WO2020009062A1 - キャリア周波数設定方法、モータ駆動システムおよびキャリア周波数設定装置 - Google Patents

キャリア周波数設定方法、モータ駆動システムおよびキャリア周波数設定装置 Download PDF

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保郎 大杉
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日本製鉄株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a carrier frequency setting method, a motor drive system, and a carrier frequency setting device, and particularly suitable for driving a motor using an inverter.
  • Priority is claimed on Japanese Patent Application No. 2018-126066 filed on July 2, 2018, the content of which is incorporated herein by reference.
  • a PWM (Pulse Width Modulation) control type inverter is used as a power supply device for driving a motor of a train, a hybrid car, a home appliance, or the like.
  • Such an inverter determines the width (time to turn on the pulse) of the pulse signal by comparing a carrier wave (for example, a triangular wave) with a voltage command signal, and switches a switching element (for example, IGBT (Insulated Gate Bipolar) in accordance with the generated pulse signal. Transistor)), the input DC power is converted into AC power having a frequency required for driving the motor and supplied to the motor by turning on / off the transistor.
  • a carrier wave for example, a triangular wave
  • IGBT Insulated Gate Bipolar
  • Patent Literature 1 prepares table data in which a relationship between a carrier frequency (a frequency of a carrier wave) of PWM control that minimizes a total loss of the motor and the inverter and an electric angular frequency of the motor is prepared. It is disclosed that the inverter is driven at a carrier frequency of the PWM control corresponding to the detected value to drive the motor.
  • a carrier frequency a frequency of a carrier wave
  • Patent Documents 2 and 3 disclose setting a carrier frequency according to the number of rotations and torque of a motor. Specifically, in Patent Document 2, the carrier frequency is set to the lowest first frequency in the first region where the motor rotation speed is low and the motor torque is large. Further, in a second region where the rotation speed of the motor is higher than the rotation speed set in the first region and the torque of the motor is substantially the same as the torque set in the first region, The carrier frequency is set to a second frequency higher than the first frequency. Further, the rotational speed of the motor is higher than the rotational speed set in the first region and the second region, and the torque of the motor is higher than the torque set in the first region and the second region. In the third region where the second torque is low, the carrier frequency is set to the highest third frequency.
  • Patent Document 3 a low carrier frequency is set in a region where the motor rotation speed is low and the motor torque is low, and the carrier frequency is set higher as the motor rotation speed increases. Patent Document 3 states that it is effective to lower the carrier frequency in the non-small torque region in the low rotation range.
  • the present inventor investigated the relationship between the motor torque and the total loss of the motor loss and the inverter loss for each motor rotation speed. It has been found that setting the carrier frequency by the described method may not be preferable in terms of the total efficiency calculated from the total loss of the motor loss and the inverter loss.
  • the present invention has been made in view of the above problems, and has as its object to drive a motor so that the total loss of the motor loss and the inverter loss is reduced.
  • a carrier frequency setting method is a carrier frequency setting method for setting a carrier frequency in an inverter for driving a motor, wherein the loss of the inverter and the motor when the motor is driven using the inverter. Deriving the total loss which is the sum of the loss of the motor, the loss deriving step of making the torque generated in the motor, the rotation speed of the motor and the carrier frequency in the inverter different, and the loss deriving step.
  • the optimal carrier frequency derived by the frequency deriving step Based on the number, the relationship between the motor torque and the optimum carrier frequency, a relationship deriving step for deriving for each motor speed, and the relationship derived for each motor speed by the relationship deriving step.
  • a first example of the motor drive system of the present invention is a motor drive system including an inverter, a motor driven by receiving AC power supplied from the inverter, and a control device that controls an operation of the inverter.
  • the inverter includes a switching element configured using a wide band gap semiconductor, and the control device determines a relationship between a motor torque derived for each rotation speed of the motor and a carrier frequency in the inverter.
  • a second example of the motor drive system is a motor drive system including an inverter, a motor driven by receiving AC power from the inverter, and a control device that controls an operation of the inverter.
  • the inverter has a switching element configured using a semiconductor other than a wide band gap semiconductor, the control device, the motor torque and the carrier frequency in the inverter derived for each rotation speed of the motor And a carrier frequency setting means for setting a carrier frequency of the inverter based on the relationship of the motor.
  • the relationship between the motor torque and the carrier frequency derived for each rotation speed of the motor is related to the torque of the motor.
  • the carrier frequencies have substantially the same value.
  • a carrier frequency setting device of the present invention is a carrier frequency setting device for setting a carrier frequency of an inverter for driving a motor, wherein the carrier frequency setting device includes a torque of the motor, a loss of the inverter, and the motor.
  • the inverter has a switching element configured by using a wide band gap semiconductor, as a relationship with the optimum carrier frequency that is the carrier frequency when the total loss that is the sum of In a range where the torque of the motor is greater than or equal to the torque of the motor corresponding to the carrier frequency at which the optimum carrier frequency is the lowest value, when the torque of the motor increases, the motor has a portion where the optimum carrier frequency increases, and the motor The torque at which the optimum carrier frequency has the lowest value A) In a range where the torque of the motor corresponding to the frequency is equal to or less than that, when the torque of the motor increases, a relationship further having a portion where the optimum carrier frequency decreases is derived for each rotation speed of the motor.
  • the switching element is configured using a semiconductor other than the wide band gap semiconductor
  • the relationship that the optimum carrier frequency is substantially constant is determined for each rotation speed of the motor. And setting the carrier frequency of the inverter based on the relationship between the torque of the motor and the optimum carrier frequency.
  • the motor can be driven such that the total loss of the motor loss and the inverter loss is reduced.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating the first embodiment, and is a diagram illustrating, in a graph format, a relationship between a total efficiency ratio and a carrier frequency when a motor speed ratio is 1.00.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating the first embodiment, and is a first diagram illustrating, in a graph form, a relationship between a total loss ratio and a carrier frequency when a motor speed ratio is 1.00.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating the first embodiment, and is a second diagram illustrating, in a graph format, a relationship between a total loss ratio and a carrier frequency when a motor speed ratio is 1.00. It is a figure which shows 1st Embodiment and is a 1st figure which shows the measurement result of the loss at the time of the rotation speed ratio of a motor being 0.75 in a tabular form.
  • FIG. 1st Embodiment It is a figure which shows 1st Embodiment and is a 2nd figure which shows the measurement result of the loss at the time of the rotation speed ratio of a motor being 0.75 in a tabular form. It is a figure which shows 1st Embodiment and is a 3rd figure which shows the measurement result of the loss at the time of the rotation speed ratio of a motor being 0.75 in a table form. It is a figure which shows 1st Embodiment, and is a figure which shows the relationship between the total efficiency ratio and carrier frequency when the rotation speed ratio of a motor is 0.75 in a graph form.
  • FIG. 1st Embodiment It is a figure which shows 1st Embodiment and is a 2nd figure which shows the measurement result of the loss at the time of the rotation speed ratio of a motor being 0.75 in a tabular form. It is a figure which shows 1st Embodiment and is a 3rd figure which shows the measurement result of the loss at
  • FIG. 6 is a diagram illustrating the first embodiment, and is a first diagram illustrating, in a graph form, a relationship between a total loss ratio and a carrier frequency when a rotation speed ratio of a motor is 0.75. It is a figure which shows 1st Embodiment and is a 2nd figure which shows the relationship between the total loss ratio and carrier frequency when the rotation speed ratio of a motor is 0.75 in a graph form. It is a figure which shows 1st Embodiment and is a 3rd figure which shows the relationship between the total loss ratio and carrier frequency when the rotation speed ratio of a motor is 0.75 in a graph form.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating the first embodiment, and is a first diagram illustrating, in a graph form, a relationship between an overall loss ratio and a carrier frequency when a motor speed ratio is 0.50. It is a figure which shows 1st Embodiment and is the 2nd figure which shows the relationship between the total loss ratio and carrier frequency when the rotation speed ratio of a motor is 0.50 in a graph form.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating the first embodiment, and is a first diagram illustrating, in a graph format, a relationship between a total loss ratio and a carrier frequency when a motor speed ratio is 0.25.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating the first embodiment, and is a second diagram illustrating, in a graph form, a relationship between the total loss ratio and the carrier frequency when the motor rotation speed ratio is 0.25. It is a figure which shows 1st Embodiment and is the 3rd figure which shows the relationship between the total loss ratio and carrier frequency when the rotation speed ratio of a motor is 0.25 in a graph form.
  • 5 is a flowchart illustrating an example of a method for deriving a relationship between a torque of a motor M and a carrier frequency for each rotation speed of the motor M.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating an example of a schematic configuration of a motor drive system.
  • the motor M is an IPMSM (Interior Permanent Magnet Synchronous Motor, a permanent magnet embedded type synchronous motor) having a permanent magnet built in a rotor.
  • IPMSM Interior Permanent Magnet Synchronous Motor, a permanent magnet embedded type synchronous motor
  • a motor drive system for driving such a motor M includes an AC power supply 10, a rectifier circuit 20, an electrolytic capacitor 30, a voltage sensor 40, an inverter 50, current sensors 61 to 63, And a control device 70 for controlling the operation of the inverter 50.
  • the AC power supply 10 supplies AC power of a commercial frequency (50 Hz / 60 Hz).
  • the rectifier circuit 20 is, for example, a full-wave rectifier circuit including four diodes, and converts AC power into DC power.
  • the electrolytic capacitor 30 removes a pulsating flow of the DC power output from the rectifier circuit 20.
  • the voltage sensor 40 measures a DC input voltage Vi input to the inverter 50.
  • the inverter 50 is, for example, a circuit including six switching elements forming a three-phase full bridge.
  • the inverter 50 turns on and off the switching element based on the PWM signal S output from the control device 70 and input to the switching element, thereby converting the input DC power to the frequency required to drive the motor M. And output (supply) to the motor M.
  • the switching element is a switching element configured using a wide band gap semiconductor (such as SiC or GaN).
  • the current sensors 61 to 63 are, for example, CTs (Current Transformers) and measure the AC motor currents Iu, Iv, Iw flowing through the windings of the respective phases u, v, w of the motor M.
  • CTs Current Transformers
  • the control device 70 includes an applied voltage calculation unit 71, a carrier wave generation unit 72, a comparison unit 73, a PWM signal output unit 74, and a carrier frequency setting device 7A.
  • the control device 70 can be realized by using, for example, a microcomputer or an arithmetic circuit. Further, the control device 70 can control the operation of the motor M by, for example, vector control. Since the configuration other than the configuration related to the carrier frequency can be realized by a known technique, a detailed description thereof is omitted here.
  • the applied voltage calculation unit 71 measures a speed command value (command value of the rotation speed of the motor M) input from the outside, a torque command value (command value of the torque of the motor M) also input from the outside, and measures the voltage sensor 40.
  • the input voltage Vi and the motor currents Iu, Iv, Iw measured by the current sensors 61 to 63 are input, and based on these, the voltage applied to each phase of the motor M is calculated and the voltage is indicated. Generate a voltage command signal.
  • the carrier frequency setting device 7A has a carrier frequency setting unit 75.
  • the carrier wave generation unit 72 generates a carrier wave (carrier wave used for generating the PWM signal S) in the PWM control.
  • a carrier wave carrier wave used for generating the PWM signal S
  • the comparing section 73 compares the voltage command signal generated by the applied voltage calculating section 71 with a triangular wave (carrier wave) generated by the carrier wave generating section 72.
  • the PWM signal output unit 74 outputs a pulse signal corresponding to the result of the comparison in the comparison unit 73 to the inverter 50 as a PWM signal S.
  • the inverter 50 turns on / off the switching element based on the PWM signal S, converts the input DC power into AC power, and outputs the AC power to the motor M.
  • the carrier frequency setting unit 75 sets a carrier frequency (a carrier frequency of the inverter 50) which is a frequency of a carrier wave.
  • the carrier wave generation unit 72 generates a triangular wave of the carrier frequency set by the carrier frequency setting unit 75.
  • the carrier frequency setting unit 75 sets the carrier frequency according to the command value of the rotation speed of the motor M and the command value of the torque of the motor M.
  • the carrier frequency is increased when the motor torque is small (the carrier frequency is decreased when the motor torque is large). It may not be preferable to do so.
  • the present inventor considered that the overall efficiency of the motor drive system was to be a high efficiency motor drive system from the viewpoint of the total high efficiency calculated from the total loss of the motor loss and the inverter loss.
  • the carrier frequency was investigated. The results will be described below.
  • the value obtained by subtracting the output of the motor M from the input power to the inverter 50 is the energy (loss) lost in the motor drive system.
  • the breakdown of the loss was examined assuming that this loss is equal to the sum of the loss of the motor M and the loss of the inverter 50.
  • the loss of the motor M includes not only iron loss and copper loss but also mechanical loss, wind loss, bearing loss and the like.
  • the iron loss shown below includes these losses. Even in this case, if the rotation speed is the same, a certain amount of the loss (mechanical loss, windage loss, bearing loss, etc.) is included in the loss of the motor M, but the torque of the motor M changes. It is considered that there will be no problem in verifying the tendency of the loss of the motor drive system to increase or decrease. Therefore, here, it is assumed that the loss of the motor M is composed of iron loss (however, loss including mechanical loss, wind loss and bearing loss) and copper loss.
  • the range of the carrier frequency is set to 5 kHz to 50 kHz.
  • the motor M to be evaluated is the IPMSM.
  • the basic specifications of the motor M are as follows. Further, as a semiconductor element constituting a switching element of the inverter 50, an SiC semiconductor element which is one of wide band gap semiconductor elements was used. ⁇ Number of phases: 3 ⁇ Number of poles: 12 -Stator outer diameter: 135mm -Stator inner diameter: 87mm ⁇ Number of stator slots: 18 (concentrated winding) -Stator (core) material; non-oriented electrical steel sheet (35A300) ⁇ Rotor outer diameter: 85mm ⁇ Thickness of rotor (core); 30mm ⁇ 1.1T residual magnetic flux density of the permanent magnet in the rotor
  • FIGS. 2-1 and 2-2 are diagrams showing, in the form of a table, loss measurement results when the rotation ratio of the motor M is 1.00.
  • the rotation speed ratio is a ratio of the rotation speed at the time of measurement to the maximum rotation speed of the motor M.
  • a rotation speed ratio of 1.00 indicates that the measurement was performed at the same rotation speed as the maximum rotation speed.
  • 2-1 (a), 2-1 (b), 2-1 (c), 2-2 (a), and 2-2 (b) show that the torque ratio is 0.05,
  • the measurement results at 0.125, 0.25, 0.375, and 0.5 are shown.
  • the torque ratio is a ratio of the torque at the time of measurement to the maximum torque of the motor M.
  • a torque ratio of 0.5 indicates that the measurement was performed at a torque of 50% of the maximum torque.
  • the maximum rotation speed and the maximum torque of the motor M are appropriately designed and determined according to the use of the motor M.
