输出电压Vsen，而与开关元件MN连接且开关元件MP连接的时间间隔中的电压VLS的电平无关。
图11示出描述图10的半占空发生器电路2510的示例操作的图。
半占空信号PG_HD在参考时间点具有边沿EG。例如，参考时间点可以对应于时间点TH，其对应于持续时间(1-D)的一半(1/2)。半占空信号PG_HD的边沿EG可以提供用于通过采样和保持电路2530对电压VLS的电平进行采样的参考时间点。
半占空发生器电路2510参考控制信号PG的波形，以提供半占空信号PG_HD的边沿EG。半占空发生器电路2510可以包括硬件电路(例如，模拟电路、逻辑电路等)，其被配置为基于控制信号PG生成半占空信号PG_HD。例如，半占空发生器电路2510可以由被配置为检测或测量控制信号PG的持续时间(1-D)的一半(1/2)的电子电路实现，但是本发明构思不限于此。
图12示出描述图10的采样和保持电路2530的示例操作的图。
采样和保持电路2530基于半占空信号PG_HD的边沿EG对电压VLS的电平进行采样。因此，采样和保持电路2530生成采样电平SM的电压VIS。例如，采样电平SM可以对应于参考时间点(例如，时间点TH)处的电压VLS的电平，其中，该电压VLS的电平变为电压VLS的变化电平的平均电平。
图13示出图10的基于占空的转换器电路2550的配置的框图。
基于占空的转换器电路2550包括电压缓冲器2551、缓冲器2553和低通滤波器2555。然而，提供图13是为了便于更好地理解，并且不旨在限制本发明构思。可以不同地改变或修改基于占空的转换器电路2550的配置以执行下面描述的操作。
电压缓冲器2551缓冲电压VIS。缓冲的电压VIS被提供给缓冲器2553。缓冲器2553接收控制信号PWM和电压VIS。缓冲器2553通过使用电压VIS(例如，作为操作电压)从控制信号PWM生成中间信号PWMa。
可以生成中间信号PWMa以具有生成电压D·VIS要参考的电平。为此，缓冲器2553基于电压VIS的电平来缓冲控制信号PWM的脉冲。在一些示例实施例中，缓冲器2553可以实现为电平移位器电路，以提供中间信号PWMa的电平。
低通滤波器2555接收中间信号PWMa。低通滤波器2555基于中间信号PWMa生成电压D·VIS。例如，低通滤波器2555通过衰减中间信号PWMa的高频分量来生成电压D·VIS。
图14示出图13的基于占空的转换器电路2550的配置的电路图2550a。图15至图17示出描述图13的基于占空的转换器电路2550的操作的图。为了便于更好地理解，图15至图17将与图14一起参考。
例如，图13中的电压缓冲器2551可以包括图14所示的电压缓冲器2551a。参考图14，电压缓冲器2551a包括运算放大器A1、晶体管M1和电阻器R11。
运算放大器A1通过运算放大器A1的非反相输入端子接收电压VIS。晶体管M1响应于运算放大器A1的输出，根据驱动电压VDD驱动运算放大器A1的反相输入端子的电压VISa。电阻器R11稳定运算放大器A1的反相输入端子的电压VISa。
根据运算放大器A1的操作特性和晶体管M1的操作，可以将电压VISa的电平控制为与电压VIS的电平基本相同。因此，运算放大器A1可以缓冲电压VIS以提供与从电压VLS采样的电平SM相对应的电平的电压VISa。
例如，图13中的缓冲器2553可以包括如图14所示的缓冲器2553a。参考图14，缓冲器2553a包括反相器INV11和INV12。反相器INV11和INV12接收控制信号PWM和电压VISa。通过使用电压VISa作为操作电压，反相器INV11和INV12可以基于控制信号PWM生成中间信号PWMa。具体地，反相器INV11接收并反相控制信号PMW，并将反相的控制信号PWM提供给反相器INV12。反相器INV12接着反相该反相的控制信号PWM以提供和输出中间信号PWMa。
