WO2003103126A1

WO2003103126A1 - 電力変換装置

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Publication number: WO2003103126A1
Application number: PCT/JP2003/006692
Authority: WO
Inventors: 大熊　康浩
Original assignee: 富士電機株式会社
Priority date: 2002-06-03
Filing date: 2003-05-28
Publication date: 2003-12-11
Also published as: TW200402928A; CN1557044A; EP1511166A1; EP1511166B1; AU2003241856A1; US6940734B2; JPWO2003103126A1; TWI291282B; CN100403642C; JP4329692B2; US20040233688A1; EP1511166A4; DE60334690D1

Abstract

　交流電源１と負荷６との間に直列に接続され、かつコンバータ電源としてのコンデンサ３０，３１、スイッチング素子１２，１３、ダイオード１６，１７等からなる直列コンバータと、交流電源１に対して並列に接続され、かつ、コンデンサ３０，３１、スイッチング素子１０，１１、ダイオード１４，１５等からなる並列コンバータと、を備える。交流電源１の電圧変動分を直列コンバータが補償して負荷６への供給電圧を一定に保つと共に、直列コンバータの補償動作によるコンデンサ３０，３１の電圧変動分を、並列コンバータによる充放電動作により補償する。その結果、高い効率でランニングコストを抑えつつ交流電源の電圧変動を抑制しながら負荷に一定の電圧を供給することができる。

Description

明細書電力変換装置技術分野

本発明は、交流電源から負荷に安定した電圧を供給するための主回路構成に特徴を有する電力変換装置に関する。背景技術

図 1 0は、交流電力を一旦直流電力に変換し、更に交流電力に変換する従来の電力変換装置を示す回路図である。

図； L 0において、交流電源 1の一端にはリアクトル 40を介して半導体スイツチング素子 1 0， 1 1の直列回路が接続されており、これらのスイッチング素子 10， 1 1には、ダイオード 14, 1 5がそれぞれ逆並列に接続されている。

PWM (パルス幅変調）制御されるスイッチング素子 1 0, 1 1はダイオード 14, 1 5と共に整流回路として動作し、直列接続されたコンデンサ 30, 3 1 にエネルギーを蓄積しながら、コンデンサ 30, 3 1の電圧が直流電圧になるように制御、変換動作を行なう。

また、コンデンサ 30, 3 1の直列回路には、スイッチング素子 1 2， 1 3の直列回路が並列に接続され、これらのスイッチング素子 1 2, 13には、ダイォード 1 6, 1 7がそれぞれ逆並列に接続されている。ここで、スイッチング素子 1 2， 1 3を PWM制御によりインバータとして動作させることで、平滑された直流電圧から安定した任意の交流電圧を発生させ、この交流電圧を負荷 6へ供給している。

交流電源 1の両端に接続されたコンデンサ 3 2はフィルタコンデンサ、負荷 6 の入力側に接続されたリアクトル 4 1及ぴコンデンサ 33は LCフィルタを構成するものである。

なお、図 1 0に示した従来技術と実質的に同一の電力変換装置が、下記の特許文献 1に記載されている。

〔特許文献 1〕

特許第 3 2 0 3 4 6 4号公報（図 1 , 段落 [ 0 0 0 3 ] , [ 0 0 0 4 ] 等）

図 1 0に示した従来技術は、交流電源を一旦直流に変換した後、再度交流に変換する、いわゆるダブルコンバータ構成の回路となっている。

図 1 1は図 1 0の回路の動作原理を説明するための図である。図 1 0の回路では、交流電源 1側のスィッチング素子 1 0 , 1 1及びダイォード 1 4， 1 5によつて構成されるコンバータが整流回路として働くため、この整流回路は、図 1 1 に示すように、負荷 6に必要な全エネルギーが通過する並列電流源 5とみなすことができる。

次に、図 1 0における負荷 6側のスイッチング素子 1 2 , 1 3及びダイオード 1 6， 1 7によって構成されるコンバータはいわゆるインバータとして動作し、負荷 6に所定の電圧を供給するため、図 1 1に示すように、負荷 6が必要とする全エネルギーが通過する並列電圧源 3とみなすことができる。