  • f c indicates a carrier frequency.
  • the ratio of the output power of the motor M to the input power of the inverter 50 is referred to as overall efficiency.
  • the overall efficiency ratio, to the maximum overall efficiency in the same rotational speed ratio is the ratio of the overall efficiency of the carrier frequency f c.
  • the sum of the copper loss and the iron loss of the motor M and the loss of the inverter 50 is referred to as a total loss.
  • the overall loss ratio, total for the loss, the carrier frequency when the same carrier frequency f c in the rotation speed ratio and the same torque ratio minimum (5 kHz in this case) which is the ratio of the total loss in the f c.
  • the it is the ratio of the copper loss of the motor M of the carrier frequency f c.
  • FIG. 3 is a diagram showing the relationship between the overall efficiency ratio and the carrier frequency shown in FIGS. 2-1 and 2-2 in a graph format.
  • a carrier frequency at which the overall efficiency is maximum (the overall loss is minimum) within the same torque ratio is referred to as an optimum carrier frequency as necessary.
  • the total efficiency ratio is 1.000 when the carrier frequency is 30 kHz and 40 kHz, but the total efficiency when the carrier frequency is 40 kHz is calculated from the fourth decimal place.
  • the ratio (1.0000) was larger than the total efficiency ratio (0.9997) when the carrier frequency was 30 kHz.
  • the optimum carrier frequency has the lowest value in the relationship between the optimum carrier frequency and the torque of the motor M. Further, it can be seen that the range of the torque corresponding to the lowest carrier frequency is only one (only the torque ratio of 0.250). Then, in a range where the torque of the motor M is equal to or higher than the torque of the motor M corresponding to the lowest optimal carrier frequency, it can be seen that the optimal carrier frequency becomes the same or higher as the torque of the motor M increases.
  • the optimal carrier frequency becomes the same or lower as the torque of the motor M increases.
  • the optimal carrier frequency has a minimum value and corresponds to the minimum optimal carrier frequency.
  • the carrier frequency can be made the same or lower to improve the overall efficiency of the motor drive system.
  • FIGS. 4-1 and 4-2 are diagrams showing the relationship between the total loss ratio and the carrier frequency shown in FIGS. 2-1 and 2-2 in a graph format. 4-1 (a), 4-1 (b), 4-1 (c), 4-2 (a), and 4-2 (b) show that the torque ratio is 0.05 , 0.125, 0.25, 0.375, 0.5 (FIG. 2-1 (a), FIG. 2-1 (b), FIG. 2-1 (c), FIG. 2-2 (a), FIG. The result at the time of 2-2 (b)) is shown.
  • the iron loss of the motor M with respect to the total loss is reduced.
  • the loss ratio is large. Therefore, by increasing the carrier frequency, iron loss of the motor M can be reduced.
  • the carrier frequency is increased, the loss of the inverter 50 increases. Also, the sum of the iron loss ratio and the copper loss ratio gradually decreases and approaches a constant value as the carrier frequency increases.
  • the carrier frequency at which the total loss is minimized is determined based on the balance between the decrease in the loss of the motor M and the increase in the loss of the inverter 50 as described above. Therefore, when the torque ratio is 0.05 and 0.125, it is considered that the optimum carrier frequency is 40 kHz.
  • FIG. 4-1 (c) under the condition that the torque ratio is 0.25 (hereinafter, referred to as medium load condition), FIG. 4-1 (a) and FIG. 4-2 (b)
  • the ratio of the copper loss of the motor M to the total loss is larger than under the low load condition shown.
  • the sum of the iron loss ratio and the copper loss ratio approaches a certain value while gradually decreasing as the carrier frequency increases, but the sum of the iron loss ratio and the copper loss ratio becomes smaller.
  • the carrier frequency that becomes substantially constant is 20 kHz, which is lower than that under the low load condition. Further, as in the case of the low load condition, when the carrier frequency is increased, the loss of the inverter 50 increases.
  • the carrier frequency is equal to or higher than 20 kHz
  • the amount of increase in the loss of the inverter 50 with respect to the increase in the carrier frequency is larger than under the low load condition (when the carrier frequency is equal to or higher than 40 kHz) (the increase in the loss of the inverter 50 is smaller).
  • the balance of the loss of the motor M as described above and the increase of the loss of the inverter 50 determine the carrier frequency at which the total loss is minimized, and the carrier frequency is lower than that under the low load condition. For this reason, when the torque ratio is 0.25, it is considered that the optimum carrier frequency is 20 kHz.
  • FIGS. 4-2 (a) and 4-2 (b) under the conditions where the torque ratio is 0.375 and 0.5 (hereinafter, referred to as high load conditions), FIG.
  • the ratio of the copper loss of the motor M to the total loss is larger than under the medium load condition shown in (c).
  • the inverter loss ratio increases.
  • the inverter loss ratio at each carrier frequency increases.
  • the carrier frequency at which the total loss is minimized is determined by the above-described reduction in the loss of the motor M and the increase in the loss of the inverter 50, and the carrier frequency becomes higher than that under the medium load condition.
  • the carrier frequency increases as the torque of the motor M increases. For this reason, when the torque ratio is 0.375 and 0.5, the optimum carrier frequencies are considered to be 30 kHz and 40 kHz, respectively.
  • the optimal carrier frequency is set to be the same or lower, and in a range where the torque of the motor M is equal to or more than the torque of the motor M corresponding to the lowest optimal carrier frequency, the optimal carrier frequency becomes , The same or higher, the efficiency of the entire motor drive system can be maximized (loss is minimized).
  • the inventor has determined that the optimum carrier frequency has a minimum value in the relationship between the optimum carrier frequency and the torque of the motor M, regardless of the rotation speed of the motor M, and corresponds to the lowest optimum carrier frequency.
  • the torque of the motor M is equal to or more than the torque of the motor M
  • FIGS. 5-1 to 13-3 The contents of the items in the tables of FIGS. 5-1 to 5-3, FIGS. 8-1 to 8-3, and FIGS. 11-1 to 11-3 are shown in FIGS. 2-1 and 2-2. Is the same as the content of the item.
  • FIG. 5-1 to 5-3 “FIGS. 8-1 to 8-3”, and “FIGS. 11-1 to 11-3” respectively show that the rotation ratio of the motor M is 0.75, It is a figure which shows the measurement result of the loss at the time of 0.50 and 0.25 in a table form.
  • FIG. 5-1 (a) / FIG. 8-1 (a) / FIG. 11-1 (a) "FIG. 5-1 (b) / FIG. 8-1 (b) / FIG. 11-1 (b)”
  • FIG. 5-1 (c), FIG. 8-1 (c), FIG. 11-1 (c) "FIG. 5-2 (a), FIG. 8-2 (a), FIG. a), “FIG. 5-2 (b), FIG.
  • FIGS. 6, 9 and 12 show the overall efficiency ratios and carrier ratios shown in FIGS. 5-1 to 5-3, FIGS. 8-1 to 8-3, and FIGS. 11-1 to 11-3, respectively. It is a figure which shows the relationship with a frequency in a graph form.
  • FIG. 6B is an enlarged view of a region where the overall efficiency ratio of FIG. 6A is 0.980 to 1.005.
  • FIG. 9B is an enlarged view of a region where the total efficiency ratio of FIG. 9A is 0.95 to 1.01.
  • FIG. 12B is an enlarged view of a region where the overall efficiency ratio of FIG. 12A is 0.90 to 1.00.
  • FIGS. 7-1 to 7-3, FIGS. 10-1 to 10-3, and FIGS. 13-1 to 13-3 correspond to FIGS. 5-1 to 5-3 and FIGS. 8-1 to 8, respectively.
  • FIG. 3 is a graph showing a relationship between the total loss ratio and the carrier frequency shown in FIGS. 11-1 to 11-3 in a graph format. “FIG. 7-1 (a) / FIG. 10-1 (a), FIG. 13-1 (a)”, “FIG. 7-1 (b) / FIG. 10-1 (b), FIG. 13-1 (b) , “FIG. 7-1 (c) / FIG. 10-1 (c), FIG. 13-1 (c)", "FIG. 7-2 (a) / FIG. 10-2 (a), FIG. 13-2 ( a), “FIG.
  • the optimum carrier is the same as when it is 1.00.
  • the optimum carrier frequency has a minimum value, and in a range where the torque of the motor M is equal to or more than the torque of the motor M corresponding to the lowest optimum carrier frequency, It can be seen that as the torque increases, the optimal carrier frequency will be the same or higher.
  • the total efficiency ratio when the carrier frequency is 10 kHz and 15 kHz is 0.999, but when calculated to the fourth decimal place, the total efficiency ratio when the carrier frequency is 10 kHz is calculated.
  • the ratio was larger than the total efficiency ratio when the carrier frequency was 15 kHz.
  • the total efficiency ratios when the carrier frequency is 10 kHz and 15 kHz are 0.995 and 0.991, respectively.
  • the overall efficiency ratio when the carrier frequency was 15 kHz was higher than the overall efficiency ratio when the carrier frequency was 10 kHz.
  • the total efficiency ratios when the carrier frequency is 5 kHz and 10 kHz are 0.977 and 0.983, respectively, When calculated thereafter, the overall efficiency ratio when the carrier frequency was 10 kHz was larger than the overall efficiency ratio when the carrier frequency was 5 kHz.
  • the rotational speed ratio of the motor M is 0.25, 0.50, and 0.75
  • the excitation fundamental frequency is lower than when the rotational speed ratio of the motor M is 1.00, so that the carrier frequency is increased.
  • the effect of reducing the sum of the copper loss ratio and the iron loss ratio is reduced (partly, due to the influence of measurement variations, the sum of the copper loss ratio and the iron loss ratio increases as the carrier frequency increases. ing).
  • the torque of the motor M is set to the lowest optimal value as when the rotational speed ratio of the motor M is 1.00.
  • the efficiency of the entire motor drive system is maximized by setting the optimum carrier frequency to be the same or higher. Can be minimized).
  • Table 1 shows the above results.
  • Table 1 shows the torque ratio and the optimum carrier frequency for each rotation ratio of the motor M, obtained from the results shown in FIGS. 2-1 to 13-2.
  • the case where the interval for changing the torque ratio is set to 0.125 (or 0.075) is shown as an example.
  • the intervals at which the torque ratio is changed are based on the intervals shown in FIGS. 2-1 to 2-2, FIGS. 5-1 to 5-3, FIGS. 8-1 to 8-3, and FIGS. 11-1 to 11-3. If the value is also small, the optimum carrier frequency may (slightly) increase or decrease due to measurement variations or the like even in the torque ratio range where the optimum carrier frequency is the same in Table 1.
  • the optimal carrier frequency is 5 kHz when the torque ratio is in the range of 0.05 to 0.125, but when the torque ratio is between 0.05 and 0.125,
  • the optimal carrier frequency may increase or decrease for 5 kHz. Therefore, in the above description, in order to maximize the overall efficiency of the motor drive system, in the range of the torque ratio derived from the relationship that the optimum carrier frequency is the same value even if the torque of the motor M changes. However, it is not necessary to set the carrier frequency to be completely the same as the optimal carrier frequency, but it is only necessary that the carrier frequency be substantially equal. The difference of about 5% of the carrier frequency has a small effect on the value of the optimum carrier frequency at which the total loss is minimized. Therefore, “substantially equivalent” in this specification means “the difference in carrier frequency is 5% or less”.
  • the relationship between the torque of the motor M and the optimum carrier frequency is such that the higher the torque of the motor M, the higher the optimum carrier frequency, regardless of the rotational speed ratio of the motor M.
  • the optimal carrier frequency changes from 5 kHz to 10 kHz. Get higher.
  • the torque ratio changes from 0.625 to 0.750 and the torque of the motor M increases
  • the optimum carrier frequency changes from 10 kHz to 15 kHz and thus increases.
  • the rotation ratio of the motor M is 1.00, the torque ratio changes from 0.250 to 0.375 and from 0.375 to 0.500, and the torque of the motor M increases.
  • the optimum carrier frequency becomes the lowest value of 5 kHz when the torque ratio is in the range of 0.05 to 0.125, and when the torque ratio is in the other range, The value of the carrier frequency is higher than 5 kHz.
  • the optimal carrier frequency becomes the minimum value of 20 kHz when the torque ratio is 0.250, and the value of the optimal carrier frequency is 20 kHz in other torque ratio ranges. Higher than. Therefore, in a range where the torque ratio of the motor M is smaller than the range of the torque ratio corresponding to the lowest optimum carrier frequency, when the torque ratio of the motor M increases, the optimum carrier frequency becomes the same or lower.
  • the optimum carrier frequency should be the same or higher as the torque ratio of the motor M increases.
  • the efficiency of the entire motor drive system can be maximized (loss can be minimized).
  • the present inventor also maximizes the efficiency of the entire motor drive system by making the optimum carrier frequency substantially equal or higher when the torque of the motor M increases in other IPMSMs and the inverter 50 ( It has been confirmed that there is a torque range in which loss can be minimized). Further, the value itself of the inverter loss ratio and the sum of the iron loss ratio and the copper loss ratio varies depending on the type of the inverter or the motor M, but the inverter loss ratio and the iron loss ratio and the copper loss ratio with respect to the change in the carrier frequency. It is considered that the behavior of the change with the sum does not greatly differ depending on the type of the motor M. Therefore, when the torque of the motor M increases, the efficiency of the entire motor drive system can be maximized (minimizing the loss) by making the carrier frequency substantially equal or higher. The same applies to other types of motors M.
  • the carrier frequency setting unit 75 sets the carrier frequency according to the command value of the rotation speed of the motor M and the command value of the torque of the motor M. For this reason, the relationship between the rotation speed and torque of the motor M and the optimum carrier frequency is stored in advance.
  • An example of a method for deriving the relationship between the torque of the motor M and the optimum carrier frequency for each rotation speed of the motor M will be described with reference to the flowchart of FIG.
  • the flowchart in FIG. 14 is an example of a preparation process performed before using the motor M in an actual machine (for example, a train, a hybrid car, a home electric appliance, and the like).
  • step S1401 the control device 70 designates one unselected candidate among a plurality of candidates for the number of rotations of the motor M preset for the control device 70.
  • step S1402 the control device 70 specifies one unselected candidate among the plurality of motor M torque candidates preset for the control device 70.
  • step S1403 the control device 70 designates one unselected candidate among a plurality of carrier frequency candidates preset for the control device 70.
  • step S1404 the control device 70 generates a PWM signal S based on the contents specified in steps S1401 to S1403, and outputs the PWM signal S to the inverter 50.
  • the inverter 50 operates the motor M based on the PWM signal S.
  • the applied voltage calculation unit 71 sets the rotation speed specified in step S1401 as a command value of the rotation speed of the motor M, and sets the torque specified in step S1402 as a command value of the torque of the motor M.
  • the voltage applied to the phase is calculated, and a voltage command signal indicating the voltage is generated.
  • the carrier wave generator 72 generates a triangular wave having the carrier frequency specified in step S1403.