参考图15，例如，对应于控制信号PWM的逻辑高的电压电平可以高于电压VISa的电平。当控制信号PWM通过反相器INV11和INV12传送时，可以生成图16的中间信号PWMa。在一些情况下，当对应于控制信号PWM的逻辑高的电压电平低于电压VISa的电平时，缓冲器2553a可以包括电平移位器电路，而不是反相器INV11和INV12，以将对应于控制信号PWM的逻辑高的电压电平移位到电压VISa的电平。
参考图16，根据反相器INV11和INV12的操作特性，中间信号PWMa可以具有与控制信号PWM的脉冲宽度相对应的脉冲宽度。另外，中间信号PWMa可以具有与电压VISa的电平相对应的脉冲幅度(因此对应于电压VIS的电平)。
例如，图13中的低通滤波器2555可以包括如图14所示的RC滤波器2555a。返回到图14，RC滤波器2555a包括电阻器R12和电容器C1。RC滤波器2555a通过电阻器R12和电容器C1衰减中间信号PWMa的高频分量来输出电压D·VISa。
参考图17，中间信号PWMa的脉冲幅度可以对应于电压VISa的电平，并且中间信号PWMa的脉冲宽度可以对应于持续时间D。电压D·VISa的电平(其被生成为通过低通滤波器2555(例如，RC滤波器2555a)的中间信号PWMa)可以对应于中间信号PWMa的平均电平。
换句话说，当持续时间D被施加到电压VISa的电平时，可以获得电压D·VISa的电平。例如，可以通过按照持续时间D与持续时间D和持续时间(1-D)之和的比率调整电压VIS的采样电平SM来获得电压D·VISa的电平。这样，可以通过调整电压VIS的采样电平SM，从电压VIS的采样电平SM获得电压D·VISa的电平。同时，电压VISa可以与电压VIS基本相同，因此电压D·VISa可以与电压D·VIS基本相同。
图14仅示出与基于占空的转换器电路2550相关联的可能示例实施例中的一个，并且不旨在限制本发明构思。可以不同地改变或修改基于占空的转换器电路2550的配置，以基于控制信号PWM和电压VIS生成电压D·VIS。
图18示出图10的减法器电路2570的配置的框图。
减法器电路2570包括电压缓冲器2572、电压缓冲器2573、负载元件2574、电流复制电路2576和电流-电压转换器2578。提供图18是为了便于更好地理解，并且不旨在限制本发明构思。可以不同地改变或修改减法器电路2570的配置以执行下文将描述的操作。
电压缓冲器2572缓冲电压VIS。电压缓冲器2573缓冲电压D·VIS。当缓冲电压VIS和缓冲电压D·VIS被提供给负载元件2574的两端时，电流Isen可以流过缓冲电压VIS和缓冲电压D·VIS之间的负载元件2574。
电流复制电路2576复制流过负载元件2574的电流Isen。因此，生成沿电流复制电路2576流动的电流Isen。电流-电压转换器2578将电流Isen转换为电压Vsen。输出电压Vsen以具有与电流Isen的强度相对应的电平。
图19示出图18的减法器电路2570的配置的电路图。
例如，图18中的电压缓冲器2572可以包括如图19所示的电压缓冲器2572a。电压缓冲器2572a包括运算放大器A2和晶体管M2。
运算放大器A2通过运算放大器A2的反相输入端子接收电压VIS。晶体管M2响应于运算放大器A2的输出，根据驱动电压VDD驱动运算放大器A2的非反相输入端子的电压VISa。
根据运算放大器A2的操作特性和晶体管M2的操作，可以将电压VISa的电平控制为与电压VIS的电平基本相同。因此，运算放大器A2可以缓冲电压VIS以提供与从电压VLS采样的电平SM相对应的电平的电压VISa。