このように、図 1 0に示した従来技術や特許文献 1に記載されたダブルコンパータ方式の電力変換装置では、交流電源 1側及び負荷 6側のどちらのコンバータにも負荷に供給される全てのエネルギーが通過するため、各コンバータが発生する損失は大きなものとなる。このため、変換効率が低下し、ランニングコストが増加するという問題があった。

そこで本発明は、ダブルコンバータの交流電源 1及び負荷 6に対する接続方法を変えることで、負荷 6側のコンバータを直列コンバータとして動作させ、交流電源 1の電圧が変動した場合にはその電圧変動分だけを直列コンバータが補償し、この補償に必要なエネルギー分のみを交流電源 1側の並列コンバータが補償するような、いわゆる直並列変換装置を構成するようにした。

すなわち本発明の目的は、高い変換効率でランニングコストを抑制可能な電力変換装置を提供することにある。

また、本発明の他の目的は、交流電源 1の電圧変動を抑制しながら負荷に一定の電圧を供給可能な電力変換装置を提供することにある。発明の開示

上記課題を解決するため、請求の範囲第 1項記載の発明は、交流電源と負荷との間に直列に接続され、かつコンバータ電源としてコンデンサを有する直列コンバータと、前記交流電源に対して並列に接続された並列コンバータと、を備えた電力変換装置に関するものである。そして、その特徴的な構成としては、交流電源の電圧変動分を直列コンバータが補償して負荷への供給電圧を一定に保つと共に、直列コンバータの補償動作による前記コンデンサの電圧変動分を、並列コンバータによる交流電源との間の充放電動作により補償することにある。

以下の各発明は、請求の範囲第 1項の発明を更に具体化したものである。

すなわち、請求の範囲第 2項記載の発明は、同第 1項において、

それぞれダイォードが逆並列接続された第 1及び第 2の半導体スィツチング素子を直列接続してなる第 1のスィツチング素子直列回路と、

それぞれダイォードが逆並列接続された第 3及ぴ第 4の半導体スィツチング素子を直列接続してなる第 2のスィツチング素子直列回路と、

第 1及び第 2のコンデンサを直列接続してなるコンデンサ直列回路と、交流電源に並列接続された第 3のコンデンサと、

負荷に並列接続された第 4のコンデンサと、

負荷の一端に接続された交流電源の一端と第 1のスィツチング素子直列回路内部の直列接続点との間に接続された第 1のリアクトルと、

負荷の他端と第 2のスィツチング素子直列回路内部の直列接続点との間に接続された第 2のリアタトルと、を備え、

第 1のスィツチング素子直列回路と第 2のスィツチング素子直列回路と前記コンデンサ直列回路とを並列に接続して第 1の並列接続回路を構成すると共に、交流電源の他端を前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点に接続し、前記コンデンサ直列回路と第 2のスィツチング素子直列回路とによって直列コンバータを構成し、前記コンデンサ直列回路と第 1のスィツチング素子直列回路とによつて並列コンバータを構成したものである。

請求の範囲第 3項記載の発明は、同第 2項において、

装置入出力電圧と第 1の並列接続回路の電圧とを検出する電圧検出手段と、第 1のリアクトルを流れる電流を検出する電流検出手段と、

これらの検出手段による検出値を用いて装置の出力電圧及び第 1のリアクトルを流れる電流を制御する手段と、を備えたものである。

請求の範囲第 4項記載の発明は、同第 2項または 3項において、

共通端子と第 1及び第 2の切替接点とを有する切替スィッチを設け、かつ、負荷の他端と第 2のリアクトルの一端との接続を切り離すと共に、

第 1の切替接点を前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点に接続し、装置の正常時には、負荷の他端を前記共通端子と第 2の切替接点とを介して第 2のリアクトルの一端に接続し、