  • step S1405 the total loss when the motor M is operated in step S1404 (the total loss when the motor M is driven using the inverter 50) is measured.
  • the total loss is the sum of the copper loss and the iron loss of the motor M and the loss of the inverter 50.
  • the total loss is derived as a value obtained by subtracting the output of the motor M from the input power to the inverter 50.
  • the copper loss of the motor M is derived as a Joule loss from the current flowing through the winding of each phase u, v, w of the motor M and the winding resistance.
  • the iron loss of the motor M is derived as a value obtained by subtracting the output of the motor M and the copper loss from the input power to the motor M.
  • the loss of the inverter 50 is derived as a value obtained by subtracting the output power of the inverter (input power to the motor M) from the input power to the inverter 50.
  • the control device 70 determines whether or not all of the plurality of carrier frequency candidates preset for the control device 70 have been designated. If the result of this determination is that all of the plurality of carrier frequency candidates have not been specified, processing returns to step S1403. Then, the processing of steps S1403 to S1406 is repeatedly executed until all of the plurality of candidates for the carrier frequency are designated. That is, the measurement (derivation) of the total loss in step S1405 is performed by changing the carrier frequency in the inverter 50.
  • step S1406 If it is determined in step S1406 that all of the plurality of candidates for the carrier frequency have been specified, the rotation speed specified in step S1401 and the number of rotations specified in step S1402 are determined using the triangular waves of all the candidates for the carrier frequency.
  • the total loss when driving the motor M by generating the PWM signal S with the commanded torque as the command value is obtained in step S1405 which is repeatedly executed. Then, the process proceeds to step S1407.
  • step S1407 the control device 70 drives the motor M by generating a PWM signal S having the rotation speed of the motor M specified in step S1401 and the torque of the motor M specified in step S1402 as command values.
  • the carrier frequency with the smallest total loss among the total losses in the case is specified as the optimal carrier frequency (that is, based on the total loss derived in step S1405, the carrier frequency at which the total loss is minimized is determined as the optimal carrier frequency. Is derived as).
  • the optimum carrier frequency may be specified as follows. At the stage where the process has proceeded to step S1407, a set of the carrier frequency candidates designated in step S1403 and the total loss measured in step S1405 when the carrier frequency is designated is obtained by the number of carrier frequency candidates. Have been.
  • the control device 70 derives an expression indicating the relationship between the carrier frequency and the total loss by a known method such as the least square method, based on the pair of the carrier frequency candidate and the total loss. In this equation, control device 70 specifies the carrier frequency at which the total loss is minimized as the optimum carrier frequency.
  • step S1408 the control device 70 determines whether or not all of the plurality of motor M torque candidates preset for the control device 70 have been designated. As a result of this determination, if all of the plurality of candidates for the torque of the motor M have not been specified, the process returns to step S1402. Then, the processing of steps S1402 to S1408 is repeatedly executed until all of the plurality of candidates for the torque of the motor M are designated. That is, the measurement (derivation) of the total loss in step S1405 is performed by changing the torque generated in the motor M. The derivation of the optimal carrier frequency in step S1407 is performed for each of the plurality of torques.
  • step S1408 If it is determined in step S1408 that all of the plurality of candidates for the torque of the motor M have been specified, the rotation speed of the motor M specified in step S1401 is determined using the triangular waves of all the candidates for the carrier frequency.
  • the optimum carrier frequency when the motor M is driven by generating the PWM signal S using each of the torque candidates of the motor M as a command value is obtained in the repeatedly executed step S1407. Then, the process proceeds to step S1409.
  • step S1409 the control device 70 derives the relationship between the torque of the motor M and the optimum carrier frequency for the rotation speed of the motor M specified in step S1401.
  • the control device 70 extracts the optimum carrier frequency for the torque of the motor M specified in step S1402 for each of the torques of the motor M specified in step S1402 that are repeatedly executed.
  • a set of the torque of the motor M and the optimum carrier frequency in the torque of the motor M is obtained by the number of torque candidates of the motor M.
  • the control device 70 derives a set of the torque of the motor M obtained as described above and the optimum carrier frequency in the torque of the motor M as a relationship between the torque of the motor M and the optimum carrier frequency.
  • step S1410 the control device 70 determines whether or not all of the plurality of candidates for the rotation speed of the motor M preset for the control device 70 have been specified. If the result of this determination is that all of the plurality of candidates for the number of revolutions of the motor M have not been specified, the process returns to step S1401. Then, the processing of steps S1401 to S1410 is repeatedly executed until all of the plurality of candidates for the rotation speed of the motor M are designated. That is, the measurement (derivation) of the total loss in step S1405 is performed by changing the rotation speed of the motor M. The derivation of the optimum carrier frequency in step S1407 is performed for each of the plurality of rotation speeds.
  • step S1410 If it is determined in step S1410 that all of the plurality of candidates for the rotation speed of the motor M have been specified, the relationship between the torque of the motor M and the optimum carrier frequency is determined for each of all the candidates for the rotation speed of the motor M. This is obtained in step S1409, which is repeatedly executed. Then, the process proceeds to step S1411.
  • step S1411 the control device 70 derives and stores the relationship between the torque of the motor M and the optimum carrier frequency for each rotation speed of the motor M based on the optimum carrier frequency derived in step S1407. This relationship is as shown in Table 1.
  • the relationship between the torque of the motor M derived for each rotation speed of the motor M by the control device 70 and the optimal carrier frequency is as follows.
  • the torque of the motor M is equal to the plurality of optimum carrier frequencies specified in step S1407 (the plurality of optimum carrier frequencies specified under the condition where the rotation speed of the motor M is common and the torque of the motor M is different from each other).
  • the motor M has a portion (first portion) where the carrier frequency becomes higher as the torque increases.
  • the lowest optimal carrier frequencies are 5 kHz, 5 kHz, 5 kHz, and 20 kHz, respectively.
  • the torque ratios corresponding to the lowest optimal carrier frequency are 0.050 and 0.125, 0.050 and 0.125, 0.050 and 0.125, and 0.250, respectively.
  • the torque ratio is equal to or more than the torque ratio corresponding to the lowest optimal carrier frequency. In the ranges of 0.250, 0.125 to 0.250, 0.125 to 0.250, and 0.250 to 0.500, the torque ratios are 0.125 to 0.250 and 0.125, respectively.
  • the optimal carrier frequencies are 5 to 10, 5 to 10, 5 to 10, 20 to 30 and 30 to 40, respectively, and become higher.
  • the relationship between the torque of the motor M derived for each rotation speed of the motor M by the control device 70 and the optimum carrier frequency is such a relationship.
  • step S1411 the relationship derived in step S1411 is that the torque ratio of the motor M is the plurality of rotational speed ratios of the motor M derived in step S1407. (“0.25", “0.50”, “0.75", “1.00") among the optimum carrier frequencies ("5", "5" 10), the torque ratio of the motor M (“0.050”, “0.125”) corresponding to the lowest carrier frequency “5” or more is optimal if the torque ratio of the motor M increases. There is a first portion (a portion where the torque ratio of the motor M is 0.050 or more and 1.000 or less) where the carrier frequency is increased.
  • the “first portion where the optimum carrier frequency increases when the torque ratio of the motor M increases” may include “the portion where the optimal carrier frequency is substantially equal even when the torque ratio of the motor M increases”. .
  • the first portion includes “the torque ratio of the motor M is Even if it becomes large, the part where the optimum carrier frequency is almost the same (the part where the torque ratio of the motor M is 0.050 or more and 0.125 or less, and the part where the torque ratio of the motor M is 0.250 or more and 1.000 or less) Part) "is included.
  • step S1411 the relationship derived in step S1411 is that the torque ratio of the motor M is the optimal carrier frequency (“5”, “5”) derived in step S1407. 10), the torque ratio of the motor M (“0.050”, “0.125”) corresponding to the lowest carrier frequency “5” or more is optimal if the torque ratio of the motor M increases. There is a first portion (a portion where the torque ratio of the motor M is 0.050 or more and 1.000 or less) where the carrier frequency is increased.
  • the first portion includes “the torque ratio of the motor M is Even if it becomes large, the part where the optimum carrier frequency is almost the same (the part where the torque ratio of the motor M is 0.050 or more and 0.125 or less, and the part where the torque ratio of the motor M is 0.250 or more and 1.000 or less) Part) "is included.
  • step S1411 the relationship derived in step S1411 is that the torque ratio of the motor M is the optimum carrier frequency (“5”, “5”) derived in step S1407. 10) and “15”), the torque ratio of the motor M is equal to or greater than the torque ratio (“0.050”, “0.125”) of the motor M corresponding to the lowest carrier frequency “5”.
  • a first portion a portion where the torque ratio of the motor M is equal to or greater than 0.050 and equal to or less than 0.750 where the optimum carrier frequency increases as the size increases.
  • the first portion includes “the torque ratio of the motor M is Even if it becomes large, the part where the optimum carrier frequency is substantially equal (the part where the torque ratio of the motor M is 0.050 or more and 0.125 or less, and the part where the torque ratio of the motor M is 0.250 or more and 0.625 or less) Part) "is included.
  • step S1411 the relationship derived in step S1411 is that the torque ratio of the motor M is the optimal carrier frequency (“20”, “20”) derived in step S1407. 30 ”and“ 40 ”), when the torque ratio of the motor M increases in a range where the torque ratio of the motor M corresponding to the lowest carrier frequency“ 20 ”is equal to or more than“ 0.250 ”, the optimum carrier frequency (A portion where the torque ratio of the motor M is 0.250 or more and 0.500 or less).
  • the control device If there is a range in which the torque of the motor M is equal to or less than the torque of the motor M corresponding to the lowest optimum carrier frequency among the plurality of optimum carrier frequencies specified as described above, the control device The relationship between the torque of the motor M and the optimum carrier frequency derived for each rotation speed of the motor M by 70 has a portion (second portion) where the carrier frequency decreases as the torque of the motor M increases.
  • the torque ratio corresponding to the lowest optimal carrier frequency is 0.250
  • the torque ratio corresponding to the lowest optimal carrier frequency is 0.250
  • the torque ratio changes from 0.125 to 0.250 in the range of 0.125 to 0.250, which is the range of the torque ratio of 0.250 or less, which is the torque ratio corresponding to the lowest optimum carrier frequency.
  • the optimal carrier frequency changes from 40 to 20 and decreases.
  • the relationship between the torque of the motor M derived by the control device 70 and the optimum carrier frequency is such a relationship.
  • step S1411 the relationship derived in step S1411 is that the torque ratio of the motor M is the optimal carrier frequency (“20”, “20”) derived in step S1407. 30 ”and“ 40 ”), when the torque ratio of the motor M increases in a range that is equal to or less than the torque ratio (“ 0.250 ”) of the motor M corresponding to the lowest carrier frequency“ 20 ”, the optimum carrier frequency (A portion where the torque ratio of the motor M is equal to or greater than 0.050 and equal to or less than 0.250).
  • the “second portion where the optimal carrier frequency decreases when the torque ratio of the motor M increases” may include “a portion where the optimal carrier frequency is substantially equal even when the torque ratio of the motor M increases”. .
  • the second portion (the portion where the torque ratio of the motor M is 0.050 or more and 0.250 or less) includes “the torque ratio of the motor M is Even if it increases, the portion where the optimum carrier frequency is substantially equal (the portion where the torque ratio of the motor M is equal to or greater than 0.050 and equal to or less than 0.125) is included.
  • the control device 70 determines the relationship between the torque of the motor M and the optimum carrier frequency (a set of the torque of the motor M and the optimum carrier frequency of the motor M) for each of all the candidates for the rotation speed of the motor M. From the above, it is possible to derive a table that stores the rotation speed of the motor M, the torque of the motor M, and the optimum carrier frequency in association with each other as the relationship between the torque of the motor M and the optimum carrier frequency for each rotation speed of the motor M. it can. The control device 70 also determines the relationship between the torque of the motor M and the optimal carrier frequency for each of all the candidates for the number of rotations of the motor M (a set of the torque of the motor M and the optimal carrier frequency of the motor M). Accordingly, an equation indicating the relationship between the torque of the motor M and the optimum carrier frequency can be derived for each rotation speed of the motor M by a known method such as the least square method. Then, the processing according to the flowchart in FIG. 14 ends.
  • the carrier frequency setting unit 75 determines the command value of the torque of the motor M and the command of the rotation speed of the motor M based on the relationship between the torque of the motor M and the optimum carrier frequency for each rotation speed of the motor M.
  • the optimum carrier frequency corresponding to the value is extracted as the carrier frequency in the inverter 50 (that is, the carrier frequency corresponding to the command value of the torque of the motor M and the command value of the rotation speed of the motor M is set based on the above-described relationship. Do).
  • the carrier frequency setting unit 75 In a range where the torque is equal to or higher than the torque of the motor M corresponding to the lowest optimum carrier frequency (20 kHz) (the torque ratio of the motor M is in a range of 0.250 to 0.500), when the torque of the motor M increases, the frequency increases from 20 kHz to 40 kHz. Is set as the carrier frequency in the inverter 50.
  • the carrier frequency setting unit 75 sets a range in which the torque of the motor M is equal to or less than the torque of the motor M corresponding to the lowest optimal carrier frequency (20 kHz) (the torque ratio of the motor M is in a range of 0.050 to 0.250).
  • the optimum carrier frequency which decreases from 40 kHz to 20 kHz when the torque of the motor M increases, is set as the carrier frequency in the inverter 50.
  • the table may not have the same value as the command value (the rotation speed and the torque of the motor M).
  • the carrier frequency setting unit 75 performs, for example, an interpolation process or an extrapolation process on the value stored in the table based on the command value, thereby obtaining the same value as the command value (for the motor M).
  • the optimum carrier frequency corresponding to the rotation speed and the torque) can be derived as the carrier frequency in the inverter 50.
  • the carrier wave generation section 72 generates a triangular wave of the carrier frequency set by the carrier frequency setting section 75 in this way.
  • the value of the optimum carrier frequency in the relationship between the torque of the motor M and the optimum carrier frequency for each rotation speed of the motor M is used as the carrier frequency applied to the inverter 50. Therefore, the relationship between the torque of the motor M and the optimum carrier frequency for each rotation speed of the motor M is the same as the relationship between the torque of the motor M and the carrier frequency applied to the inverter 50 for each rotation speed of the motor M.
  • the torque of the motor M is equal to or higher than the torque at which the optimum carrier frequency is the lowest.
  • the relationship between the torque of the motor M and the optimum carrier frequency is determined for each rotation speed of the motor M such that the optimum carrier frequency becomes substantially equal or higher when the torque of the motor M increases.
  • the carrier frequency can be set in consideration of the iron loss and the copper loss of the motor M and the switching loss in the inverter 50 so that the efficiency of the entire motor drive system is increased. Therefore, the motor M can be driven such that the total loss of the loss of the motor M and the loss of the inverter 50 is reduced.
