JP3821145B2 - Ｐｗｍ制御電圧形インバータ - Google Patents

Description

この発明は、電動機を高効率で運転制御するＰＷＭ(パルス幅変調)制御電圧形インバータに関する。

従来、ＰＷＭ制御電圧形インバータとしては、図６(a)に示すように、直列接続された直流電源１０,１１に接続されるインバータ部１と、上記インバータ部１にパルス幅変調された制御信号を出力するＰＷＭ制御部２０とを備え、上記ＰＷＭ制御部２０の制御方式が正弦波−三角波比較方式のものがある(例えば、非特許文献１参照)。上記インバータ部１の交流電圧出力端子に電動機の３相Ｙ結線された電機子コイル３a,３b,３cを接続している。また、上記インバータ部１は、直流電源１０の正極側にコレクタが接続されたトランジスタＱ1と、トランジスタＱ1のエミッタにコレクタが接続されると共に、直流電源１１の負極側にエミッタが接続されたトランジスタＱ2とを夫々有する３組のトランジスタモジュールＴu,Ｔv,Ｔwを備えている。そして、上記トランジスタモジュールＴu,Ｔv,Ｔwの各トランジスタＱ1,Ｑ2のベースにＰＷＭ制御部２０からの制御信号を夫々入力すると共に、上記トランジスタＱ1とトランジスタＱ2との各接続点にｕ相,ｖ相,ｗ相の電機子コイル３a,３b,３cを夫々接続している。

上記ＰＷＭ制御部２０は、図７に示すように、周波数指令信号と振幅指令信号とを受けて、３相の正弦波信号を出力する正弦波発振器２１と、キャリア周波数ｆ(＝１／Ｔ)の三角波信号を発生する三角波発振器２２と、上記正弦波発振器２１からの３相の正弦波信号と三角波発振器２２からの三角波信号とを受けて、３相の正弦波信号と三角波信号とを夫々比較演算する比較演算器２４と、上記比較演算器２４からの比較結果を表わす３つの信号を受けて、制御信号を出力する制御信号発生器２５とを備えている。このＰＷＭ制御電圧形インバータのＰＷＭ制御部２０は、正弦波信号と三角波信号とを比較して、制御信号のパルス幅を制御する。

すなわち、図８に示すように、
ｕ相正弦波信号 ： α・cos(Φ)
ｖ相正弦波信号 ： α・cos(Φ−２π／３)
ｗ相正弦波信号 ： α・cos(Φ＋２π／３)
(ただし、αは変調率、Φは位相角)
で夫々表されたｕ相,ｖ相,ｗ相正弦波信号は、図８の点線で示すキャリア周期Ｔの三角波信号と夫々比較され、各相の正弦波信号の三角波信号との大小に応じて、各トランジスタモジュールＴu,Ｔv,ＴwのトランジスタＱ1,Ｑ2の一方をオンし、他方をオフする(図８では“１”のときトランジスタＱ1がオンし、“０”のときトランジスタＱ2がオンする)。また、図９は上記ＰＷＭ制御電圧形インバータの変調率αを変化させたときのｕ相正弦波信号と三角波信号とに基づく、インバータ部１のｕ相出力波形(Ｖu−０は、ｕ相交流出力端子とグランドＧＮＤとの間の電圧)を示しており、図９(a)は変調率α＜１のときのｕ相出力波形、図９(b)は変調率＝１のときのｕ相出力波形、図９(c)は変調率α＞１の過変調領域におけるｕ相出力波形を示している。このようにして、上記変調率αを大きくするに従って、インバータ部１の出力の基本波電圧は大きくなり、最大では６ＳＴＥＰの出力電圧波形となる。