例如，图18中的电压缓冲器2573可以包括如图19所示的电压缓冲器2573a。电压缓冲器2573a包括运算放大器A3、晶体管M3和电阻器R3。
运算放大器A3通过运算放大器A3的非反相输入端接收电压D·VIS。在一些示例实施例中，运算放大器A3可以从RC滤波器2555a接收电压D·VISa。晶体管M3响应于运算放大器A3的输出，根据驱动电压VDD驱动运算放大器A3的反相输入端的电压D·VISb。电阻器R3稳定运算放大器A3的反相输入端的电压D·VISb。
根据运算放大器A3的操作特性和晶体管M3的操作，可以将电压D·VISb的电平控制为与电压D·VISa的电平基本相同(因此与电压D·VIS的电平基本相同)。因此，运算放大器A3可以缓冲电压D·VISa以提供与电压D·VISa的电平相对应的电平的电压D·VISb(因此对应于电压D·VIS的电平)。
例如，图18中的负载元件2574可以包括如图19所示的负载元件2574a。负载元件2574a包括电阻元件R4。当电压VISa和电压D·VISb被提供给电阻元件R4的两端时，电流Isen可以流过电压VISa和电压D·VISb之间的电阻元件R4。
例如，图18中的电流复制电路2576可以包括如图19所示的电路复制电路2576a。电流复制电路2576a包括晶体管M6。
响应于运算放大器A2的输出，晶体管M6根据驱动电压VDD驱动电流。晶体管M6可以被配置为使得晶体管M6的特性(例如，沟道宽度、栅极结构等)与晶体管M2的特性相同。由于相同的条件，当晶体管M2响应于运算放大器A2的输出驱动电流Isen时，晶体管M6也可以响应于运算放大器A2的输出驱动电流Isen。
由晶体管M6驱动的电流Isen的强度可以与由晶体管M2驱动的电流Isen的强度基本相同。换句话说，电流复制电路2576a可以复制流过电阻元件R4的电流Isen，并且可以从晶体管M6输出复制的电流Isen。
例如，图18中的电流-电压转换器2578可以包括如图19所示的电流-电压转换器2578a。电流-电压转换器2578a包括电阻元件R8。
电阻元件R8连接在晶体管M6和参考电位(例如，地电压)之间，并从晶体管M6接收电流Isen。电流Isen可以流过晶体管M6和参考电位之间的电阻元件R8。响应于流过电阻元件R8的电流Isen，可以基于电阻元件R8和晶体管M6之间的节点的电压输出电压Vsen。因此，电流-电压转换器2578a将电流Isen转换为电压Vsen。
关于电阻元件R4，可以满足下面的等式7。
[等式7]
关于电阻元件R8，可以满足下面的等式8。
[等式8]
在一些示例实施例中，电阻元件R4和R8可以被配置为使得电阻元件R8的电阻值与电阻元件R4的电阻值相同。在这样的示例实施例中，等式6可以从等式8获得。
如从等式6和等式8应当理解，电压Vsen可以基于电压VIS的电平与电压D·VIS的电平之间的差。减法器电路2570或2570a可以被理解为基于电压VIS的电平和电压D·VIS的电平之间的差来输出电压Vsen。
如参考等式5和等式6所述，电压Vsen的电平可以指示与负载电流Io的强度相关联的信息。因此，电压Vsen的电平可以用于间接地估计负载电流Io的强度。将参考图21至图24描述利用负载电流Io的估计强度。
在一些示例实施例中，当适当地选择元件的特性(例如，电容值、电阻值、晶体管尺寸等)时，可以缩放电压Vsen的电平，使得电压Vsen的电平与负载电流Io的强度的比率是1:1。在这样的示例实施例中，电压Vsen的电平的值可以直接用作负载电流Io的强度的值而无需额外的处理，因此可以改善基于估计的强度的操作的便利性。
图20示出描述图18的减法器电路2570的操作的图。