  • the relationship between the torque of the motor M and the optimum carrier frequency is derived for each rotation speed of the motor M by performing actual measurement.
  • the relationship between the motor torque and the optimum carrier frequency does not necessarily need to be derived for each rotation speed of the motor M in this manner.
  • the overall loss of the motor drive system when the motor M is excited by the inverter 50 may be derived using numerical analysis.
  • the control device 70 derives the relationship between the torque of the motor M and the optimum carrier frequency for each rotation speed of the motor M.
  • the relationship between the torque of the motor M and the optimum carrier frequency may be derived for each rotation speed of the motor M by an information processing device different from the control device 70.
  • the control device 70 acquires the relationship between the torque of the motor M and the optimum carrier frequency derived for each rotation speed of the motor M in the information processing device.
  • the relationship between the torque of the motor M and the optimum carrier frequency may be stored inside the control device 70 for each rotation speed of the motor M, or may be stored outside the control device 70 for each rotation speed of the motor M. It may be stored.
  • the AC power supply 10 and the rectifier circuit 20 are used to generate input power to the inverter 50.
  • a DC power supply can be used as an alternative to the AC power supply 10 and the rectifier circuit 20.
  • the DC power supply may have a step-up / step-down function.
  • the DC power supply may have a power storage function and store regenerative power from the motor M.
  • the switching element forming the inverter 50 is a switching element formed using a wide band gap semiconductor
  • the switching element configuring the inverter 50 is a switching element configured using a semiconductor other than a wide band gap semiconductor (a semiconductor having a general band gap).
  • the present embodiment and the first embodiment mainly differ from each other mainly in the configuration due to the difference in the switching elements constituting the inverter 50. Therefore, in the description of the present embodiment, the same portions as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals as those in FIGS. 1 to 14, and the detailed description is omitted.
  • FIGS. 15A and 15B are diagrams showing, in the form of a table, loss measurement results when the rotation speed ratio of the motor M is 1.00.
  • FIGS. 15-1 (a), (b), FIGS. 15-2 (a), (b) show FIGS. 2-1 (a), (b), FIGS. 2-2 (a), (b), respectively.
  • FIG. 16 is a graph showing the relationship between the overall efficiency ratio and the carrier frequency shown in FIGS. 15-1 and 15-2 in a graph format.
  • FIG. 16 is a diagram corresponding to FIG.
  • FIGS. 17-1 and 17-2 are graphs showing the relationship between the total loss ratio and the carrier frequency shown in FIGS. 15-1 and 15-2.
  • FIGS. 17-1 (a), (b), (c), and FIGS. 17-2 (a), (b) show FIGS. 4-1 (a), (b), (c), and FIG. It is a figure corresponding to 2 (a) and (b).
  • FIGS. 18-1 to 18-3, FIGS. 21-1 to 21-3, and FIGS. 24-1 to 24-3 show that the rotational speed ratios of the motor M are 0.75, 0.50, 0. It is a figure which shows the measurement result of the loss at the time of 25 in a table form.
  • FIGS. 19, 22 and 25 show the overall efficiency ratios and carrier frequencies shown in FIGS. 18-1 to 18-3, FIGS. 21-1 to 21-3, and FIGS. 24-1 to 24-3, respectively.
  • FIG. 6 is a diagram showing a relationship in a graph format.
  • FIGS. 20-1 to 20-3, FIGS. 23-1 to 23-3, and FIGS. 26-1 to 26-3 correspond to FIGS. 18-1 to 18-3 and FIGS. 21-1 to 21, respectively.
  • FIG. 3B is a diagram showing, in a graph form, the relationship between the total loss ratio and the carrier frequency shown in FIGS. 24-1 to 24-3. 20-1 (a), (b), (c) to FIG. 20-3 (a), (b), (c), FIG. 23-1 (a), (b), (c) to FIG.
  • FIGS. 26-1 (a), (b), (c) to FIGS. 26-3 (a), (b), (c) 7-1 (a), (b), (c) to FIG. 7-3 (a), (b), (c), FIG. 10-1 (a), (b), (c) to FIG. 3 (a), (b), (c), and FIGS. 13-1 (a), (b), (c) to 13-3 (a), (b), (c). .
  • the inverter loss ratio becomes larger. This is because the switching loss of the switching element is smaller when a wide band gap semiconductor is used as the switching element than when a general semiconductor other than the wide band gap semiconductor is used as the switching element. This switching loss tends to increase as the carrier frequency increases.
  • the optimum carrier frequency becomes 5 kHz even when the rotation speed ratio and the torque ratio of the motor M are changed.
  • a semiconductor other than a wide bandgap semiconductor is used as a switching element, as described in the first embodiment, in a region where the carrier frequency is low, as the carrier frequency increases, the sum of the iron loss ratio and the copper loss ratio gradually increases. And then approach a certain value.
  • the loss (and the inverter loss ratio) of the inverter 50 increases as compared with the case where the wide bandgap semiconductor is used as the switching element.
  • the increase in the loss (and the inverter loss ratio) of the inverter 50 with respect to the increase in the carrier frequency also increases (the increase in the loss (and the inverter loss ratio) of the inverter 50 becomes sharper).
  • the optimum carrier frequency becomes substantially equal regardless of the rotation speed and torque of the motor M.
  • the intervals at which the torque ratio is changed are set in FIGS. 15-1 to 15-2, FIGS. 18-1 to 18-3, FIGS. 21-1 to 21-3, and FIGS. If the interval is smaller than the intervals shown in FIGS. 24-1 to 24-3, the optimum carrier frequency may increase or decrease due to measurement variation or the like. Therefore, it is not necessary to make the optimum carrier frequencies completely equal, but it is sufficient if they are made substantially equal.
  • the present inventor has found that when a general semiconductor other than the wide band gap semiconductor is used as the switching element of the inverter 50 as the switching element, the optimum carrier frequency is determined regardless of the rotation speed and the torque of the motor M. For the first time. Further, as described in the first embodiment, it has been confirmed that the efficiency of the entire motor drive system can be maximized (loss can be minimized) by making the same for the other motor M and the inverter 50.
  • the above-mentioned optimum carrier frequency can be derived, for example, by performing the processing of steps S1401 to S1408 and S1410 in the flowchart of FIG. If the optimum carrier frequency is (slightly) different according to the torque of the motor M, a representative value thereof (for example, an average value, a mode value, a median value, a minimum value, or a maximum value) is set as the optimum carrier frequency.
  • a representative value thereof for example, an average value, a mode value, a median value, a minimum value, or a maximum value
  • One may be derived for each rotation speed of M, or the relationship between the torque of the motor M and the optimum carrier frequency as described in the flow chart of FIG. The relationship that the carrier frequency becomes substantially the same value) may be derived for each rotation speed of the motor M.
  • the carrier frequency set by the carrier frequency setting unit 75 for each rotation speed of the motor M regardless of the rotation speed and torque of the motor M has substantially the same value (for example, the minimum of the optimum carrier frequency). Value which is almost the same as the value). That is, in the present embodiment, in the actual use process, the carrier frequency setting unit 75 converts the optimum carrier frequency into an inverter based on the relationship that the optimum carrier frequency becomes substantially equal regardless of the torque and the rotation speed of the motor M.
  • the carrier frequency at 50 is set for each rotation speed of the motor M.