図１０は上記ＰＷＭ制御電圧形インバータにおいて、基本波周波数３０Ｈz，キャリア周波数２．５ｋＨz，デッドタイム１μsecで、無負荷の電動機を駆動したときの変調率αに対する電圧制御率Ｋsと歪率の関係を示している。なお、上記直列接続された直流電源１０,１１の直流電圧Ｖdc、インバータ出力電圧の基本波電圧Ｖ1とすると、電圧制御率Ｋsは、
Ｋs ＝ ２^１／２Ｖ1／Ｖdc
で表される。例えば、上記直流電圧Ｖdcを２８２．８Ｖとし、６ＳＴＥＰ時のインバータ出力電圧のｕｖ相線間電圧をフーリエ級数展開して、上記Ｖ1を求めると約２２０．６Ｖとなる。したがって、上記６ＳＴＥＰ時のインバータ出力電圧の電圧制御率Ｋsは、
Ｋs ＝ ２^１／２×２２０．６Ｖ／２８２．８Ｖ
≒１．１０３
となる。このように、図１０に示すように、上記ＰＷＭ制御電圧形インバータは、変調率αを１以上にすることで、電圧制御率のＫsを最大１．１０３にすることができる。ところが、上記ＰＷＭ制御電圧形インバータは、変調率α＞１でインバータ出力電圧の波形の歪率が増大し、トルクリップルの発生による騒音,振動が発生すると共に、高調波損失の増加により効率が低下するという問題がある。

そこで、インバータ出力電圧の波形歪を低減できるＰＷＭ制御電圧形インバータとして、瞬時空間ベクトル方式を用いてパルス幅変調された３相交流電圧出力により電動機を駆動するものが提案されている。このＰＷＭ制御電圧形インバータは、図６(b)に示すように、トランジスタモジュールＴu,Ｔv,Ｔwの各トランジスタＱ1,Ｑ2のオンオフの状態に応じて、インバータ部１から出力される電圧パターンを表わす電圧ベクトルを８つの電圧ベクトルＶ0〜Ｖ7に分類し、キャリア周期Ｔ毎に、下記式(1),(2),(3)によりパルス幅τa,τb,τcを演算して、表１に示すように、位相角Φのπ／３毎の区間の電圧パターンを表わす電圧ベクトルのパルス幅をτa,τb,τcとして、各トランジスタモジュールＴu,Ｔv,Ｔwをオンオフする。
τa＝Ｔ・Ｋs・sin(π／３−Φ0) ・・・(1)
τb＝Ｔ・Ｋs・sin(Φ0) ・・・(2)
τc＝Ｔ・{１−Ｋs・sin(π／３＋Φ0)} ・・・(3)
Ｋs ： 電圧制御率
Φ0 ： 位相角

なお、表１において、パルス幅τnは電圧ベクトルＶnのパルス幅、位相角Φは複素平面上の虚軸を位相角Φ＝０とし、π／３毎に区間を６分割する。そして、上記各区間の始まりを位相角Φ0＝０とする。こうして、上記ＰＷＭ制御電圧形インバータは、各区間の電圧ベクトルの軌跡が略円形となるようにインバータ部１から電圧パターンを出力するので、インバータ出力電圧の波形歪を低減する。

しかしながら、上記瞬時空間ベクトル方式のＰＷＭ制御電圧形インバータでは、電圧制御率Ｋsを最大で１までしかできず、基底周波数以上の運転周波数ではインバータ出力電圧が最大電圧(６ＳＥＰ時のインバータ出力電圧の電圧制御率Ｋsが１．１０３のとき)の略０．９(＝１／１．１０３)しか出力できないので、効率が悪いという欠点がある。
大上正勝著、他３名、「誘導機駆動用汎用インバータのＰＷＭ制御パターンと高調波解析法について」、電気学会論文誌Ｄ、電気学会、平成元年、１０９巻１１号、ｐ.８０９−８１６

そこで、この発明の目的は、コストを上昇させることなく、インバータ出力電圧の波形歪を低減しつつ、高効率に運転でき、かつ運転範囲を拡大できるＰＷＭ制御電圧形インバータを提供することにある。