当在参考时间点(例如，时间点TH)对电压VLS进行采样时，可以对应于电压VLS的平均电平对电压VIS的电平SM进行采样。另外，可以通过基于持续时间D调整电压VIS的电平来获得电压D·VIS。
电压Vsen基于电压VIS和电压D·VIS之间的差DIF。例如，在电阻元件R4和R8的电阻值相同的示例实施例中，电压Vsen的电平可以对应于差DIF。
如上所述，电压VIS和控制信号PWM可以用于生成电压Vsen。电压VIS可以基于电压VLS，并且控制信号PWM的波形可以取决于持续时间D。因此，在开关元件MN断开并且开关元件MP连接的时间间隔中，电压Vsen的电平可以基于电压VLS的电平而变化。另外，电压Vsen的电平可以基于持续时间D(或根据持续时间D和持续时间(1-D)的占空比)而变化。
图21示出包括在图2的DC-DC转换器电路1905或1915中的电子电路2000a的配置的框图。在一些示例实施例中，图3的电子电路2000包括图21的电子电路2000a。
电子电路2000a包括升压转换器2100a、电压传感器2300、负载电流估计器电路2500和模式控制器电路2700。升压转换器2100a包括电感元件L1、开关元件MN和MP、电容元件Co、PWM控制器2110、脉冲频率调制(PFM)控制器2130和栅极驱动器2150。已经参考图3至图20描述了电感元件L1、开关元件MN和MP、电容元件Co、PWM控制器2110、栅极驱动器2150、电压传感器2300和负载电流估计器电路2500。因此，可以省略如图21所示的电路元件的结构和功能的重复描述。
如前所述，PWM控制器2110基于输出电压Vo生成控制信号PWM，以控制开关元件MN和MP。同样，PFM控制器2130连接到输出端子TOUT，并且基于输出电压Vo生成控制信号PFM，以控制开关元件MN和MP。
当电压Vsen满足第一条件时，PWM控制器2110生成控制信号PWM以第一方式控制开关元件MN和MP。这里，第一方式可以包括PWM方式，或者换句话说，对应于通过脉冲宽度调制的控制。例如，当电压Vsen的电平高于阈值时，可以满足第一条件。
当电压Vsen满足第二条件时，PFM控制器2130生成控制信号PFM以第二方式控制开关元件MN和MP。这里，第二方式可以包括PFM方式，或者换句话说，对应于通过脉冲频率调制的控制。第二条件可以与第一条件不同。例如，当电压Vsen的电平低于阈值时，可以满足第二条件。
模式控制器电路2700基于电压Vsen选择升压转换器2100a的控制模式。例如，模式控制器电路2700基于电压Vsen的电平控制PWM控制器2110和PFM控制器2130，使得选择性地提供PWM控制器2110的第一方式或PFM控制器2130的第二方式。这样，可以参考电压Vsen来选择升压转换器2100a的控制模式。
图22和图23示出描述图21的模式控制器电路2700的操作的图。
图22示出当根据PWM方式操作时升压转换器2100a的电压转换效率(参见虚线)和当根据PFM方式操作时升压转换器2100a的电压转换效率(参见实线)。众所周知，当负载电流Io的强度相对较高时，PWM方式可以提供更高的效率，并且当负载电流Io的强度相对较低时，PFM方式可以提供更高的效率。
例如，当负载电流Io的强度是阈值强度Ith时，由PWM方式提供的效率与由PFM方式提供的效率相同。当负载电流Io的强度高于阈值强度Ith时，PWM方式提供更高的效率。另一方面，当负载电流Io的强度低于阈值强度Ith时，PFM方式提供更高的效率。
例如，当在负载电流Io的强度是强度IP时升压转换器2100a以PWM方式操作时，与PFM方式的操作相比，可能发生电压转换的损失。当负载电流Io的强度是低于阈值强度Ith的强度IP时，PFM方式的操作可能更有利。类似的讨论可以应用于负载电流Io的强度高于阈值强度Ith的情况。