  • the inverter 50 having the switching element configured using a semiconductor other than the wide band gap semiconductor when used as the inverter 50, the carrier frequency is substantially reduced regardless of the rotation speed and the torque of the motor M. Be equal. Therefore, the same effect as that described in the first embodiment can be obtained even if a switching element configured using a general semiconductor other than the wide band gap semiconductor is used. Also in the present embodiment, various modifications described in the first embodiment can be adopted.
  • the value of the rotation speed ratio of the motor M described above is merely an example, and the present invention is applicable to values other than the value of the rotation speed ratio of the motor M described above.
  • the configuration of the control device 70 in the embodiment of the present invention described above can be realized by a computer executing a program. Further, a computer-readable recording medium on which the program is recorded and a computer program product such as the program can also be applied as an embodiment of the present invention.
  • the recording medium for example, a flexible disk, a hard disk, an optical disk, a magneto-optical disk, a CD-ROM, a magnetic tape, a nonvolatile memory card, a ROM, and the like can be used.
  • the embodiments of the present invention described above are merely examples of specific embodiments for carrying out the present invention, and the technical scope of the present invention should not be interpreted in a limited manner. Things. That is, the present invention can be implemented in various forms without departing from the technical idea or the main features.

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Abstract

モータの損失とインバータの損失との合計の損失が小さくなるようにモータを駆動できるようにする。合計の損失が最小となる最適キャリア周波数と、モータＭのトルクとの関係において、最適キャリア周波数の最低値を導出し、最低の最適キャリア周波数に対応するモータＭのトルク以下となる範囲では、モータＭのトルクが大きくなると、キャリア周波数が、略同じまたは小さくなる部分を有し、最低の最適キャリア周波数に対応するモータＭのトルク以上となる範囲では、モータＭのトルクが大きくなると、キャリア周波数が、略同じまたは大きくなる部分を有するように、モータＭのトルクと、キャリア周波数との関係を定める。

Description

キャリア周波数設定方法、モータ駆動システムおよびキャリア周波数設定装置
　本発明は、キャリア周波数設定方法、モータ駆動システムおよびキャリア周波数設定装置に関し、特に、インバータを用いてモータを駆動するために用いて好適なものである。
　本願は、２０１８年７月２日に、日本に出願された特願２０１８－１２６０６６号に基づき優先権を主張し、その内容をここに援用する。
　電車、ハイブリッド自動車、家電製品等のモータを駆動する電源装置として、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御方式のインバータが用いられている。かかるインバータは、キャリア波（例えば三角波）と電圧指令信号との比較によりパルス信号の幅（パルスをオンする時間）を決定し、生成されたパルス信号に応じてスイッチング素子（例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor））をオン・オフすることにより、入力した直流電力を、モータの駆動に必要な周波数を有する交流電力に変換してモータに供給する。モータを駆動する際には、モータの損失を低減すると共に、インバータ内の損失も低減し、モータ駆動システム全体として高効率化を実現する必要がある。
　特許文献１には、モータとインバータの合計損失が最小となるＰＷＭ制御のキャリア周波数（キャリア波の周波数）とモータの電気角周波数との関係を設定したテーブルデータを用意し、モータの電気角周波数の検出値に対応するＰＷＭ制御のキャリア周波数でインバータを運転してモータを駆動することが開示されている。
　特許文献２、３には、モータの回転数とトルクに応じてキャリア周波数を設定することが記載されている。
　具体的に特許文献２では、モータの回転数が低く、且つ、モータのトルクが大きい第１の領域では、最も低い第１の周波数にキャリア周波数を設定する。また、モータの回転数が第１の領域で設定されている回転数よりも高く、且つ、モータのトルクが第１の領域で設定されているトルクと同程度である第２の領域では、第１の周波数よりも高い第２の周波数にキャリア周波数を設定する。また、モータの回転数が第１の領域および第２の領域で設定されている回転数よりも高く、且つ、モータのトルクが第１の領域および第２の領域で設定されているトルクよりも低い第２のトルクになる第３の領域では、最も高い第３の周波数にキャリア周波数を設定する。
　また、特許文献３では、モータの回転数が低く、且つ、モータのトルクが小さい領域では、低いキャリア周波数を設定し、モータの回転数が高くなるに従ってキャリア周波数を高く設定する。特許文献３では、低回転域における非小トルク領域のキャリア周波数を低くすることが有効であるとされている。
特開２００７－２８２２９８号公報 特開２００８－２２６７１号公報 特開２００９－１７１７６８号公報
　しかしながら、特許文献１に記載の技術では、モータのトルクが変動する場合のキャリア周波数についての言及がない。また、特許文献２、３に記載の技術では、モータのトルクが大きいときにキャリア周波数を低くするようにしている。特許文献２では、トルクが大きくなるほどモータの駆動電流が増加して電流損失が大きくなるため、キャリア周波数を低下させることによって電流損失を低減させるとしている。特許文献３では、トルクが大きいほど電流は大きいのでスイッチング素子のオン損失が大きくなり、大トルク領域ではインバータの損失が増大し、また、モータの回転数が低いほど各相アームに集中して流れる電流量が多くなることから、低回転且つ非小トルクの領域のキャリア周波数を低く設定するとしている。このような知見にとらわれずに本発明者が、モータのトルクと、モータの損失とインバータの損失との合計の損失との関係をモータの回転数毎に調査したところ、特許文献２、３に記載の手法でキャリア周波数を設定すると、モータの損失とインバータの損失との合計の損失から算出した総合効率の観点から、好ましくない場合があることが判明した。
　本発明は、以上のような問題点に鑑みてなされたものであり、モータの損失とインバータの損失との合計の損失が小さくなるようにモータを駆動できるようにすることを目的とする。
　本発明のキャリア周波数設定方法は、モータを駆動するためのインバータにおけるキャリア周波数を設定するキャリア周波数設定方法であって、前記インバータを用いて前記モータを駆動させた場合の前記インバータの損失と前記モータの損失との和である総合損失を導出することを、前記モータに生じるトルクと前記モータの回転数と前記インバータにおけるキャリア周波数とのそれぞれを異ならせて行う損失導出工程と、前記損失導出工程により導出された前記総合損失に基づいて、複数のトルクおよび複数の回転数の組み合わせのそれぞれにおいて、前記総合損失が最小になるときのキャリア周波数を最適キャリア周波数として導出するキャリア周波数導出工程と、前記キャリア周波数導出工程により導出された前記最適キャリア周波数に基づいて、前記モータのトルクと前記最適キャリア周波数との関係を、前記モータの回転数毎に導出する関係導出工程と、前記関係導出工程により前記モータの回転数毎に導出された関係を記憶する関係記憶工程と、前記関係記憶工程により前記関係が記憶された後、前記モータを駆動する際に、前記モータのトルクの指令値および前記モータの回転数の指令値に応じたキャリア周波数を、当該関係に基づいて設定するキャリア周波数設定工程と、を有することを特徴とする。
　本発明のモータ駆動システムの第１の例は、インバータと、前記インバータから交流電力の供給を受けて駆動されるモータと、前記インバータの動作を制御する制御装置とを有するモータ駆動システムであって、前記インバータは、ワイドバンドギャップ半導体を用いて構成されたスイッチング素子を有し、前記制御装置は、前記モータの回転数毎に導出される前記モータのトルクと前記インバータにおけるキャリア周波数との関係に基づいて、前記インバータのキャリア周波数を設定するキャリア周波数設定手段を有し、前記モータの回転数毎に導出される前記モータのトルクとキャリア周波数との関係は、前記モータのトルクが大きくなると、キャリア周波数が高くなる部分を有することを特徴とする。
　本発明のモータ駆動システムの第２の例は、インバータと、前記インバータから交流電力の供給を受けて駆動されるモータと、前記インバータの動作を制御する制御装置とを有するモータ駆動システムであって、前記インバータは、ワイドバンドギャップ半導体以外の半導体を用いて構成されたスイッチング素子を有し、前記制御装置は、前記モータの回転数毎に導出される前記モータのトルクと前記インバータにおけるキャリア周波数との関係に基づいて、前記インバータのキャリア周波数を設定するキャリア周波数設定手段を有し、前記モータの回転数毎に導出される前記モータのトルクとキャリア周波数との関係は、前記モータのトルクに関わらず、キャリア周波数が略同等の値であることを特徴とする。
　本発明のキャリア周波数設定装置は、モータを駆動するためのインバータのキャリア周波数を設定するキャリア周波数設定装置であって、前記キャリア周波数設定装置は、前記モータのトルクと、前記インバータの損失と前記モータの損失との和である総合損失が最小になるときのキャリア周波数である最適キャリア周波数との関係として、前記インバータが、ワイドバンドギャップ半導体を用いて構成されたスイッチング素子を有する場合に、前記モータのトルクが、前記最適キャリア周波数が最低値となるキャリア周波数に対応する前記モータのトルク以上となる範囲において、前記モータのトルクが大きくなると、前記最適キャリア周波数が高くなる部分を有し、前記モータのトルクが、前記最適キャリア周波数が最低値となるキャリア周波数に対応する前記モータのトルク以下となる範囲において、前記モータのトルクが大きくなると、前記最適キャリア周波数が低くなる部分を更に有する関係を、前記モータの回転数毎に導出し、前記インバータが、前記ワイドバンドギャップ半導体以外の半導体を用いて構成された前記スイッチング素子を有する場合に、前記モータのトルクに関わらず、前記最適キャリア周波数が略一定値である関係を、前記モータの回転数毎に導出し、前記モータのトルクと前記最適キャリア周波数との関係に基づいて、前記インバータのキャリア周波数を設定することを特徴とする。
　本発明によれば、モータの損失とインバータの損失との合計の損失が小さくなるようにモータを駆動することができる。
モータ駆動システムの概略構成の一例を示す図である。 第１の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が１．００のときの損失の測定結果を表形式で示す第１の図である。 第１の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が１．００のときの損失の測定結果を表形式で示す第２の図である。 第１の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が１．００のときの総合効率比率とキャリア周波数との関係をグラフ形式で示す図である。 第１の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が１．００のときの総合損失比率とキャリア周波数との関係をグラフ形式で示す第１の図である。 第１の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が１．００のときの総合損失比率とキャリア周波数との関係をグラフ形式で示す第２の図である。 第１の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が０．７５のときの損失の測定結果を表形式で示す第１の図である。 第１の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が０．７５のときの損失の測定結果を表形式で示す第２の図である。 第１の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が０．７５のときの損失の測定結果を表形式で示す第３の図である。 第１の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が０．７５のときの総合効率比率とキャリア周波数との関係をグラフ形式で示す図である。 第１の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が０．７５のときの総合損失比率とキャリア周波数との関係をグラフ形式で示す第１の図である。 第１の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が０．７５のときの総合損失比率とキャリア周波数との関係をグラフ形式で示す第２の図である。 第１の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が０．７５のときの総合損失比率とキャリア周波数との関係をグラフ形式で示す第３の図である。 第１の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が０．５０のときの損失の測定結果を表形式で示す第１の図である。 第１の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が０．５０のときの損失の測定結果を表形式で示す第２の図である。 第１の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が０．５０のときの損失の測定結果を表形式で示す第３の図である。 第１の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が０．５０のときの総合効率比率とキャリア周波数との関係をグラフ形式で示す図である。 第１の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が０．５０のときの総合損失比率とキャリア周波数との関係をグラフ形式で示す第１の図である。 第１の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が０．５０のときの総合損失比率とキャリア周波数との関係をグラフ形式で示す第２の図である。 第１の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が０．５０のときの総合損失比率とキャリア周波数との関係をグラフ形式で示す第３の図である。 第１の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が０．２５のときの損失の測定結果を表形式で示す第１の図である。 第１の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が０．２５のときの損失の測定結果を表形式で示す第２の図である。 第１の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が０．２５のときの損失の測定結果を表形式で示す第３の図である。 第１の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が０．２５のときの総合効率比率とキャリア周波数との関係をグラフ形式で示す図である。 第１の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が０．２５のときの総合損失比率とキャリア周波数との関係をグラフ形式で示す第１の図である。 第１の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が０．２５のときの総合損失比率とキャリア周波数との関係をグラフ形式で示す第２の図である。 第１の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が０．２５のときの総合損失比率とキャリア周波数との関係をグラフ形式で示す第３の図である。 モータＭのトルクとキャリア周波数との関係をモータＭの回転数毎に導出する方法の一例を説明するフローチャートである。 第２の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が１．００のときの損失の測定結果を表形式で示す第１の図である。 第２の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が１．００のときの損失の測定結果を表形式で示す第２の図である。 第２の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が１．