上記目的を達成するため、請求項１のＰＷＭ制御電圧形インバータは、３相交流電圧出力端子が電動機に接続されるインバータ部と、所定のキャリア周期Ｔ毎に、上記インバータ部から出力すべき電圧パターンを表わす３つの電圧ベクトルの各パルス幅τa,τb,τcを下記式(1),(2),(3)によって夫々演算するパルス幅演算手段と、
τa＝Ｔ・Ｋs・sin(π／３−Φ0) ・・・(1)
τb＝Ｔ・Ｋs・sin(Φ0) ・・・(2)
τc＝Ｔ{１−Ｋs・sin(π／３＋Φ0)} ・・・(3)
(ただし、Ｋsは電圧制御率、Φ0は位相角、τc＜０のときτc＝０)
上記パルス幅演算手段により演算された上記パルス幅τa,τb,τcのうちの少なくとも２つの和と上記所定のキャリア周期Ｔとの大小関係に基づいて、上記電圧制御率Ｋsが１以上のときに電圧ベクトルを出力できるように上記パルス幅τa,τb,τcを補正するパルス幅補正手段と、上記パルス幅補正手段により補正された上記パルス幅τa,τb,τcの上記３つの電圧ベクトルで表される上記電圧パターンを上記インバータ部から出力するように、上記インバータ部にパルス幅変調された制御信号を出力する制御手段とを備えたことを特徴としている。

上記請求項１のＰＷＭ制御電圧形インバータによれば、所定のキャリア周期Ｔ毎に、パルス幅演算手段は、インバータ部から出力すべき電圧パターンを表わす３つの電圧ベクトルのパルス幅τa,τb,τcを上記式(1),(2),(3)によって夫々演算する。そして、上記パルス幅補正手段によって、上記パルス幅τa,τb,τcのうちの少なくとも２つの和と所定のキャリア周期Ｔとの大小関係に基づいて、上記電圧制御率Ｋsが１以上のときに電圧ベクトルを出力できるようにパルス幅τa,τb,τcを補正する。そして、上記パルス幅補正手段により補正された上記パルス幅τa,τb,τcの上記３つの電圧ベクトルが表わす電圧パターンをインバータ部から出力するように、上記制御手段は、インバータ部にパルス幅変調された制御信号を出力する。こうして、上記インバータ部の電圧パターンを表わす３つの電圧ベクトルの軌跡が略円形となるので、インバータ出力電圧の波形歪を低減する。また、上記パルス幅補正手段によりパルス幅τa,τb,τcを補正して、パルス幅τa,τb,τcの和がキャリア周期Ｔ以上、すなわち電圧制御率Ｋsが１以上の過変調領域でも、低ひずみの３相交流電圧をインバータ部より出力して、電圧制御率Ｋsが１のときよりもインバータ出力電圧を大きくできる。

したがって、コストを上昇させることなく、インバータ出力電圧の波形歪を低減しながら、基底周波数よりも高い周波数の運転域では、インバータ出力電圧を大きくして、出力電流を小さくできるので、電動機を高効率に運転できる。また、上記インバータ出力電圧を大きくして、トルクを大きくできるから、電動機の運転範囲を拡大できる。
また、一実施形態のＰＷＭ制御電圧形インバータによれば、
上記パルス幅補正手段は、
上記電圧制御率が１以上でかつ上記パルス幅τa,τb,τcの和が上記キャリア周期Ｔを越えるとき、
τa＋τb＋τc＝Ｔ
となるようにパルス幅τa,τb,τcの少なくとも１つを補正することを特徴とする。
また、一実施形態のＰＷＭ制御電圧形インバータによれば、
上記パルス幅補正手段は、
上記パルス幅τa,τb,τcの和がキャリア周期Ｔよりも大きく、かつ、上記パルス幅τa,τbの和がキャリア周期Ｔ以下のとき、
τc＝Ｔ−τa−τb
により上記パルス幅τcを算出し、
上記パルス幅τa,τb,τcの和がキャリア周期Ｔよりも大きく、かつ、上記パルス幅τa,τbの和がキャリア周期Ｔよりも大きく、かつ、上記パルス幅τbがパルス幅τaよりも大きいとき、
τa＝Ｔ−τb
τc＝０
により上記パルス幅τa,τcを算出し、
さらに、上記パルス幅τa,τb,τcの和がキャリア周期Ｔよりも大きく、かつ、上記パルス幅τa,τbの和がキャリア周期Ｔよりも大きく、かつ、上記パルス幅τbがパルス幅τa以下のとき、
τb＝Ｔ−τa
τc＝０
により上記パルス幅τa,τcを算出することによって、上記パルス幅τa,τb,τcを補正することを特徴とする。