参考图23，如果在负载电流Io的强度低于阈值强度Ith时提供PFM方式的控制，并且当负载电流Io的强度高于阈值强度Ith时提供PWM方式的控制，则可以获得最大效率Emax。因此，负载电流Io的强度的准确估计或测量可以有利于降低功率损耗并有效地操作升压转换器2100a。
在示例实施例中，负载电流估计器电路2500可以输出与负载电流Io的强度相关联的电压Vsen。模式控制器电路2700可以基于电压Vsen的电平获得与负载电流Io的强度相关联的准确信息。模式控制器电路2700可以基于所获得的信息(例如，基于电压Vsen的电平是高于还是低于阈值)来控制PWM控制器2110和PFM控制器2130。
图24示出可以包括在图1的电子设备1000中的配置的框图。
在一些示例实施例中，电子设备1000可以包括模数转换器(或电力计)1930。模数转换器(或电力计)1930从负载电流估计器电路2500接收电压Vsen。模数转换器1930将电压Vsen的电平转换为代码值Pcd(或者电力计可以测量电压Vsen的电平以输出测量值Pval)。电压Vsen的电平可以指示负载电流Io的强度，因此代码值Pcd或测量值Pval可以指示负载电流Io的强度。
主处理器1800基于代码值Pcd或测量值Pval计算或估计电子设备1000和/或主处理器1800消耗的电量(例如，负载电流Io)。主处理器1800基于计算或估计的量来调整主处理器1800的操作状态(例如，操作电压、操作频率等)。
主处理器1800基于代码值Pcd或测量值Pval生成控制信号CTL。输出控制信号CTL以控制电子设备1000的组件的操作状态。例如，可以基于控制信号CTL来控制显示设备1610(和/或其他组件)的操作状态。例如，当由显示设备1610消耗的电量(例如，负载电流Io)过大时，显示设备1610可以响应于控制信号CTL切换电力模式或者可以改变操作频率。
在一些情况下，可以基于代码值Pcd或测量值Pval而不是控制信号CTL来直接控制显示设备1610(和/或其他组件)的操作状态。
以上描述旨在提供用于实现本发明构思的示例配置和操作。除了上述示例实施例之外，本发明构思可以包括可以通过简单地改变或修改上述示例实施例而获得的实现。此外，本发明构思可以包括可以通过在将来容易地改变或修改上述示例实施例来实现的实现方式。

Claims (20)

1.一种电子电路，包括：
电感元件，具有第一端和第二端，所述第一端连接到接收输入电流的输入端子，所述电感元件基于所述输入电流在所述第二端输出电感器电流；
第一晶体管，连接在所述电感元件的第二端和施加了参考电压的参考端子之间；
第二晶体管，具有第一端和第二端，所述第二晶体管的第一端连接到所述电感元件的第二端，所述第二晶体管的第二端连接到所述电子电路的输出端子，所述第二晶体管被配置为将负载电流输出到所述输出端子；以及
负载电流估计器电路，被配置为：
当所述第一晶体管截止且所述第二晶体管导通时，响应于所述电感器电流，接收在所述第二晶体管的第一端和第二端之间感测的第一电压，以及
在所述第二晶体管导通时的第一时间间隔内的参考时间点基于所述第一电压的电平输出第二电压，
其中，所述第二电压与所述负载电流的强度相关联，
其中，所述电子电路还包括：控制器，被配置为生成用于控制所述第一晶体管和所述第二晶体管的导通和截止的控制信号，
其中，所述负载电流估计器电路包括：
第一运算放大器，被配置为缓冲第三电压以提供具有与采样电平相对应的电平的第四电压，
反相器，被配置为生成具有与所述控制信号的脉冲宽度相对应的脉冲宽度和与所述第四电压的电平相对应的脉冲幅度的中间信号，以及