００のときの総合効率比率とキャリア周波数との関係をグラフ形式で示す図である。 第２の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が１．００のときの総合損失比率とキャリア周波数との関係をグラフ形式で示す第１の図である。 第２の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が１．００のときの総合損失比率とキャリア周波数との関係をグラフ形式で示す第２の図である。 第２の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が０．７５のときの損失の測定結果を表形式で示す第１の図である。 第２の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が０．７５のときの損失の測定結果を表形式で示す第２の図である。 第２の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が０．７５のときの損失の測定結果を表形式で示す第３の図である。 第２の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が０．７５のときの総合効率比率とキャリア周波数との関係をグラフ形式で示す図である。 第２の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が０．７５のときの総合損失比率とキャリア周波数との関係をグラフ形式で示す第１の図である。 第２の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が０．７５のときの総合損失比率とキャリア周波数との関係をグラフ形式で示す第２の図である。 第２の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が０．７５のときの総合損失比率とキャリア周波数との関係をグラフ形式で示す第３の図である。 第２の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が０．５０のときの損失の測定結果を表形式で示す第１の図である。 第２の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が０．５０のときの損失の測定結果を表形式で示す第２の図である。 第２の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が０．５０のときの損失の測定結果を表形式で示す第３の図である。 第２の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が０．５０のときの総合効率比率とキャリア周波数との関係をグラフ形式で示す図である。 第２の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が０．５０のときの総合損失比率とキャリア周波数との関係をグラフ形式で示す第１の図である。 第２の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が０．５０のときの総合損失比率とキャリア周波数との関係をグラフ形式で示す第２の図である。 第２の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が０．５０のときの総合損失比率とキャリア周波数との関係をグラフ形式で示す第３の図である。 第２の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が０．２５のときの損失の測定結果を表形式で示す第１の図である。 第２の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が０．２５のときの損失の測定結果を表形式で示す第２の図である。 第２の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が０．２５のときの損失の測定結果を表形式で示す第３の図である。 第２の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が０．２５のときの総合効率比率とキャリア周波数との関係をグラフ形式で示す図である。 第２の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が０．２５のときの総合損失比率とキャリア周波数との関係をグラフ形式で示す第１の図である。 第２の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が０．２５のときの総合損失比率とキャリア周波数との関係をグラフ形式で示す第２の図である。 第２の実施形態を示す図であり、モータの回転数比率が０．２５のときの総合損失比率とキャリア周波数との関係をグラフ形式で示す第３の図である。
　以下、図面を参照しながら、本発明の実施形態を説明する。
（第１の実施形態）
　まず、第１の実施形態を説明する。
　図１は、モータ駆動システムの概略構成の一例を示す図である。
　本実施形態では、モータＭが、回転子に永久磁石が内蔵されたＩＰＭＳＭ（Interior Permanent Magnet Synchronous Motor、永久磁石埋込型同期電動機）である場合を例に挙げて説明する。
　図１において、このようなモータＭを駆動するためのモータ駆動システムは、交流電源１０と、整流回路２０と、電解コンデンサ３０と、電圧センサ４０と、インバータ５０と、電流センサ６１～６３と、インバータ５０の動作を制御する制御装置７０と、を有する。
　交流電源１０は、商用周波数（５０Ｈｚ／６０Ｈｚ）の交流電力を供給するものである。
　整流回路２０は、例えば４つのダイオードで構成された全波整流回路であり、交流電力を直流電力に変換するものである。
　電解コンデンサ３０は、整流回路２０から出力された直流電力の脈流を除去するものである。
　電圧センサ４０は、インバータ５０に入力される直流の入力電圧Ｖｉを測定するものである。
　インバータ５０は、例えば、三相フルブリッジを構成する６つのスイッチング素子を備えた回路である。インバータ５０は、制御装置７０から出力され、スイッチング素子に入力されるＰＷＭ信号Ｓに基づいて、スイッチング素子をオン・オフすることにより、入力した直流電力を、モータＭを駆動するために必要な周波数を有する交流電力に変換し、モータＭに出力（供給）する。本実施形態では、スイッチング素子が、ワイドバンドギャップ半導体（ＳｉＣ、ＧａＮ等）を用いて構成されるスイッチング素子である場合を例に挙げて説明する。
　電流センサ６１～６３は、例えばＣＴ（Current Transformer）であり、モータＭの各相ｕ、ｖ、ｗの巻線に流れる交流のモータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを測定するものである。
　制御装置７０は、印加電圧演算部７１と、キャリア波発生部７２と、比較部７３と、ＰＷＭ信号出力部７４と、キャリア周波数設定装置７Ａと、を有する。制御装置７０は、例えば、マイクロコンピュータや演算回路を用いることにより実現することができる。また、制御装置７０は、例えば、ベクトル制御によりモータＭの動作を制御することができる。キャリア周波数に関する構成以外については、公知の技術で実現することができるので、ここでは、その詳細な説明を省略する。
　印加電圧演算部７１は、外部から入力する速度指令値（モータＭの回転数の指令値）と、同じく外部から入力するトルク指令値（モータＭのトルクの指令値）と、電圧センサ４０で測定された入力電圧Ｖｉと、電流センサ６１～６３で測定されたモータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗとを入力し、これらに基づいて、モータＭの各相に印加する電圧を演算し、その電圧を示す電圧指令信号を生成する。キャリア周波数設定装置７Ａは、キャリア周波数設定部７５を有する。
　キャリア波発生部７２は、ＰＷＭ制御におけるキャリア波（ＰＷＭ信号Ｓの生成に用いられるキャリア波）を発生する。本実施形態では、キャリア波が三角波である場合を例に挙げて説明する。
　比較部７３は、印加電圧演算部７１で生成された電圧指令信号と、キャリア波発生部７２で発生した三角波（キャリア波）とを比較する。
　ＰＷＭ信号出力部７４は、比較部７３における比較の結果に応じたパルス信号をＰＷＭ信号Ｓとしてインバータ５０に出力する。前述したように、インバータ５０は、このＰＷＭ信号Ｓに基づいてスイッチング素子をオン・オフして、入力した直流電力を交流電力に変換し、モータＭに出力する。
　キャリア周波数設定部７５は、キャリア波の周波数であるキャリア周波数（インバータ５０のキャリア周波数）を設定する。キャリア波発生部７２は、キャリア周波数設定部７５により設定されたキャリア周波数の三角波を発生させる。本実施形態では、キャリア周波数設定部７５は、モータＭの回転数の指令値およびモータＭのトルクの指令値に応じたキャリア周波数を設定する。
　発明が解決しようとする課題の欄で説明したように、特許文献２、３では、モータのトルクが小さいときにキャリア周波数を高く（モータのトルクが大きいときにキャリア周波数を低く）するが、このようにすることが好ましくない場合もある。その実証のため、本発明者は、モータ駆動システムの総合効率として、モータの損失とインバータの損失との合計の損失から算出した総高効率の観点から、高効率のモータ駆動システムとするためのキャリア周波数を調査した。その結果について、以下に説明する。
　ここで、モータ駆動システムの総合効率は、モータＭの出力（＝トルク×回転数）を、インバータ５０への入力電力で除算した値とする（総合効率＝出力÷入力電力）。
　インバータ５０への入力電力からモータＭの出力を減算した値が、モータ駆動システムで失われるエネルギー（損失）である。ここでは、この損失が、モータＭの損失とインバータ５０の損失との和に等しいものとして、損失の内訳を検討した。モータＭの損失には鉄損および銅損の他に、機械損、風損、および軸受損等が含まれる。しかしながら、モータＭの形状が同一で、回転数が同一であれば、インバータ５０の動作が変更されても、これらの損失（機械損、風損、および軸受損等）は一定であると見なせる。従って、以下で示す鉄損は、これらの損失を含めたものとする。このようにしても、同一回転数であれば、モータＭの損失の中に、これらの損失（機械損、風損、および軸受損等）が一定量含まれるものの、モータＭのトルクの変化に対する、モータ駆動システムの損失の増減の傾向を検証するのに支障をきたさないと考えられる。そこで、ここでは、モータＭの損失が鉄損（ただし、機械損、風損、および軸受損等を含めた損失）および銅損からなるものとした。また、ここでは、キャリア周波数の範囲を５ｋＨｚ～５０ｋＨｚとした。
　前述したように本実施形態では、評価対象のモータＭは、ＩＰＭＳＭである。モータＭの基本仕様は以下の通りである。また、インバータ５０のスイッチング素子を構成する半導体素子として、ワイドバンドギャップ半導体素子の一つであるＳｉＣ半導体素子を用いた。
・相数；３
・極数；１２
・固定子外径；１３５ｍｍ
・固定子内径；８７ｍｍ
・固定子スロット数；１８（集中巻）
・固定子（コア）材質；無方向性電磁鋼板（３５Ａ３００）
・回転子外径；８５ｍｍ
・回転子（コア）積厚；３０ｍｍ
・ロータ内の永久磁石の残留磁束密度１．１Ｔ
　図２－１～図２－２は、モータＭの回転数比率が１．００のときの損失の測定結果を表形式で示す図である。回転数比率は、モータＭの最大回転数に対する測定時の回転数の比率である。回転数比率が１．００であることは、最大回転数と同じ回転数で測定したことを示す。図２－１（ａ）、図２－１（ｂ）、図２－１（ｃ）、図２－２（ａ）、図２－２（ｂ）は、それぞれ、トルク比率が０．０５、０．１２５、０．２５、０．３７５、０．５のときの測定結果を示す。トルク比率は、モータＭの最大トルクに対する測定時のトルクの比である。トルク比率が０．５であることは、最大トルクの５０％のトルクで測定したことを示す。ここで、モータＭの最大回転数および最大トルクは、モータＭの用途に応じて適宜設計、決定するものである。
　図２－１および図２－２において、ｆcは、キャリア周波数を示す。ここで、インバータ５０の入力電力に対するモータＭの出力電力の比を総合効率と称する。図２－１および図２－２において、総合効率が最も高かったのは、トルク比率が０．５、キャリア周波数ｆcが４０ｋＨｚのときである（図２－２（ｂ）のｆc＝４０ｋＨｚ）。図２－１および図２－２において、総合効率比率は、同一の回転数比率の中で最大の総合効率に対する、各キャリア周波数ｆcでの総合効率の比である。
　また、モータＭの銅損および鉄損とインバータ５０の損失との和を総合損失と称する。図２－１および図２－２において、総合損失比率は、同一の回転数比率および同一のトルク比率の中でキャリア周波数ｆcが最低（ここでは５ｋＨｚ）のときの総合損失に対する、各キャリア周波数ｆcでの総合損失の比である。
　また、図２－１および図２－２において、銅損比率は、同一の回転数比率および同一のトルク比率の中でキャリア周波数ｆcが最低（ここでは５ｋＨｚ）のときの総合損失に対する、各キャリア周波数ｆcでのモータＭの銅損の比である。鉄損比率は、同一の回転数比率および同一のトルク比率の中でキャリア周波数ｆcが最低（ここでは５ｋＨｚ）のときの総合損失に対する、各キャリア周波数ｆcでのモータＭの鉄損の比である。インバータ損比率は、同一の回転数比率および同一のトルク比率の中でキャリア周波数ｆcが最低（ここでは５ｋＨｚ）のときの総合損失に対する、各キャリア周波数ｆcでのインバータ５０の損失の比である。
　図３は、図２－１および図２－２に示す総合効率比率とキャリア周波数との関係をグラフ形式で示す図である。
　図２－１、図２－２、および図３に示すように、トルク比率が相対的に小さい条件（トルク比率が０．０５、０．１２５）では、キャリア周波数が４０ｋＨｚのときに総合効率比率が最も大きくなった。これに対し、トルク比率が０．２５の条件では、キャリア周波数が２０ｋＨｚのときに総合効率比率が最も大きくなった。トルク比率が更に大きい条件（トルク比率が０．３７５、０．５）では、それぞれ、キャリア周波数が３０ｋＨｚ、４０ｋＨｚのときに総合効率比率が最も大きくなり、トルク比率が大きくなるほど、総合効率比率が最大になるキャリア周波数が高くなる。以下の説明では、同一のトルク比率の中で総合効率が最大（総合損失が最小）になるキャリア周波数を必要に応じて最適キャリア周波数と称する。尚、図２－２（ｂ）において、キャリア周波数が３０ｋＨｚ、４０ｋＨｚのときの総合効率比率は共に１．０００であるが、小数点第４位以降まで計算すると、キャリア周波数が４０ｋＨｚのときの総合効率比率（１．００００）の方が、キャリア周波数が３０ｋＨｚのときの総合効率比率（０．９９９７）よりも大きくなった。
　以上のように、モータＭの回転数比率が１．００のときには、最適キャリア周波数と、モータＭのトルクとの関係において、最適キャリア周波数には最低値が存在することが分かる。さらに、最低値のキャリア周波数に対応するトルクの範囲は一つのみ（トルク比率０．２５０のみ）であることが分かる。そして、モータＭのトルクが、最低の最適キャリア周波数に対応するモータＭのトルク以上となる範囲では、モータＭのトルクが大きくなると、最適キャリア周波数は、同じまたは高くなることが分かる。一方、モータＭのトルクが、最低の最適キャリア周波数に対応するモータＭのトルク以下となる範囲では、モータＭのトルクが大きくなると、最適キャリア周波数は、同じまたは低くなることが分かる。前述したように、特許文献２、３に記載の技術では、モータＭのトルクが大きくなるとキャリア周波数を低くしている。これに対し、本発明者は、モータの回転数毎に導出される最適キャリア周波数とモータＭのトルクとの関係において、最適キャリア周波数には最低値が存在し、最低の最適キャリア周波数に対応するモータＭのトルク以上となる範囲では、モータＭのトルクが大きくなると、最適キャリア周波数が、同じまたは高くなるようにする必要があること、さらに、最低の最適キャリア周波数に対応するモータＭのトルク以下となる範囲では、モータＭのトルクが大きくなると、キャリア周波数が、同じまたは低くなるようにすることで、モータ駆動システムの全体の効率を向上することができるという知見を初めて見出した。
　そこで、本発明者は、モータＭのトルクが大きい条件においてキャリア周波数を高くする方が、モータ駆動システムの効率を向上することができる要因について検討した。
　図４－１および図４－２は、図２－１および図２－２に示す総合損失比率とキャリア周波数との関係をグラフ形式で示す図である。図４－１（ａ）、図４－１（ｂ）、図４－１（ｃ）、図４－２（ａ）、図４－２（ｂ）は、それぞれ、トルク比率が、０．０５、０．１２５、０．２５、０．３７５、０．５（図２－１（ａ）、図２－１（ｂ）、図２－１（ｃ）、図２－２（ａ）、図２－２（ｂ））のときの結果を示す。
　図４－１（ａ）および図４－１（ｂ）に示すように、トルク比率が０．０５、０．１２５の条件（以下、低負荷条件と称する）では、総合損失に対するモータＭの鉄損の比率が大きい。このため、キャリア周波数を高くすることで、モータＭの鉄損を低減することができる。一方、キャリア周波数を高くするとインバータ５０の損失が大きくなる。また、鉄損比率と銅損比率の和は、キャリア周波数が高くなると、徐々に小さくなりながら一定の値に近づく。以上のようなモータＭの損失の低下と、インバータ５０の損失の増加との兼ね合いで、総合損失が最小となるキャリア周波数が定まる。このため、トルク比率が０．０５、０．１２５では、最適キャリア周波数が４０ｋＨｚになったと考えられる。
　次に、図４－１（ｃ）に示すように、トルク比率が０．２５の条件（以下、中負荷条件と称する）では、図４－１（ａ）および図４－２（ｂ）に示す低負荷条件のときよりも、総合損失に対するモータＭの銅損の比率が大きくなる。また、低負荷条件のときと同様に、鉄損比率と銅損比率の和は、キャリア周波数が高くなると、徐々に小さくなりながら一定の値に近づくが、鉄損比率と銅損比率の和が略一定になるキャリア周波数は２０ｋＨｚであり、低負荷条件のときよりも低くなる。また、低負荷条件のときと同様に、キャリア周波数を高くすると、インバータ５０の損失が大きくなる。ただし、キャリア周波数が２０ｋＨｚ以上になると、低負荷条件（におけるキャリア周波数が４０ｋＨｚ以上のとき）よりも、キャリア周波数の増加に対するインバータ５０の損失の増加量が大きくなる（インバータ５０の損失の増え方が急になる）。以上のようなモータＭの損失の低下と、インバータ５０の損失の増加との兼ね合いで、総合損失が最小となるキャリア周波数が定まり、当該キャリア周波数は、低負荷条件のときよりも低くなる。このため、トルク比率が０．２５では、最適キャリア周波数が２０ｋＨｚになったと考えられる。