以上より明らかなように、請求項１の発明のＰＷＭ制御電圧形インバータは、所定のキャリア周期Ｔ毎に、パルス幅演算手段によりインバータ部から出力すべき電圧パターンを表わす３つの電圧ベクトルのパルス幅τa,τb,τcを夫々演算すると共に、パルス幅補正手段は、パルス幅演算手段により演算されたパルス幅τa,τb,τcのうちの少なくとも２つの和と上記所定のキャリア周期Ｔとの大小関係に基づいて、電圧制御率が１以上でも電圧ベクトルを出力できるようにパルス幅τa,τb,τcを補正して、制御手段は、パルス幅補正手段により補正されたパルス幅τa,τb,τcの上記３つの電圧ベクトルで表わされる電圧パターンをインバータ部から出力するように、インバータ部にパルス幅変調された制御信号を出力するものである。

したがって、請求項１の発明のＰＷＭ制御電圧形インバータによれば、パルス幅補正手段によりパルス幅τa,τb,τcを補正することによって、電圧制御率Ｋsが１以上の過変調領域でも、波形歪の小さい３相交流電圧をインバータ部より出力でき、基底周波数以上の高速運転域でインバータ出力電圧を大きくできる。したがって、コストを上昇させることなく、インバータ出力電圧の波形歪を低減しながら、高速運転域で電動機を高効率に運転でき、かつ運転範囲を拡大することができる。

以下、この発明のＰＷＭ制御電圧形インバータを一実施例により詳細に説明する。

図１はこの発明の一実施例のＰＷＭ制御電圧形インバータの概略構成図を示し、１は直列に接続された直流電源１０,１１に接続されるインバータ部、２は上記インバータ部１にパルス幅変調された制御信号を出力するＰＷＭ制御部である。上記インバータ部１の３相交流電圧出力端子に電動機(図示せず)の３相Ｙ結線された電機子コイル３a,３b,３cを接続している。なお、上記直流電源１０,１１の直流電圧は夫々Ｖdc／２であり、直流電源１０,１１の接続点をグランドＧＮＤに接続している。

また、上記インバータ部１は、直流電源１０の正極側にコレクタが接続されたトランジスタＱ1と、トランジスタＱ1のエミッタにコレクタが接続され、直流電源１１の負極側端子にエミッタが接続されたトランジスタＱ2とを夫々有する３組のトランジスタモジュールＴu,Ｔv,Ｔwを備えている。そして、上記トランジスタモジュールＴu,Ｔv,ＴwのトランジスタＱ1,Ｑ2のベースにＰＷＭ制御部２からの制御信号を夫々入力すると共に、トランジスタＱ1とトランジスタＱ2との各接続点にＵ,Ｖ,Ｗ相の電機子コイル３a,３b,３cを夫々接続している。なお、上記トランジスタモジュールＴu,Ｔv,Ｔwの各トランジスタＱ1,Ｑ2のコレクタとエミッタとの間にダイオードを夫々逆並列接続している。

また、上記ＰＷＭ制御部２は、入出力回路とマイクロコンピュータ等からなり、インバータ出力電圧の電圧パターンを表わす電圧ベクトルＶ0〜Ｖ7のパルス幅τ0〜τ7を演算するパルス幅演算手段としてのパルス幅演算部２aと、上記パルス幅演算部２aで演算されたパルス幅τ0〜τ7を補正するパルス幅補正手段としてのパルス幅補正部２bと、上記パルス幅補正部２bで補正されたパルス幅τ0〜τ7に基づいて、電圧ベクトルＶ0〜Ｖ7で表わされる電圧パターンを出力するように、インバータ部１にパルス幅変調された制御信号を出力する制御手段としてのＰＷＭ部２cとを備えている。