RC滤波器，被配置为输出具有与所述中间信号的平均电平相对应的电平的第五电压，
其中，所述第三电压为所述第一电压的采样电平。
2.根据权利要求1所述的电子电路，还包括控制器，被配置为基于所述输出端子处的输出电压生成用于控制所述第一晶体管和所述第二晶体管的控制信号，以在所述第一晶体管导通时截止所述第二晶体管，并且在所述第一晶体管截止时导通所述第二晶体管。
3.根据权利要求2所述的电子电路，其中，重复导通和截止所述第一晶体管和所述第二晶体管，重复所述电感器电流强度的增加和减少，以及
其中，当所述电感器电流的强度减少时，所述第一电压的电平减少，以及
当所述电感器电流的强度增加时，所述第一电压的电平对应于所述参考电压的电平。
4.根据权利要求2所述的电子电路，其中，当所述第一晶体管截止且所述第二晶体管导通时，所述第一电压的电平减少，以及
当所述第一晶体管导通且所述第二晶体管截止时，所述第一电压的电平对应于所述参考电压的电平。
5.根据权利要求2所述的电子电路，其中，当所述输出电压的电平变得低于参考电平时，所述第二晶体管导通时的所述第一时间间隔的第一持续时间减少，
当所述输出电压的电平变得高于所述参考电平时，所述第一晶体管导通时的第二时间间隔的第二持续时间减少，以及
所述第一电压的电平和所述第二电压的电平根据所述第一持续时间和所述第二持续时间的占空比而改变。
6.根据权利要求1所述的电子电路，其中，所述负载电流估计器电路包括采样和保持电路，所述采样和保持电路被配置为在所述参考时间点处对所述第一电压的电平进行采样，以输出所述第一电压的采样电平的所述第三电压。
7.根据权利要求1所述的电子电路，其中，所述负载电流估计器电路还包括：
第二运算放大器，被配置为缓冲所述第三电压以提供具有与所述采样电平相对应的电平的第六电压；
第三晶体管，被配置为响应于所述第二运算放大器的输出，根据驱动电压驱动所述第六电压；
第三运算放大器，被配置为缓冲所述第五电压以提供具有与所述第五电压的电平相对应的电平的第七电压；
第一电阻元件，具有连接到所述第六电压的第一端和连接到所述第七电压的第二端，第一电流流过所述第一电阻元件；
第四晶体管，具有与所述第三晶体管的特性相同的特性，所述第四晶体管被配置为响应于所述第二运算放大器的输出，根据所述驱动电压驱动第二电流，所述第二电流的强度与所述第一电流的强度相同；以及
第二电阻元件，具有连接到所述第四晶体管的第一端和连接到所述参考端子的第二端，所述第二电流流过所述第二电阻元件。
8.根据权利要求7所述的电子电路，其中，基于所述第二电阻元件和所述第四晶体管之间的节点的电压输出所述第二电压。
9.根据权利要求7所述的电子电路，其中，所述第二电阻元件的电阻值与所述第一电阻元件的电阻值相同。
10.根据权利要求1所述的电子电路，其中，所述负载电流估计器电路被配置为基于所述第一电压的电平输出所述第二电压，而不直接感测所述负载电流。
11.一种电子电路，包括：
升压转换器，被配置为在输出端子处输出输出电压，所述输出电压具有升高到比输入端子处的输入电压的电平高的电平；以及
负载电流估计器电路，被配置为：
接收在所述升压转换器处感测的第一电压，而不感测输入到所述输入端子的输入电流，并且不感测从所述输出端子输出的负载电流，以及
基于所述第一电压输出与所述负载电流的强度相关联的第二电压，
其中，所述输出电压的电平在第一时间间隔中以第一模式变化，并且在第二时间间隔中以第二模式变化，所述第二时间间隔与所述第一时间间隔不重叠，以及
所述第二电压的电平基于所述第一时间间隔中的所述第一电压的电平和所述第一时间间隔的持续时间而改变，
其中，所述升压转换器被配置为基于控制信号控制所述输出电压的电平的变化，以及