　次に、図４－２（ａ）および図４－２（ｂ）に示すように、トルク比率が０．３７５、０．５の条件（以下、高負荷条件と称する）では、図４－１（ｃ）に示す中負荷条件のときよりも、総合損失に対するモータＭの銅損の比率が大きくなる。また、高負荷条件でも、低負荷条件および中負荷条件のときと同様に、キャリア周波数が高くなると、鉄損比率と銅損比率の和は、徐々に小さくなりながら一定の値に近づくのに対し、インバータ損比率は、増加する。また、モータＭのトルクが大きくほど、各キャリア周波数におけるインバータ損比率は大きくなる。
　モータＭのトルクが大きくなると（すなわち、高負荷になると）当該トルクを発生させるために必要なモータ電流が大きくなる。したがって、ＰＷＭ制御により高精度に波形制御をするために、より高いキャリア周波数が必要になる。すなわち、高負荷条件では、モータ電流が大きくなることによりモータＭの銅損は中負荷条件に比べて大きくなり、また、キャリア周波数が低い条件では、磁束密度の波形が歪み、高調波成分が多く発生するため、モータＭの鉄損は中負荷条件に比べて増大する。
　以上のようなモータＭの損失の低下と、インバータ５０の損失の増加との兼ね合いで、総合損失が最小となるキャリア周波数が定まり、当該キャリア周波数は、中負荷条件のときよりも高くなる。また、当該キャリア周波数は、モータＭのトルクが大きくなるにつれて高くなる。このため、トルク比率が０．３７５、０．５では、最適キャリア周波数が、それぞれ、３０ｋＨｚ、４０ｋＨｚになったと考えられる。
　以上のように、モータＭの回転数比率が１．００の場合においては、モータＭのトルクが、最低の最適キャリア周波数に対応するモータＭのトルク以下となる範囲では、モータＭのトルクが大きくなると、最適キャリア周波数が、同じまたは低くなるようにし、モータＭのトルクが、最低の最適キャリア周波数に対応するモータＭのトルク以上となる範囲では、モータＭのトルクが大きくなると、最適キャリア周波数が、同じまたは高くなるようにすることにより、モータ駆動システム全体の効率を最大化（損失を最小化）することができる。
　次に、本発明者は、モータＭの回転数に関わらず、最適キャリア周波数と、モータＭのトルクとの関係において、最適キャリア周波数には最低値が存在し、最低の最適キャリア周波数に対応するモータＭのトルク以上となる範囲では、モータＭのトルクが大きくなると、最適キャリア周波数が、同じまたは高くなるようにする必要があることを確認した。このことを図５－１～図１３－３に示す。図５－１～図５－３、図８－１～図８－３、および図１１－１～図１１－３の表の項目の内容は、図２－１および図２－２に示す表の項目の内容と同じである。
　「図５－１～図５－３」、「図８－１～図８－３」、「図１１－１～図１１－３」は、それぞれ、モータＭの回転数比率が０．７５、０．５０、０．２５のときの損失の測定結果を表形式で示す図である。「図５－１（ａ）・図８－１（ａ）・図１１－１（ａ）」、「図５－１（ｂ）・図８－１（ｂ）・図１１－１（ｂ）」、「図５－１（ｃ）・図８－１（ｃ）・図１１－１（ｃ）」、「図５－２（ａ）・図８－２（ａ）・図１１－２（ａ）」、「図５－２（ｂ）・図８－２（ｂ）・図１１－２（ｂ）」、「図５－２（ｃ）・図８－２（ｃ）・図１１－２（ｃ）」、「図５－３（ａ）・図８－３（ａ）・図１１－３（ａ）」、「図５－３（ｂ）・図８－３（ｂ）・図１１－３（ｂ）」、「図５－３（ｃ）・図８－３（ｃ）・図１１－３（ｃ）」は、それぞれ、トルク比率が０．０５、０．１２５、０．２５、０．３７５、０．５、０．６２５、０．７５、０．８７５、１．０のときの測定結果を示す。尚、モータＭの回転数比率が０．７５以下においては、モータＭのトルクを最大トルクまで与えることができた。
　また、図６、図９、図１２は、それぞれ、図５－１～図５－３、図８－１～図８－３、図１１－１～図１１－３に示す総合効率比率とキャリア周波数との関係をグラフ形式で示す図である。図６（ｂ）は、図６（ａ）の総合効率比率が０．９８０～１．００５の領域を拡大して示す図である。図９（ｂ）は、図９（ａ）の総合効率比率が０．９５～１．０１の領域を拡大して示す図である。図１２（ｂ）は、図１２（ａ）の総合効率比率が０．９０～１．００の領域を拡大して示す図である。
　図７－１～図７－３、図１０－１～図１０－３、図１３－１～図１３－３は、それぞれ、図５－１～図５－３、図８－１～図８－３、図１１－１～図１１－３に示す総合損失比率とキャリア周波数との関係をグラフ形式で示す図である。「図７－１（ａ）・図１０－１（ａ）、図１３－１（ａ）」、「図７－１（ｂ）・図１０－１（ｂ）、図１３－１（ｂ）」、「図７－１（ｃ）・図１０－１（ｃ）、図１３－１（ｃ）」、「図７－２（ａ）・図１０－２（ａ）、図１３－２（ａ）」、「図７－２（ｂ）・図１０－２（ｂ）、図１３－２（ｂ）」、「図７－２（ｃ）・図１０－２（ｃ）、図１３－２（ｃ）」、「図７－３（ａ）・図１０－３（ａ）、図１３－３（ａ）」、「図７－３（ｂ）・図１０－３（ｂ）、図１３－３（ｂ）」、「図７－３（ｃ）・図１０－３（ｃ）、図１３－３（ｃ）」は、それぞれ、トルク比率が、０．０５、０．１２５、０．２５、０．３７５、０．５、０．６２５、０．７５、０．８７５．１．０のときの結果を示す。
　図５－１～図１３－３に示すように、モータＭの回転数比率が０．２５、０．５０、および０．７５であるときにも、１．００のときと同様に、最適キャリア周波数と、モータＭのトルクとの関係において、最適キャリア周波数には最低値が存在し、モータＭのトルクが、最低の最適キャリア周波数に対応するモータＭのトルク以上となる範囲では、モータＭのトルクが大きくなると、最適キャリア周波数は、同じまたは高くなることが分かる。尚、図５－２（ｂ）において、キャリア周波数が１０ｋＨｚ、１５ｋＨｚのときの総合効率比率は共に０．９９９であるが、小数点第４位以降まで計算すると、キャリア周波数が１０ｋＨｚのときの総合効率比率の方が、キャリア周波数が１５ｋＨｚのときの総合効率比率よりも大きくなった。また、図５－３（ｂ）、（ｃ）において、キャリア周波数が１０ｋＨｚ、１５ｋＨｚのときの総合効率比率は、それぞれ、０．９９５、０．９９１であるが、小数点第４位以降まで計算すると、キャリア周波数が１５ｋＨｚのときの総合効率比率の方が、キャリア周波数が１０ｋＨｚのときの総合効率比率よりも大きくなった。また、図８－１（ｃ）、図１１－２（ｃ）において、キャリア周波数が５ｋＨｚ、１０ｋＨｚのときの総合効率比率は、それぞれ、０．９７７、０．９８３であるが、小数点第４位以降まで計算すると、キャリア周波数が１０ｋＨｚのときの総合効率比率の方が、キャリア周波数が５ｋＨｚのときの総合効率比率よりも大きくなった。
　モータＭの回転数比率が０．２５、０．５０、および０．７５のときには、モータＭの回転数比率が１．００のときに比べて、励磁基本周波数が低いため、キャリア周波数を高くすることによる、銅損割合と鉄損割合との和の低減効果は小さくなる（一部、測定のバラツキ等の影響で、キャリア周波数が高くなるに従って銅損割合と鉄損割合との和は大きくなっている）。このため、モータＭの回転数比率が０．２５、０．５０、および０．７５のときには、モータＭの回転数比率が１．００のときのように、モータＭのトルクが、最低の最適キャリア周波数に対応するモータＭのトルクよりも小さい範囲がなく、モータＭのトルクが大きくなると、最適キャリア周波数が、同じまたは高くなるようにすることにより、モータ駆動システム全体の効率を最大化（損失を最小化）することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
　以上の結果を表１に示す。表１は、図２－１～図１３－２に示す結果から得られた、トルク比率およびモータＭの回転数比率毎の最適キャリア周波数を示す。尚、ここでは、トルク比率を変更する間隔を０．１２５（または０．０７５）とする場合を例に挙げて示した。トルク比率を変更する間隔を図２－１～図２－２、図５－１～図５－３、図８－１～８－３、および図１１－１～図１１－３に示す間隔よりも小さくすると、測定のバラツキ等によって、表１においては最適キャリア周波数が同一になるトルク比率の範囲であっても、最適キャリア周波数が（僅かに）増減することがあり得る。例えば、モータの回転数比率が０．２５においては、トルク比率が０．０５～０．１２５の範囲では最適キャリア周波数は５ｋＨｚであるが、トルク比率が０．０５～０．１２５の間で、最適キャリア周波数が５ｋＨｚに対して増減することがあり得る。従って、前述した説明において、モータ駆動システムの全体の効率を最大化するために、モータＭのトルクが変化しても最適キャリア周波数が同一の値であるとの関係を導出したトルク比率の範囲において、キャリア周波数を最適キャリア周波数と完全に同一となるように設定する必要はなく、略同等にしていればよい。
　キャリア周波数の５％程度の差異は総合損失が最小となる最適キャリア周波数の値に与える影響は小さい。従って、本明細書における「略同等」は、「キャリア周波数の差異が５％以下であること」を意味する。
　表１から明らかなように、モータＭの回転数比率が何れの場合であっても、モータＭのトルクと最適キャリア周波数との関係は、モータＭのトルクが大きくなると、最適キャリア周波数が高くなる部分を有する。例えば、モータＭの回転数比率が０．７５の場合には、トルク比率が０．１２５から０．２５０に変化してモータＭのトルクが大きくなると、最適キャリア周波数は５ｋＨｚから１０ｋＨｚに変化するので高くなる。また、トルク比率が０．６２５から０．７５０に変化してモータＭのトルクが大きくなると、最適キャリア周波数は１０ｋＨｚから１５ｋＨｚに変化するので高くなる。また、モータＭの回転数比率が１．００の場合には、トルク比率が０．２５０から０．３７５、０．３７５から０．５００に変化してモータＭのトルクが大きくなると、最適キャリア周波数はそれぞれ２０ｋＨｚから３０ｋＨｚ、３０ｋＨｚから４０ｋＨｚに変化するので高くなる。また、モータＭの回転数比率が１．００の場合には、モータＭのトルクが大きくなると、最適キャリア周波数が低くなる部分を有する。具体的にトルク比率が０．１２５から０．２５０に変化してモータＭのトルクが大きくなると、最適キャリア周波数は４０ｋＨｚから２０ｋＨｚに変化するので低くなる。
　さらに、モータＭの回転数比率が何れの場合であっても、最低値の最適キャリア周波数に対応するトルク比率の範囲は、一つの範囲のみ存在することが分かる。例えば、モータＭの回転数比率が０．７５の場合には、トルク比率が０．０５から０．１２５の範囲において、最適キャリア周波数が最低値の５ｋＨｚとなり、その他のトルク比率の範囲では、最適キャリア周波数の値は５ｋＨｚよりも高い。また、モータＭの回転数比率が１．００の場合には、トルク比率が０．２５０において、最適キャリア周波数が最低値の２０ｋＨｚとなり、その他のトルク比率の範囲では、最適キャリア周波数の値は２０ｋＨｚよりも高い。よって、モータＭのトルク比率が、最低の最適キャリア周波数に対応するトルク比率の範囲よりも小さい範囲では、モータＭのトルク比率が大きくなると、最適キャリア周波数が、同じまたは低くなるようにすることにより、または、モータＭのトルク比率が、最低の最適キャリア周波数に対応するトルク比率の範囲よりも大きい範囲では、モータＭのトルク比率が大きくなると、最適キャリア周波数が、同じまたは高くなるようにすることにより、モータ駆動システム全体の効率を最大化（損失を最小化）することができる。
　本発明者は、他のＩＰＭＳＭやインバータ５０においても、モータＭのトルクが大きくなると、最適キャリア周波数が、略同等となるまたは高くなるようにすることにより、モータ駆動システム全体の効率を最大化（損失を最小化）することができるトルク範囲があることを確認した。
　また、インバータ損比率と、鉄損比率および銅損比率の和の値そのものは、インバータやモータＭの種類によって異なるが、キャリア周波数の変化に対する、インバータ損比率と、鉄損比率および銅損比率の和との変化の挙動は、モータＭの種類によって大きく異なることはないと考えられる。従って、モータＭのトルクが大きくなると、キャリア周波数が、略同等となるまたは高くなるようにすることにより、モータ駆動システム全体の効率を最大化（損失を最小化）することができることは、ＩＰＭＳＭに限らず、その他の種類のモータＭであっても同じであると考えられる。
　前述したようにキャリア周波数設定部７５は、モータＭの回転数の指令値およびモータＭのトルクの指令値に応じたキャリア周波数を設定する。このため、モータＭの回転数およびトルクと、最適キャリア周波数との関係を予め記憶しておく。図１４のフローチャートを参照しながら、モータＭのトルクと最適キャリア周波数との関係をモータＭの回転数毎に導出する方法の一例を説明する。図１４のフローチャートは、モータＭの実機（例えば、電車、ハイブリッド自動車、家電製品等）への使用の前に行われる準備工程の一例となる。
　まず、ステップＳ１４０１において、制御装置７０は、制御装置７０に対して予め設定されているモータＭの回転数の複数の候補のうち、未選択の候補を１つ指定する。
　次に、ステップＳ１４０２において、制御装置７０は、制御装置７０に対して予め設定されているモータＭのトルクの複数の候補のうち、未選択の候補を１つ指定する。
　次に、ステップＳ１４０３において、制御装置７０は、制御装置７０に対して予め設定されているキャリア周波数の複数の候補のうち、未選択の候補を１つ指定する。
　次に、ステップＳ１４０４において、制御装置７０は、ステップＳ１４０１～Ｓ１４０３で指定された内容に基づいてＰＷＭ信号Ｓを生成し、インバータ５０に出力する。インバータ５０は、このＰＷＭ信号Ｓに基づいてモータＭを動作させる。このとき、印加電圧演算部７１は、ステップＳ１４０１で指定された回転数をモータＭの回転数の指令値とし、ステップＳ１４０２で指定されたトルクをモータＭのトルクの指令値として、モータＭの各相に印加する電圧を演算し、その電圧を示す電圧指令信号を生成する。また、キャリア波発生部７２は、ステップＳ１４０３で指定されたキャリア周波数の三角波を発生させる。
　次に、ステップＳ１４０５において、ステップＳ１４０４でモータＭを動作させているときの総合損失（インバータ５０を用いてモータＭを駆動させた場合の総合損失）を測定する。前述したように、総合損失は、モータＭの銅損および鉄損とインバータ５０の損失との和である。総合損失は、インバータ５０への入力電力からモータＭの出力を減算した値として導出される。モータＭの銅損は、モータＭの各相ｕ、ｖ、ｗの巻線に流れる電流と巻線抵抗とからジュール損として導出される。モータＭの鉄損は、モータＭへの入力電力からモータＭの出力と銅損とを減算した値として導出される。インバータ５０の損失は、インバータ５０への入力電力からインバータの出力電力（モータＭへの入力電力）を減算した値として導出される。
　次に、ステップＳ１４０６において、制御装置７０は、制御装置７０に対して予め設定されているキャリア周波数の複数の候補を全て指定したか否かを判定する。この判定の結果、キャリア周波数の複数の候補を全て指定していない場合、処理は、ステップＳ１４０３に戻る。そして、キャリア周波数の複数の候補の全てが指定されるまで、ステップＳ１４０３～Ｓ１４０６の処理が繰り返し実行される。つまり、ステップＳ１４０５における総合損失の測定（導出）は、インバータ５０におけるキャリア周波数を異ならせて行われる。
　ステップＳ１４０６においてキャリア周波数の複数の候補を全て指定したと判定される場合には、キャリア周波数の全ての候補のそれぞれの三角波を用いて、ステップＳ１４０１で指定された回転数、および、ステップＳ１４０２で指定されたトルクを指令値とするＰＷＭ信号Ｓを生成してモータＭを駆動したときの総合損失が、繰り返し実行されたステップＳ１４０５において得られている。そして、処理は、ステップＳ１４０７に進む。
　ステップＳ１４０７において、制御装置７０は、ステップＳ１４０１で指定されたモータＭの回転数、および、ステップＳ１４０２で指定されたモータＭのトルクを指令値とするＰＷＭ信号Ｓを生成してモータＭを駆動した場合の総合損失のうち最小の総合損失となるキャリア周波数を最適キャリア周波数として特定する（つまり、ステップＳ１４０５において導出された総合損失に基づいて、総合損失が最小になるときのキャリア周波数を最適キャリア周波数として導出する）。
　このとき、以下のようにして最適キャリア周波数を特定してもよい。ステップＳ１４０７に処理が進んだ段階では、ステップＳ１４０３で指定したキャリア周波数の候補と、当該キャリア周波数を指定した場合にステップＳ１４０５で測定された総合損失との組が、キャリア周波数の候補の数だけ得られている。制御装置７０は、これらキャリア周波数の候補と総合損失との組に基づいて、キャリア周波数と総合損失との関係を示す式を、最小二乗法等の公知の手法により導出する。制御装置７０は、この式において、総合損失が最小になるキャリア周波数を最適キャリア周波数として特定する。
　次に、ステップＳ１４０８において、制御装置７０は、制御装置７０に対して予め設定されているモータＭのトルクの複数の候補を全て指定したか否かを判定する。この判定の結果、モータＭのトルクの複数の候補を全て指定していない場合、処理は、ステップＳ１４０２に戻る。そして、モータＭのトルクの複数の候補の全てが指定されるまで、ステップＳ１４０２～Ｓ１４０８の処理が繰り返し実行される。つまり、ステップＳ１４０５における総合損失の測定（導出）は、モータＭに生じるトルクを異ならせて行われる。また、ステップＳ１４０７における最適キャリア周波数の導出は、複数のトルクのそれぞれについて行われる。
　ステップＳ１４０８においてモータＭのトルクの複数の候補を全て指定したと判定される場合には、キャリア周波数の全ての候補のそれぞれの三角波を用いて、ステップＳ１４０１で指定されたモータＭの回転数と、モータＭのトルクの全ての候補のそれぞれとを指令値とするＰＷＭ信号Ｓを生成してモータＭを駆動したときの最適キャリア周波数が、繰り返し実行されたステップＳ１４０７において得られている。そして、処理は、ステップＳ１４０９に進む。
　ステップＳ１４０９において、制御装置７０は、ステップＳ１４０１で指定されたモータＭの回転数についての、モータＭのトルクと最適キャリア周波数との関係を導出する。モータＭのトルクと最適キャリア周波数との関係を導出する方法の具体例を説明する。まず、制御装置７０は、ステップＳ１４０２で指定したモータＭのトルクにおける最適キャリア周波数を抽出することを、繰り返し実行されるステップＳ１４０２で指定したモータＭのトルクのそれぞれについて行う。これにより、ステップＳ１４０１で指定されたモータＭの回転数について、モータＭのトルクと、当該モータＭのトルクにおける最適キャリア周波数との組が、モータＭのトルクの候補の数だけ得られる。制御装置７０は、以上のようにして得られたモータＭのトルクと、当該モータＭのトルクにおける最適キャリア周波数との組を、モータＭのトルクと最適キャリア周波数との関係として導出する。