図２は上記ＰＷＭ制御部２のキャリア周期Ｔ毎の割り込み処理を示すフローチャートである。

以下、図２のフローチャートに従って、上記ＰＷＭ制御部２の割り込み処理を説明する。なお、図２では、インバータ出力電圧の電圧パターンを表わす電圧ベクトルの複素平面上の虚軸を位相角Φ＝０とし、位相角Φが０〜π／３の区間における電圧ベクトルＶ4,Ｖ6,Ｖ0のパルス幅τ4,τ6,τ0に対応するパルス幅τa,τb,τcを夫々求めている。また、位相角Φが０〜π／３の区間以外の区間については、表１に示すように、位相角π／３毎の区間における電圧ベクトルのパルス幅を演算する。例えば、次の位相角π／３〜２π／３の区間では、電圧パターンは電圧ベクトルＶ6,Ｖ2,Ｖ7で表され、演算されたパルス幅τa,τb,τcを電圧ベクトルＶ6,Ｖ2,Ｖ7夫々のパルス幅τ6,τ2,τ7とするのである。

まず、ステップＳ１でパルス幅演算部２aは下記式(1),(2),(3)によりパルス幅τa,τb,τcを演算する。
τa＝Ｔ・Ｋs・sin(π／３−Φ0) ・・・(1)
τb＝Ｔ・Ｋs・sin(Φ0) ・・・(2)
τc＝Ｔ{１−Ｋs・sin(π／３＋Φ0)} ・・・(3)
Ｋs ： 電圧制御率
Φ0 ： 位相角
Ｔ ： キャリア周期
ただし、パルス幅τc＜０の場合、τc＝０とする。なお、電圧制御率Ｋsは、
Ｋs＝２^１／２Ｖ1／Ｖdc
Ｖ1 ： インバータ出力電圧の基本波出力電圧
Ｖdc ： 直流電圧
で表される。

次に、ステップＳ２に進み、ステップＳ１で演算されたパルス幅τa,τb,τcの和がキャリア周期Ｔを越えているか否かを判別して、パルス幅τa,τb,τcの和がキャリア周期Ｔを越えていると判別すると、ステップＳ３に進む一方、パルス幅τa,τb,τcの和がキャリア周期Ｔを越えていないと判別すると、ステップＳ８に進む。

次に、ステップＳ３でパルス幅τa,τbの和がキャリア周期Ｔを越えているか否かを判別して、パルス幅τa,τbの和がキャリア周期Ｔを越えていると判別すると、ステップＳ４に進む。一方、ステップＳ３でパルス幅τa,τbの和がキャリア周期Ｔを越えていないと判別すると、ステップＳ５に進み、
τc＝Ｔ−τa−τb
を演算して、ステップＳ８に進む。

一方、ステップＳ４に進むと、パルス幅τbがパルス幅τaを越えているか否かを判別して、パルス幅τbがパルス幅τaを越えていると判別すると、ステップＳ６に進み、
τa＝Ｔ−τb
τc＝０
を演算して、ステップＳ８に進む。一方、ステップＳ４でパルス幅τbがパルス幅τaを越えていないと判別すると、ステップＳ７に進み、
τb＝Ｔ−τa
τc＝０
を演算して、ステップＳ８に進む。

次に、ステップＳ８で、補正されたパルス幅τa,τb,τcの電圧ベクトルを出力する。すなわち、表１に示す位相角Φの各区間における３つの電圧ベクトルの各パルス幅をτa,τb,τcとし、それら３つの電圧ベクトルを出力するように、ＰＷＭ部２cは、ＰＷＭ制御された制御信号をインバータ部１に出力するのである。