装置の異常時には、前記共通端子を第 1の切替接点側に接続して交流電源から負荷に電圧を供給するものである。

請求の範囲第 5項記載の発明は、同第 2項または 3項において、

エネルギー蓄積要素と、このエネルギー蓄積要素に接続された充放電手段とを備え、

電源電圧の異常時に、前記エネルギー蓄積要素の蓄積エネルギーを用いて負荷に電圧を供給するものである。

請求の範囲第 6項記載の発明は、同第 4項において、エネルギー蓄積要素と、このエネルギー蓄積要素に接続された充放電手段とを備え、

請求の範囲第 7項記載の発明は、同第 2項または 3項において、

第 2のリアクトルに代えてタップ付の第 3のリアクトルを備え、

前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点を第 3のリアクトルの一端に接続すると共に、第 2のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点を第 3のリアクトルの他端を介して負荷の他端に接続し、

交流電源の他端を前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点から切り離して第 3のリアクトルのタップ端子に接続したものである。

請求の範囲第 8項記載の発明は、同第 4項において、

第 2のリアタトルに代えてタップ付の第 3のリアタトルを備え、

前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点を第 3のリアクトルの一端に接続すると共に、第 2のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点を第 3のリアタトルの他端を介して負荷の他端に接続し、

請求の範囲第 9項記載の発明は、同第 5項において、

前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点を第 3のリアクトルの一端に接続すると共に、第 2のスィツチング素子直列回路内部の直列接続点を第 3のリァクトルの他端を介して負荷の他端に接続し、

交流電源の他端を前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点から切り離して第 3のリアタトルのタップ端子に接続したものである。

請求の範囲第 1 0項記載の発明は、同第 2項における第 4のコンデンサの接続位置を変更したものである。

すなわち、請求の範囲第 1 0項記載の発明は、同第 1項において、

それぞれダイォードが逆並列接続された第 3及び第 4の半導体スィツチング素子を直列接続してなる第 2のスィツチング素子直列回路と、

負荷の一端に接続された交流電源の一端と第 1のスィツチング素子直列回路内部の直列接続点との間に接続された第 1のリアタトルと、

負荷の他端と第 2のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点との間に接続された第 2のリアクトノレと、

負荷の他端と交流電源の他端との間に接続された第 4のコンデンサと、を備え、第 1のスィツチング素子直列回路と第 2のスィツチング素子直列回路と前記コンデンサ直列回路とを並列に接続して第 1の並列接続回路を構成すると共に、交流電源の他端を前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点に接続し、前記コンデンサ直列回路と第 2のスィツチング素子直列回路とによって直列コンバータを構成し、前記コンデンサ直列回路と第 1のスィツチング素子直列回路とによって並列コンバータを構成したものである。

請求の範囲第 1 1項記載の発明は、同第 1 0項において、

前記電圧検出手段及び電流検出手段による検出値を用いて装置の出力電圧及び第 1のリアタトルを流れる電流を制御する手段と、を備えたものである。

請求の範囲第 1 2項記載の発明は、同第 1 0項または 1 1項において、エネルギー蓄積要素と、このエネルギー蓄積要素に接続された充放電手段とを備え、

請求の範囲第 1 3項記載の発明は、同第 1 0項または 1 1項において、第 2のリアクトルに代えてタップ付の第 3のリアタトルを備え、

請求の範囲第 1 4項記載の発明は、同第 1 2項において、

交流電源の他端を前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点から切り離して第 3のリアクトルのタップ端子に接続したものである。図面の簡単な説明