所述负载电流估计器电路还被配置为：
通过在对应于所述第一时间间隔的持续时间的一半的参考时间点处对所述第一电压的电平进行采样来生成第三电压，
生成具有与中间信号的平均电平对应的电平的第四电压，所述中间信号具有与所述控制信号的脉冲宽度对应的脉冲宽度和与所述第三电压的电平对应的脉冲幅度，以及
基于所述第三电压的电平和所述第四电压的电平之间的差输出所述第二电压。
12.根据权利要求11所述的电子电路，其中，所述升压转换器包括所述输入端子与所述输出端子之间的电感元件和开关元件，
当所述开关元件基于所述输入电流将从所述电感元件输出的电感器电流传送到所述输出端子时，从所述开关元件的第一端和第二端之间感测所述第一电压。
13.根据权利要求11所述的电子电路，其中，所述第一模式包括所述输出电压的电平增加的模式，所述第二模式包括所述输出电压的电平减少的模式。
14.根据权利要求11所述的电子电路，其中，所述负载电流估计器电路包括：
电压缓冲器，被配置为缓冲所述第三电压；
缓冲器，被配置为通过使用所缓冲的第三电压从所述控制信号生成所述中间信号；以及
低通滤波器，被配置为通过衰减所述中间信号的高频分量来生成所述第四电压。
15.根据权利要求11所述的电子电路，其中，所述负载电流估计器电路包括：
第一电压缓冲器，被配置为缓冲所述第三电压以提供缓冲的第三电压；
第二电压缓冲器，被配置为缓冲所述第四电压以提供缓冲的第四电压；
负载元件，具有连接到所述缓冲的第三电压的第一端和连接到所述缓冲的第四电压的第二端，第一电流流过所述负载元件；
电流复制电路，被配置为生成从所述第一电流复制的第二电流；以及
电流-电压转换器，被配置为将所述第二电流转换为所述第二电压。
16.一种电子电路，包括：
升压转换器，被配置为输出具有升高到比输入电压的电平高的电平的输出电压；以及
负载电流估计器电路，被配置为接收在所述升压转换器处感测的第一电压，
其中，所述第一电压的电平在第一时间间隔内变化，在所述第一时间间隔期间所述输出电压的电平以第一模式变化，
在第二时间间隔中，所述第一电压的电平对应于参考电压的电平，在所述第二时间间隔期间所述输出电压的电平以第二模式变化，以及
所述负载电流估计器电路还被配置为基于在所述第一时间间隔内的参考时间点处采样的所述第一电压的电平以提供所述第一电压的采样电平来输出第二电压，而不管所述第二时间间隔中的所述第一电压的电平，
其中，所述升压转换器被配置为基于控制信号控制所述输出电压的电平的变化，以及
所述负载电流估计器电路还被配置为：
通过在对应于所述第一时间间隔的持续时间的一半的参考时间点处对所述第一电压的电平进行采样来生成第三电压，
生成具有与中间信号的平均电平对应的电平的第四电压，所述中间信号具有与所述控制信号的脉冲宽度对应的脉冲宽度和与所述第三电压的电平对应的脉冲幅度，以及
基于所述第三电压的电平和所述第四电压的电平之间的差输出所述第二电压。
17.根据权利要求16所述的电子电路，其中，所述第二电压的电平基于所述第一电压的采样电平和基于所述采样电平的调整电平之间的差。
18.根据权利要求17所述的电子电路，其中，通过按照所述第二时间间隔的第二持续时间与所述第一时间间隔的第一持续时间和所述第二持续时间的总和的比率调整所述采样电平来获得所述调整电平。
19.根据权利要求16所述的电子电路，其中，所述第二电压与负载电流的强度相关联，所述负载电流从输出所述输出电压的所述电子电路的输出端子输出。
20.根据权利要求16所述的电子电路，其中，所述参考时间点对应于与所述第一时间间隔的一半相对应的时间点。
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