図３は上記位相角Φが０〜π／３の期間において、電圧ベクトルＶ4,Ｖ6,Ｖ0を夫々２分割した電圧ベクトルＶ4’,Ｖ6’,Ｖ0’の出力順序を示し、Ｖ0’，Ｖ4’，Ｖ6’，Ｖ6’，Ｖ4’，Ｖ0’の順に出力される。なお、このときの電圧ベクトルＶ4’,Ｖ6’,Ｖ0’のパルス幅は、夫々、
τ4’＝τ4／２
τ6’＝τ6／２
τ0’＝τ0／２
である。また、図３では、電圧制御率Ｋs＞１の場合を示しており、電圧ベクトルＶ0’の丸印はパルス幅が０の場合を示している。さらに、上記電圧ベクトルＶ4,Ｖ6,Ｖ0を２分割せずに、Ｖ0，Ｖ4，Ｖ6の順に出力してもよい。

図４は、この発明を適用した瞬時空間ベクトル方式のＰＷＭ制御電圧形インバータと、従来の正弦波−三角波比較方式のＰＷＭ制御電圧形インバータとを比較するために、変調率に対する電圧制御率と歪率の特性を実験により調べた結果を示す。なお、図４に示す歪率は、インバータ出力電圧の基本波電圧の２乗と１次から２０次までの高調波電圧の２乗の和との比の平方根である。

図４において、瞬時空間ベクトル方式のＰＷＭ制御電圧形インバータでは、電圧制御率Ｋs＝１において変調率αが１．１５４(≒２／１．７３２)となる。また、瞬時空間ベクトル方式のＰＷＭ制御電圧形インバータは、正弦波−三角波比較方式のＰＷＭ制御電圧形インバータに比べて、変調率αが約１．２５以下では歪率が小さくなると共に、変調率αが約１．２５では電圧制御率Ｋsが１．１２倍(≒１．０４６／０．９３１)と大きくなる。

このように、上記パルス幅演算部２aで演算されたパルス幅τa,τb,τcをパルス幅補正部２bにより補正することによって、電圧制御率Ｋsが１以上の過変調領域でも、低ひずみの３相交流電圧をインバータ部１より出力することができる。また、上記電圧制御率Ｋsが１のときよりも、インバータ出力電圧の最大電圧を大きくすることができる。したがって、コストを上昇させることなく、ソフトウェアの変更のみによって、インバータ出力電圧の波形歪を低減しながら、基底周波数以上の高速運転域では、インバータ出力電圧の最大電圧を大きくするので、電動機を高効率に運転することができる。また、上記インバータ出力電圧を大きくして、トルクアップした分、電動機の運転範囲を拡大することができる。

上記実施例では、パルス幅演算手段としてのパルス幅演算部２aでパルス幅τcを上記式(3)により演算したが、電圧制御率Ｋsが１以下のとき、すなわちτa,τb,τcの和がキャリア周期Ｔ以下のとき、パルス幅τcを、
τc＝Ｔ−τa−τb
により演算してもよい。この場合、上記パルス幅演算手段によるτcの演算を減算だけにするので、パルス幅τcの演算時間を短縮することができる。

また、上記実施例では、位相角Φが０〜π／３の区間において、図３に示すように、電圧ベクトルＶ4,Ｖ6,Ｖ0を２分割した電圧ベクトルＶ4’,Ｖ6’,Ｖ0’を組み合わせて出力したが、電圧ベクトルの分割数はこれに限らず、電圧ベクトルを複数に分割して出力してもよい。また、電圧ベクトルを分割せずに、図５(a)〜(d)のうちいずれか一つの順序で出力してもよい。さらに、上記位相角Φが０〜π／３以外の区間においても、同様にして、電圧ベクトルの順序を変えて出力してもよいのは勿論である。

図１はこの発明の一実施例のＰＷＭ制御電圧形インバータの概略構成図である。 図２は上記ＰＷＭ制御電圧形インバータの制御部の割り込み処理を示すフローチャートである。 図３は上記ＰＷＭ制御電圧形インバータの位相角Φが０〜π／３の区間における電圧ベクトルの出力順序を示す図である。 図４は上記ＰＷＭ制御電圧形インバータの変調率に対する電圧制御率と歪率とを表わす図である。 図５は上記ＰＷＭ制御電圧形インバータの電圧ベクトルの出力順序の基本パターンを表わす図である。 図６(a)は従来のＰＷＭ制御電圧形インバータの概略構成図であり、図６(b)はＰＷＭ制御電圧形インバータ部のトランジスタのオンオフ状態に対応するインバータ出力電圧の電圧パターンを表わす電圧ベクトルを示す図である。 図７は従来の正弦波-三角波比較法を用いたＰＷＭ制御電圧形インバータの制御部の概略構成図である。 図８は上記ＰＷＭ制御電圧形インバータの各部の信号を示す図である。 図９は上記ＰＷＭ制御電圧形インバータの変調率に応じたインバータ出力電圧の波形を示す図である。 図１０は上記ＰＷＭ制御電圧形インバータの変調率に対する電圧制御率と歪率とを表わす図である。