図 1は、本発明の第 1実施形態を示す回路図である。

図 2は、図 1の実施形態の動作原理を説明するための原理図である。

図 3は、図 1における直列コンバータの動作を説明するための波形図である。図 4は、本発明の第 2実施形態を示す回路図である。

図 5は、本発明の第 3実施形態を示す回路図である。

図 6は、本発明の第 4実施形態を示す回路図である。

図 7は、本発明の第 5実施形態を示す回路図である。図 8は、本発明の第 6実施形態を示す回路図である。

図 9は、本発明の第 7実施形態を示す回路図である。

図 1 0は、従来技術を示す回路図である。

図 1 1は、従来技術の動作原理を説明するための原理図である。発明を実施するための最良の形態

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。

まず、図 1は本発明の第 1実施形態を示す回路図であり、請求の範囲第 1項，第 2項に記載した発明に相当する。

図 1において、第 1，第 2のダイオード 14， 1 5が逆並列接続された I GB T (絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）等の第 1 , 第 2の半導体スイッチング素子 1 0, 1 1の直列回路（第 1のスィツチング素子直列回路という）と、第 3, 第 4のダイオード 1 6， 1 7が逆並列接続された第 3, 第 4の半導体スィッチング素子 1 2, 1 3の直列回路（第 2のスイッチング素子直列回路という）と、第 1,第 2のコンデンサ 30, 3 1の直列回路（コンデンサ直列回路という）とが、それぞれ並列に接続されている。交流電源 1には第 3のコンデンサ 32が並列に接続され、負荷 6には第 4のコンデンサ 33が並列に接続されている。

そして、交流電源 1の一端は負荷 6の一端に接続され、交流電源 1の他端はコンデンサ 30, 3 1の直列接続点に接続されている。また、交流電源 1と負荷 6 との接続点は第 1のリアタトル 40を介してスイッチング素子 10, 1 1の直列接続点に接続され、負荷 6の他端は第 2のリアクトル 4 1を介してスィツチング素子 1 2, 1 3の直列接続点に接続されている。

上記回路構成において、コンデンサ 30, 3 1をスイッチング素子で構成されるコンバータの電源と考えたとき、コンデンサ 30， 3 1、スイッチング素子 1 2, 1 3及ぴダイオード 1 6， 1 7は、交流電源 1と負荷 6との間に直列に接続されている。以下、これを直列コンバータと呼ぶ。また、コンデンサ 3 0， 3 1、スイッチング素子 1 0， 1 1及びダイオード 1 4 , 1 5は、交流電源 1に対して並列に接続されている。以下、これを並列コンバータと呼ぶ。

次に、図 2は図 1の実施形態の動作原理を説明するための図である。

図 2における並列補償電流源 4は前記並列コンバータを、直列補償電圧源 2は前記直列コンバータを表している。このとき、直列補償電圧源 2が任意の電圧を発生することで、負荷 6には交流電源 1 (交流電圧源）と直列補償電圧源 2の 2 つの電圧源による電圧が加算されて印加されることになる。その結果、交流電源 1の電圧が変動して仮にその電圧が低下した場合でも、直列補償電圧源 2による可変電圧を加算して負荷 6に印加することで電源電圧の低下を補償し、負荷 6に一定の電圧を供給することができる。

図 3を用いて、図 1における直列コンバータの動作について更に説明を加える。図 1に記載した P点、 M点、 N点の電位は、図 3に示すように、 M点の電位（交流電源 1の電圧 V i n ) にコンデンサ 3 0の電圧 V _{3 0}の電圧を重畳した電位が P 点電位、コンデンサ 3 1の電圧 V _{3 1}を重畳された電位が N点電位になる。この重畳される電圧（図 3のハッチング部分の電圧）をスイッチング素子 1 2， 1 3のチヨッビングにより制御すれば、 M点の電位に任意の電圧を重畳することができ、負荷 6の両端電圧 V o u tを一定に保つことが可能となる。

ここで、スイッチング素子 1 2， 1 3のオンオフ制御によるチヨッビングは、負荷 6の両端電圧 V o u tが指定値通りになるように P WM制御したり、 M点電位に加算、減算する電圧を指令値として P WM制御することにより行われる。なお、 P WM制御される電源装置を構成する場合、一般に負荷 6へ供給される電圧波形を正弦波にすること、また、必要に応じて電圧波形を任意の波形に制御できることは自明である。

以上のような一連の動作の中で、並列コンバータ（並列補償電流源 4 ) は直列コンバータ（直列補償電圧源 2 ) の動作によるコンデンサ 3 0， 3 1の電圧変化分（低下、上昇）を補償するため、交流電源 1との間で充放電動作を行う。

その結果、負荷 6に供給されるエネルギーは直列コンバータのみを通り、並列コンバータには直列コンバータによる電圧補償に使ったエネルギーだけが通過する。このため、従来のダブルコンバータ方式に比べて、並列コンバータの損失を低減でき、電力変換装置全体の高効率化を実現することができる。

次に、図 4は本発明の第 2実施形態を示す回路図であり、請求の範囲第 3項に記載した発明に相当する。

図 4の主回路構成は実質的に図 1と同一であり、図 1との相違点は、交流電源 1の両端電圧 V i nと、 N点を基準とした M点の電圧 V_M ( V_MN) と、 N点を基準とした P点の電圧 V _P ( V _{P N}) と、電圧 V o u tとを検出する電圧検出手段 7 0を設けると共に、リアクトル 4 0に流れる電流を検出する電流検出手段 7 1と、出力電圧及びリアクトル 4 0の電流を制御する電圧制御 Zリアクトル電流制御手段 7 2を設けた点である。

このような回路構成において、電圧検出手段 7 0により検出される交流電源 1 の電圧 V i nを基準正弦波として、電流検出手段 7 1により検出されるリアクトル 4 0に流れる電流が、電圧制御 Zリアクトル電流制御手段 7 2によって正弦波に追従するように動作させる。これにより、図 1に示した回路が負荷 6に正弦波状の電圧 V o u tを供給する際に、この電圧に追従させて正弦波電流を流すようにする。

次に、図 5は本発明の第 3実施形態を示す回路図であり、請求の範囲第 4項の発明に相当する。

図 1との相違点は、共通端子 5 1と第 1 , 第 2の切替接点 5 2 , 5 3とを有する切替スィッチ 5 0を設け、負荷 6の一端を共通端子 5 1に接続すると共に、コンデンサ 3 0 , 3 1の直列接続点を第 1の切替接点 5 2に接続し、リアクトル 4 1とコンデンサ 3 3との接続点を第 2の切替接点 5 3に接続したことである。このような回路構成において、切替スィツチ 5 0の共通端子 5 1を第 2の切替接点 5 3側に接続した状態（実質的に図 1と同一の状態）で図 1 , 図 4に示した電力変換装置を運転している場合、この電力変換装置に故障等による異常が発生した時に共通端子 5 1の接続先を第 2の切替接点 5 3側（電力変換装置側）から第 1の切替接点 5 2側（交流電源 1側）に切り替えて負荷 6への電圧供給を維持する。切替スィッチ 5 0の切替に必要な条件を、装置の制御回路からの信号や接点信号の組合せにより与えることは自明である。

図 6は本発明の第 4実施形態を示す回路図であり、請求の範囲第 6項の発明に相当する。

この実施形態は、 P点と N点との間に充放電手段 6 1を介して並列にエネルギ一蓄積要素 6 0を接続したものである。

なお、図 6は図 5の構成に充放電手段 6 1及びエネルギー蓄積要素 6 0を付加した形で示してあるが、図 1や図 4の構成にこれらを付加しても良い。

図 1や図 4の構成に充放電手段 6 1及びエネルギー蓄積要素 6 0を付加した回路は、請求の範囲第 5項の発明に相当する。

ここで、充放電手段 6 1は半導体スィッチ及びリアクトル等の磁気部品で構成されており、エネルギー蓄積要素 6 0としてはバッテリなどの二次電池やフライホイール等を使用することができる。

このような回路構成において、交流電源 1の正常時には充放電手段 6 1を介してエネルギー蓄積要素 6 0にエネルギーが蓄積されている。そして、交流電源 1 の異常により負荷 6に電力を十分供給できる状態でなくなったとき、充放電手段 6 1を介してエネルギー蓄積要素 6 0を P点と N点との間に接続する。

これにより、交流電源 1が正常な場合は充放電手段 6 1を介してエネルギー蓄積要素 6 0にエネルギーを蓄積し、交流電源 1の異常時、例えば停電発生時には充放電手段 6 1を介してエネルギー蓄積要素 6 0からエネルギーを放出し、コンデンサ 3 0 , 3 1にエネルギーを供給する。これにより、交流電源 1の異常時にも、並列コンバータ及び直列コンバータを継続的に利用して負荷 6に所望の電圧を安定して供給し続けることが可能となる。