符号の説明

１…インバータ部、
２…ＰＷＭ制御部、
２a…パルス幅演算部、
２b…パルス幅補正部、
２c…ＰＷＭ部、
３a,３b,３c…電機子コイル、
１０,１１…直流電源。

Claims (3)

1. ３相交流電圧出力端子が電動機に接続されるインバータ部(１)と、
   所定のキャリア周期Ｔ毎に、上記インバータ部(１)から出力すべき電圧パターンを表わす３つの電圧ベクトルの各パルス幅τa,τb,τcを下記式(1),(2),(3)によって夫々演算するパルス幅演算手段(２a)と、
   τa＝Ｔ・Ｋs・sin(π／３−Φ0) ・・・(1)
   τb＝Ｔ・Ｋs・sin(Φ0) ・・・(2)
   τc＝Ｔ{１−Ｋs・sin(π／３＋Φ0)} ・・・(3)
   (ただし、Ｋsは電圧制御率、Φ0は位相角、τc＜０のときτc＝０)
   上記パルス幅演算手段(２a)により演算された上記パルス幅τa,τb,τcのうちの少なくとも２つの和と上記所定のキャリア周期Ｔとの大小関係に基づいて、上記電圧制御率Ｋsが１以上のときに電圧ベクトルを出力できるように上記パルス幅τa,τb,τcを補正するパルス幅補正手段(２b)と、
   上記パルス幅補正手段(２c)により補正された上記パルス幅τa,τb,τcの上記３つの電圧ベクトルで表される上記電圧パターンを上記インバータ部(１)から出力するように、上記インバータ部(１)にパルス幅変調された制御信号を出力する制御手段(２c)とを備えたことを特徴とするＰＷＭ制御電圧形インバータ。
2. 請求項１に記載のＰＷＭ制御電圧形インバータにおいて、
   上記パルス幅補正手段(２b)は、
   上記電圧制御率が１以上でかつ上記パルス幅τa,τb,τcの和が上記キャリア周期Ｔを越えるとき、
   τa＋τb＋τc＝Ｔ
   となるようにパルス幅τa,τb,τcの少なくとも１つを補正することを特徴とするＰＷＭ制御電圧形インバータ。
3. 請求項１に記載のＰＷＭ制御電圧形インバータにおいて、
   上記パルス幅補正手段(２b)は、
   上記パルス幅τa,τb,τcの和がキャリア周期Ｔよりも大きく、かつ、上記パルス幅τa,τbの和がキャリア周期Ｔ以下のとき、
   τc＝Ｔ−τa−τb
   により上記パルス幅τcを算出し、
   上記パルス幅τa,τb,τcの和がキャリア周期Ｔよりも大きく、かつ、上記パルス幅τa,τbの和がキャリア周期Ｔよりも大きく、かつ、上記パルス幅τbがパルス幅τaよりも大きいとき、
   τa＝Ｔ−τb
   τc＝０
   により上記パルス幅τa,τcを算出し、
   さらに、上記パルス幅τa,τb,τcの和がキャリア周期Ｔよりも大きく、かつ、上記パルス幅τa,τbの和がキャリア周期Ｔよりも大きく、かつ、上記パルス幅τbがパルス幅τa以下のとき、
   τb＝Ｔ−τa
   τc＝０
   により上記パルス幅τa,τcを算出することによって、上記パルス幅τa,τb,τcを補正することを特徴とするＰＷＭ制御電圧形インバータ。

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