図 7は本発明の第 5実施形態を示す回路図であり、第 4実施形態と同様に請求の範囲第 6項の発明に相当する。

この第 5実施形態は、図 6の充放電手段 6 1を分割して交流電源 1の両端に充電手段 6 2を接続すると共に、 P点と N点との間に放電手段 6 3を接続し、これらの充電手段 6 2、放電手段 6 3に並列にエネルギー蓄積要素 6 0を接続したものである。なお、充電手段 6 2、放電手段 6 3、エネルギー蓄積要素 6 0は、図 1や図 4の構成に付加しても良く、その場合には請求の範囲第 5項の発明が構成されることになる。

このような回路構成において、交流電源 1が正常な場合は充電丰段 6 2によりエネルギー蓄積要素 6 0を充電する。次に、交流電源 1の異常時、例えば停電発生時には、放電手段 6 3を用いてエネルギー蓄積要素 6 0のエネルギーをコンデンサ 3 0 , 3 1に供給し、このエネルギーを利用して並列コンバータ及び直列コンバータを動作させながら負荷 6に電圧を供給する。

充電手段 6 2及び放電手段 6 3は半導体スィッチや磁気部品の組合せにより構成され、エネルギー蓄積要素 6 0には図 6の実施形態と同様のものを使用可能である。

図 8は本発明の第 6実施形態を示す回路図であり、請求の範囲第 7項の発明に相当する。

例えば図 1に示した回路構成において、リアタトル 4 1をタップ付きリアクトノレ 4 2に変更し、このリアクトル 4 2の一端をコンデンサ 3 0 , 3 1の直列接続点に接続すると共に、リアタトル 4 2の他端を、負荷 6の交流電源 1に接続されていない側の一端とスイッチング素子 1 2 , 1 3の直列接続点に接続し、交流電源 1の負荷 6と接続されていない側の一端をリアクトル 4 2のタップ端子に接続したものである。

このような回路構成によれば、コンデンサ 3 0， 3 1、スィツチング素子 1 2 , 1 3及ぴダイォード 1 6 , 1 7によって構成される直列コンバータの通過電流を低減できるため、スイッチング損失が低減され、より一層の効率改善が可能になる。

なお、並列コンバータの動作は変わらないので省略する。

図 8のようにタップ付きリアクトル 4 2を使用する構成は、請求の範囲第 8項，第 9項に記載するように図 4〜図 7の各実施形態にも適用可能である。

次に、図 9は本発明の第 7実施形態を示す回路図であり、請求の範囲第 1 0項の発明に相当する。

本実施形態の回路構成は、図 1における第 4のコンデンサ 3 3の接続位置を変えたものであり、この第 4のコンデンサ 3 3が、負荷 6と第 2のリアタトル 4 1 との接続点と、第 1 , 第 2のコンデンサ 3 0 , 3 1の直列接続点との間に接続されている。

その他の構成は、図 1と同様であるため、詳述を省略する。

上記回路構成において、図 1と同様に、コンデンサ 3 0， 3 1、スイッチング素子 1 2 , 1 3及ぴダイオード 1 6 , 1 7は、交流電源 1と負荷 6との間に直列に接続された直列コンバータを構成する。また、コンデンサ 3 0 , 3 1、スイツチング素子 1 0 , 1 1及びダイオード 1 4 , 1 5は、交流電源 1に対して並列に接続された並列コンバータを構成する。

更に、第 1のリアタトル 4 0及び第 3のコンデンサ 3 2は、並列コンバータのスイッチングリプルを抑制する交流フィルタを構成し、第 2のリアクトル 4 1及ぴ第 4のコンデンサ 3 3は、直列コンバータのスィツチングリプルを抑制する交流フィルタを構成している。

この実施形態の動作原理は図 1の実施形態と同様であり、図 2における直列補償電圧源 2 (直列コンバータ）が任意の電圧を発生することで、負荷 6には交流電源 1 (交流電圧源）と直列補償電圧源 2の 2つの電圧源による電圧が加算されて印加される。その結果、交流電源 1の電圧が低下した場合でも、直列補償電圧源 2による可変電圧を加算することで電源電圧の低下を補償し、負荷 6に一定の電圧を供給することができる。

直列補償電圧源 2による交流電源 1への電圧の加減算は、コンデンサ 3 0， 3 1を電源とする直列コンバータの P WM制御によって実現可能である。また、電圧の加減算を実施する際にコンデンサ 3 0， 3 1の充放電により変化したェネルギ一は、並列補償電流源 4 (並列コンバータ）を P WM制御してコンデンサ 3 0， 3 1を充放電させれば補償可能であり、全体としてエネルギー収支のバランスを取ることができる。

このとき、直列コンバータ及び並列コンバータの P WM動作によって発生するスイッチングリプル（高周波リプル）は、前述したリアタトル 4 1及びコンデンサ 3 3からなる交流フィルタや、リアクトル 4 0及びコンデンサ 3 2からなる交流フィルタによって除去されるので、電源側や負荷側に流出することはない。 . 従って、この実施形態でも、負荷 6に供給されるエネルギーは直列コンバータのみを通り、並列コンバータには直列コンバータによる電圧補償に使ったェネルギ一だけが通過するので、従来のダブルコンバータ方式に比べて、並列コンバータの損失を低減でき、高効率化を実現することができる。

なお、図 9の構成において、図 4の電圧検出手段 7 0、電流検出手段 7 1、電圧制御ノリアクトル電流制御手段 7 2を付加しても良く、その場合の構成が請求の範囲第 1 1項の発明に相当する。

また、同様にして、図 9の構成において、図 6の充放電手段 6 1及びエネルギ —蓄積要素 6 0、または、図 7の充電手段 6 2、放電手段 6 3及びエネルギー蓄積要素 6 0を付加しても良く、その場合の構成が請求の範囲第 1 2項の発明に相当する。

更に、図 9の構成において、リアタトル 4 1の代わりに図 8のタップ付きリアタトル 4 2を用いると共に、図 8と同様にタップ付きリアクトル 4 2の両端をコンデンサ 3 0 , 3 1の直列接続点とスイッチング素子 1 2 , 1 3の直列接続点にそれぞれ接続し、リアタトル 4 2のタップ端子を交流電源 1の一端に接続しても良く、この場合の構成は請求の範囲第 1 3項の発明に相当する。

また、上記のように図 9のリアクトル 4 1の代わりに図 8のタップ付きリアクトル 4 2を用いると共に、図 6の充放電手段 6 1及びエネルギー蓄積要素 6 0、または、図 7の充電手段 6 2、放電手段 6 3及びエネルギー蓄積要素 6 0を付加しても良く、その場合の構成が請求の範囲第 1 4項の発明に相当する。産業上の利用の可能性

以上述べたように本発明は、直列コンバータ及び並列コンバータの動作により、交流電源から任意の交流電力を電流出力の形で負荷に供給できるダブルコンパ一タ方式の電力変換装置として利用可能である。このとき、一方のコンバータが発生する損失を抑制して変換効率を高め、ランニングコストを低く押さえることができる。また、電解コンデンサ等の寿命部品も不要となり、装置の長寿命化や信頼性の向上を図ることができる。

Claims

請求の範囲

1 . 交流電源と負荷との間に直列に接続され、かつコンバータ電源としてコンデンサを有する直列コンバータと、前記交流電源に対して並列に接続された並列コンバータと、を備えた電力変換装置において、

交流電源の電圧変動分を前記直列コンバータが補償して負荷への供給電圧を一定に保つと共に、前記直列コンバータの補償動作による前記コンデンサの電圧変動分を、前記並列コンバータによる交流電源との間の充放電動作により補償することを特徴とする電力変換装置。

2 . 請求の範囲第 1項に記載した電力変換装置において、

負荷に並列接続された第 4のコンデンサと、

第 1のスィツチング素子直列回路と第 2のスィツチング素子直列回路と前記コンデンサ直列回路とを並列に接続して第 1の並列接続回路を構成すると共に、交流電源の他端を前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点に接続し、前記コンデンサ直列回路と第 2のスィッチング素子直列回路とによつて直列コンバータを構成し、前記コンデンサ直列回路と第 1のスィツチング素子直列回路とによつて並列コンバータを構成したことを特徴とする電力変換装置。

3 . 請求の範囲第 2項に記載した電力変換装置において、

前記電圧検出手段及び電流検出手段による検出値を用いて装置の出力電圧及び第 1のリアクトルを流れる電流を制御する手段と、

を備えたことを特徴とする電力変換装置。

4 . 請求の範囲第 2項または第 3項に記載した電力変換装置において、

第 1の切替接点を前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点に接続し、装置の正常時には、負荷の他端を前記共通端子と第 2の切替接点とを介して第

2のリアクトルの一端に接続し、

装置の異常時には、前記共通端子を第 1の切替接点側に接続して交流電源から負荷に電圧を供給することを特徴とする電力変換装置。

5 . 請求の範囲第 2項または第 3項に記載した電力変換装置において、

電源電圧の異常時に、前記エネルギー蓄積要素の蓄積エネルギーを用いて負荷に電圧を供給することを特徴とする電力変換装置。

6 . 請求の範囲第 4項に記載した電力変換装置において、エネルギー蓄積要素と、このエネルギー蓄積要素に接続された充放電手段とを備え、

7 . 請求の範囲第 2項または第 3項に記載した電力変換装置において、

交流電源の他端を前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点から切り離して第

3のリアタトルのタップ端子に接続したことを特徴とする電力変換装置。

8 . 請求の範囲第 4項に記載した電力変換装置において、

交流電源の他端を前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点から切り離して第 3のリアクトルのタップ端子に接続したことを特徴とする電力変換装置。

9 . 請求の範囲第 5項に記載した電力変換装置において、

前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点を第 3のリアクトルの一端に接続すると共に、第 2のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点を第 3のリアタトルの他端を介して負荷の他端に接続し、交流電源の他端を前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点から切り離して第 3のリアタトルのタツプ端子に接続したことを特徴とする電力変換装置。

1 0 . 請求の範囲第 1項に記載した電力変換装置において、

負荷の他端と第 2のスィッチング素子直列回路内部の直列接続点との間に接続された第 2のリアクトノレと、

負荷の他端と交流電源の他端との間に接続された第 4のコンデンサと、を備え、第 1のスィツチング素子直列回路と第 2のスィツチング素子直列回路と前記コ ' ンデンサ直列回路とを並列に接続して第 1の並列接続回路を構成すると共に、交流電源の他端を前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点に接続し、前記コンデンサ直列回路と第 2のスイッチング素子直列回路とによって直列コンバ一タを構成し、前記コンデンサ直列回路と第 1のスイッチング素子直列回路とによって並列コンバータを構成したことを特徴とする電力変換装置。

1 1 . 請求の範囲第 1 0項に記載した電力変換装置において、

を備えたことを特徴とする電力変換装置。

1 2 . 請求の範囲第 1 0項または第 1 1項に記載した電力変換装置において、エネルギー蓄積要素と、このエネルギー蓄積要素に接続された充放電手段とを備え、

1 3 . 請求の範囲第 1 0項または第 1 1項に記載した電力変換装 gにおいて、第 2のリアクトルに代えてタップ付の第 3のリアクトルを備え、

交流電源の他端を前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点から切り離して第 3のリアタトルのタツプ端子に接続したことを特徴とする電力変換装置。

1 4 . 請求の範囲第 1 2項に記載した電力変換装置において、

前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点を第 3のリアクトルの一端に接続すると共に、第 2のスィツチング素子直列回路内部の直列接続点を第 3のリアクトルの他端を介して負荷の他端に接続し、

3のリアタトルのタツプ端子に接続したことを特徴とする電力変換装置。