　次に、ステップＳ１４１０において、制御装置７０は、制御装置７０に対して予め設定されているモータＭの回転数の複数の候補を全て指定したか否かを判定する。この判定の結果、モータＭの回転数の複数の候補を全て指定していない場合、処理は、ステップＳ１４０１に戻る。そして、モータＭの回転数の複数の候補の全てが指定されるまで、ステップＳ１４０１～Ｓ１４１０の処理が繰り返し実行される。つまり、ステップＳ１４０５における総合損失の測定（導出）は、モータＭの回転数を異ならせて行われる。また、ステップＳ１４０７における最適キャリア周波数の導出は、複数の回転数のそれぞれについて行われる。
　ステップＳ１４１０においてモータＭの回転数の複数の候補を全て指定したと判定される場合には、モータＭの回転数の全ての候補のそれぞれについて、モータＭのトルクと最適キャリア周波数との関係が、繰り返し実行されたステップＳ１４０９において得られている。そして、処理は、ステップＳ１４１１に進む。
　ステップＳ１４１１において、制御装置７０は、ステップＳ１４０７において導出された最適キャリア周波数に基づいて、モータＭのトルクと、最適キャリア周波数との関係をモータＭの回転数毎に導出して記憶する。この関係は、表１に示すような関係になる。
　このとき、表１を参照しながら説明した知見に基づき、制御装置７０によりモータＭの回転数毎に導出されるモータＭのトルクと最適キャリア周波数との関係（ステップＳ１４１１において導出される関係）は、モータＭのトルクが、ステップＳ１４０７において特定された複数の最適キャリア周波数（モータＭの回転数が共通の条件下であって、モータＭのトルクが互いに異なる条件下で特定された複数の最適キャリア周波数）のうちの最低の最適キャリア周波数に対応するモータＭのトルク以上となる範囲では、モータＭのトルクが大きくなるとキャリア周波数が高くなる部分（第１部分）を有することになる。
　表１に示す例では、モータＭの回転数比率が、０．２５、０．５０、０．７５、１．００の場合、それぞれ、最低の最適キャリア周波数は５ｋＨｚ、５ｋＨｚ、５ｋＨｚ、２０ｋＨｚであり、当該最低の最適キャリア周波数に対応するトルク比率は、それぞれ、０．０５０および０．１２５、０．０５０および０．１２５、０．０５０および０．１２５、０．２５０である。そして、モータＭの回転数比率が、０．２５、０．５０、０．７５、１．００の場合、最低の最適キャリア周波数に対応するトルク比率以上のトルク比率の範囲である、０．１２５～０．２５０、０．１２５～０．２５０、０．１２５～０．２５０、０．２５０～０．５００の範囲においては、トルク比率が、それぞれ、０．１２５から０．２５０、０．１２５から０．２５０、０．１２５から０．２５０、０．２５０から０．３７５および０．３７５から０．５００に変化して大きくなると、最適キャリア周波数は、それぞれ、５から１０、５から１０、５から１０、２０から３０および３０～４０にそれぞれ変化し、高くなる。制御装置７０によりモータＭの回転数毎に導出されるモータＭのトルクと最適キャリア周波数との関係は、このような関係になる。
　表１のモータＭの回転数比率が「０．２５」の例では、ステップＳ１４１１において導出される関係は、モータＭのトルク比率が、ステップＳ１４０７において導出された、モータＭの複数の回転数比率（「０．２５」、「０．５０」、「０．７５」、「１．００」）のうちの一つの回転数比率「０．２５」に対応する最適キャリア周波数（「５」、「１０」）のうち、最低のキャリア周波数「５」に対応するモータＭのトルク比率（「０．０５０」、「０．１２５」）以上となる範囲において、モータＭのトルク比率が大きくなると、最適キャリア周波数が高くなる第１部分（モータＭのトルク比率が０．０５０以上、１．０００以下の部分）を有する。
　「モータＭのトルク比率が大きくなると、最適キャリア周波数が高くなる第１部分」には、「モータＭのトルク比率が大きくなっても最適キャリア周波数が略同等である部分」が含まれてもよい。
　表１のモータＭの回転数比率が「０．２５」の例では、第１部分（モータＭのトルク比率が０．０５０以上、１．０００以下の部分）に、「モータＭのトルク比率が大きくなっても最適キャリア周波数が略同等である部分（モータＭのトルク比率が０．０５０以上、０．１２５以下の部分、および、モータＭのトルク比率が０．２５０以上、１．０００以下の部分）」が含まれる。
　表１のモータＭの回転数比率が「０．５０」の例では、ステップＳ１４１１において導出される関係は、モータＭのトルク比率が、ステップＳ１４０７において導出された最適キャリア周波数（「５」、「１０」）のうち、最低のキャリア周波数「５」に対応するモータＭのトルク比率（「０．０５０」、「０．１２５」）以上となる範囲において、モータＭのトルク比率が大きくなると、最適キャリア周波数が高くなる第１部分（モータＭのトルク比率が０．０５０以上、１．０００以下の部分）を有する。
　表１のモータＭの回転数比率が「０．５０」の例では、第１部分（モータＭのトルク比率が０．０５０以上、１．０００以下の部分）に、「モータＭのトルク比率が大きくなっても最適キャリア周波数が略同等である部分（モータＭのトルク比率が０．０５０以上、０．１２５以下の部分、および、モータＭのトルク比率が０．２５０以上、１．０００以下の部分）」が含まれる。
　表１のモータＭの回転数比率が「０．７５」の例では、ステップＳ１４１１において導出される関係は、モータＭのトルク比率が、ステップＳ１４０７において導出された最適キャリア周波数（「５」、「１０」、「１５」）のうち、最低のキャリア周波数「５」に対応するモータＭのトルク比率（「０．０５０」、「０．１２５」）以上となる範囲において、モータＭのトルク比率が大きくなると、最適キャリア周波数が高くなる第１部分（モータＭのトルク比率が０．０５０以上、０．７５０以下の部分）を有する。
　表１のモータＭの回転数比率が「０．７５」の例では、第１部分（モータＭのトルク比率が０．０５０以上、０．７５０以下の部分）に、「モータＭのトルク比率が大きくなっても最適キャリア周波数が略同等である部分（モータＭのトルク比率が０．０５０以上、０．１２５以下の部分、および、モータＭのトルク比率が０．２５０以上、０．６２５以下の部分）」が含まれる。
　表１のモータＭの回転数比率が「１．００」の例では、ステップＳ１４１１において導出される関係は、モータＭのトルク比率が、ステップＳ１４０７において導出された最適キャリア周波数（「２０」、「３０」、「４０」）のうち、最低のキャリア周波数「２０」に対応するモータＭのトルク比率（「０．２５０」）以上となる範囲において、モータＭのトルク比率が大きくなると、最適キャリア周波数が高くなる第１部分（モータＭのトルク比率が０．２５０以上、０．５００以下の部分）を有する。
　また、モータＭのトルクが、前述したようにして特定された複数の最適キャリア周波数のうちの最低の最適キャリア周波数に対応するモータＭのトルク以下となる範囲がある場合、当該範囲では、制御装置７０によりモータＭの回転数毎に導出されるモータＭのトルクと最適キャリア周波数との関係は、モータＭのトルクが大きくなるとキャリア周波数が低くなる部分（第２部分）を有することになる。
　表１に示す例では、モータＭの回転数比率が１．００の場合、最低の最適キャリア周波数は２０ｋＨｚであり、当該最低の最適キャリア周波数に対応するトルク比率は０．２５０であり、当該トルク比率（＝０．２５０）以下のトルク比率（＝０．２５０、０．１２５、０．０５０）がある。そして、当該最低の最適キャリア周波数に対応するトルク比率である０．２５０以下のトルク比率の範囲である０．１２５～０．２５０の範囲においては、トルク比率０．１２５から０．２５０に変化して大きくなると、最適キャリア周波数は、４０から２０に変化し、低くなる。制御装置７０により導出されるモータＭのトルクと最適キャリア周波数との関係は、このような関係になる。
　表１のモータＭの回転数比率が「１．００」の例では、ステップＳ１４１１において導出される関係は、モータＭのトルク比率が、ステップＳ１４０７において導出された最適キャリア周波数（「２０」、「３０」、「４０」）のうち、最低のキャリア周波数「２０」に対応するモータＭのトルク比率（「０．２５０」）以下となる範囲において、モータＭのトルク比率が大きくなると、最適キャリア周波数が低くなる第２部分（モータＭのトルク比率が０．０５０以上、０．２５０以下の部分）を有する。
　「モータＭのトルク比率が大きくなると、最適キャリア周波数が低くなる第２部分」には、「モータＭのトルク比率が大きくなっても最適キャリア周波数が略同等である部分」が含まれてもよい。
　表１のモータＭの回転数比率が「１．００」の例では、第２部分（モータＭのトルク比率が０．０５０以上、０．２５０以下の部分）に、「モータＭのトルク比率が大きくなっても最適キャリア周波数が略同等である部分（モータＭのトルク比率が０．０５０以上、０．１２５以下の部分）」が含まれる。
　例えば、制御装置７０は、モータＭの回転数の全ての候補のそれぞれについての、モータＭのトルクと最適キャリア周波数との関係（モータＭのトルクと、当該モータＭの最適キャリア周波数との組）から、モータＭの回転数、モータＭのトルク、および最適キャリア周波数を相互に関連付けて記憶するテーブルを、モータＭのトルクと最適キャリア周波数との関係としてモータＭの回転数毎に導出することができる。また、制御装置７０は、モータＭの回転数の全ての候補のそれぞれについての、モータＭのトルクと最適キャリア周波数との関係（モータＭのトルクと、当該モータＭの最適キャリア周波数との組）から、モータＭのトルクと最適キャリア周波数との関係を示す式を、最小二乗法等の公知の手法によりモータＭの回転数毎に導出することもできる。そして、図１４のフローチャートによる処理が終了する。
　図１４のフローチャートにより、モータＭのトルクと最適キャリア周波数との関係がモータＭの回転数毎に記憶された後に（準備工程が終了した後に）、モータＭのトルクと最適キャリア周波数との関係をモータＭの回転数毎に用いて実機におけるモータＭの駆動を行う実使用工程が実施される。実使用工程では、例えば、以下の処理が実行される。
　モータＭを駆動する際に、キャリア周波数設定部７５は、モータＭのトルクと最適キャリア周波数とのモータＭの回転数毎の関係から、モータＭのトルクの指令値およびモータＭの回転数の指令値に対応する最適キャリア周波数を、インバータ５０におけるキャリア周波数として抽出する(つまり、上述した関係に基づいて、モータＭのトルクの指令値およびモータＭの回転数の指令値に応じたキャリア周波数を設定する)。
　例えば表１に示すモータＭの回転数比率１．００におけるモータＭのトルク比率と最適キャリア周波数との関係から、インバータ５０におけるキャリア周波数が設定される場合、キャリア周波数設定部７５は、モータＭのトルクが最低の最適キャリア周波数（２０ｋＨｚ）に対応するモータＭのトルク以上となる範囲（モータＭのトルク比率が０．２５０～０．５００の範囲）において、モータＭのトルクが大きくなると２０ｋＨｚから４０ｋＨｚに高くなる最適キャリア周波数を、インバータ５０におけるキャリア周波数として設定する。また、キャリア周波数設定部７５は、モータＭのトルクが最低の最適キャリア周波数（２０ｋＨｚ）に対応するモータＭのトルク以下となる範囲（モータＭのトルク比率が０．０５０～０．２５０の範囲）において、モータＭのトルクが大きくなると４０ｋＨｚから２０ｋＨｚに低くなる最適キャリア周波数を、インバータ５０におけるキャリア周波数として設定する。
　当該関係をテーブルとした場合、当該テーブルに、指令値（モータＭの回転数、トルク）と同じ値のものが存在していない場合がある。この場合、キャリア周波数設定部７５は、例えば、当該指令値に基づいて、当該テーブルに格納されている値に対して補間処理または補外処理を行うことにより、指令値と同じ値（モータＭの回転数、トルク）に対応する最適キャリア周波数を、インバータ５０におけるキャリア周波数として導出することができる。
　キャリア波発生部７２は、このようにしてキャリア周波数設定部７５により設定されたキャリア周波数の三角波を発生させる。尚、以上のように、モータＭのトルクと最適キャリア周波数とのモータＭの回転数毎の関係における最適キャリア周波数の値は、インバータ５０に適用するキャリア周波数として使用されるものである。従って、モータＭのトルクと最適キャリア周波数とのモータＭの回転数毎の関係は、モータＭのトルクとインバータ５０に適用するキャリア周波数とのモータＭの回転数毎の関係と同義である。
　以上のように本実施形態では、インバータ５０として、ワイドバンドギャップ半導体を用いて構成されたスイッチング素子を有するインバータ５０を用いる場合、モータＭのトルクが、最適キャリア周波数が最低となるトルク以上となる領域では、モータＭのトルクが大きくなると、最適キャリア周波数が、略同等となるまたは高くなるように、モータＭのトルクと最適キャリア周波数との関係をモータＭの回転数毎に定める。従って、モータＭの鉄損および銅損とインバータ５０内のスイッチング損失とを考慮してモータ駆動システム全体の効率が高められるように、キャリア周波数を設定することができる。よって、モータＭの損失とインバータ５０の損失との合計の損失が小さくなるようにモータＭを駆動することができる。
　本実施形態では、モータＭのトルクと最適キャリア周波数との関係を、実際の測定を行うことによりモータＭの回転数毎に導出する場合を例に挙げて説明した。しかしながら、モータのトルクと最適キャリア周波数との関係は、必ずしも、このようにしてモータＭの回転数毎に導出する必要はない。例えば、インバータ５０によりモータＭを励磁したときのモータ駆動システムの全体損失を、数値解析を用いて導出してもよい。
　また、本実施形態では、モータＭのトルクと最適キャリア周波数との関係を、制御装置７０でモータＭの回転数毎に導出する場合を例に挙げて説明した。しかしながら、モータＭのトルクと最適キャリア周波数との関係は、制御装置７０とは異なる情報処理装置でモータＭの回転数毎に導出してもよい。例えば、インバータ５０によりモータＭを励磁したときのモータ駆動システムの全体の損失を、数値解析を用いて導出する場合には、このようにするのが好ましい。また、このようにする場合、制御装置７０は、当該情報処理装置でモータＭの回転数毎に導出されたモータＭのトルクと最適キャリア周波数との関係を取得する。このとき、モータＭのトルクと最適キャリア周波数との関係は、制御装置７０の内部にモータＭの回転数毎に記憶されていてもよいし、制御装置７０の外部にモータＭの回転数毎に記憶されていてもよい。
　また、本実施形態では、交流電源１０と整流回路２０とを用いて、インバータ５０への入力電力を生成する場合を例に挙げて説明した。しかしながら、必ずしもこのようにする必要はない。例えば、交流電源１０と整流回路２０の代替として、直流電源を用いることができる。さらには、前記直流電源は昇降圧機能を有するものとすることもできる。あるいは、直流電源は蓄電機能を有し、モータＭからの回生電力を蓄電する構成とすることもできる。
（第２の実施形態）
　次に、第２の実施形態を説明する。第１の実施形態では、インバータ５０を構成するスイッチング素子が、ワイドバンドギャップ半導体を用いて構成されるスイッチング素子である場合を例に挙げて説明した。これに対し、本実施形態では、インバータ５０を構成するスイッチング素子が、ワイドバンドギャップ半導体以外の半導体（一般的なバンドギャップを有する半導体）を用いて構成されるスイッチング素子である場合について説明する。このように、本実施形態と第１の実施形態とは、インバータ５０を構成するスイッチング素子が異なることによる構成が主として異なる。従って、本実施形態の説明において、第１の実施形態と同一の部分については、図１～図１４に付した符号と同一の符号を付す等して詳細な説明を省略する。
　本発明者は、インバータ５０のスイッチング素子を構成する半導体素子として、一般的なバンドギャップを有する半導体の一つであるＳｉ半導体素子を用いることと、キャリア周波数の範囲を５ｋＨｚ～４０ｋＨｚとしたことの他は、第１の実施形態で説明したのと同じ条件で、高効率のモータ駆動システムとするためのキャリア周波数を調査した。その結果について、以下に説明する。
　図１５－１～図１５－２は、モータＭの回転数比率が１．００のときの損失の測定結果を表形式で示す図である。図１５－１（ａ）、（ｂ）、図１５－２（ａ）、（ｂ）は、それぞれ、図２－１（ａ）、（ｂ）、図２－２（ａ）、（ｂ）に対応する図である。図１６は、図１５－１および図１５－２に示す総合効率比率とキャリア周波数との関係をグラフ形式で示す図である。図１６は、図３に対応する図である。図１７－１および図１７－２は、図１５－１および図１５－２に示す総合損失比率とキャリア周波数との関係をグラフ形式で示す図である。図１７－１（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、図１７－２（ａ）、（ｂ）は、それぞれ、図４－１（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、図４－２（ａ）、（ｂ）に対応する図である。
　図１８－１～図１８－３、図２１－１～図２１－３、図２４－１～図２４－３は、それぞれ、モータＭの回転数比率が０．７５、０．５０、０．２５のときの損失の測定結果を表形式で示す図である。図１８－１（ａ）、（ｂ）、（ｃ）～図１８－３（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、図２１－１（ａ）、（ｂ）、（ｃ）～図２１－３（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、図２４－１（ａ）、（ｂ）、（ｃ）～図２４－３（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は、それぞれ、図５－１（ａ）、（ｂ）、（ｃ）～図５－３（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、図８－１（ａ）、（ｂ）、（ｃ）～図８－３（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、図１１－１（ａ）、（ｂ）、（ｃ）～図１１－３（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に対応する図である。
　図１９、図２２、図２５は、それぞれ、図１８－１～図１８－３、図２１－１～図２１－３、図２４－１～図２４－３に示す総合効率比率とキャリア周波数との関係をグラフ形式で示す図である。
　図２０－１～図２０－３、図２３－１～図２３－３、図２６－１～図２６－３は、それぞれ、図１８－１～図１８－３、図２１－１～図２１－３、図２４－１～図２４－３に示す総合損失比率とキャリア周波数との関係をグラフ形式で示す図である。図２０－１（ａ）、（ｂ）、（ｃ）～図２０－３（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、図２３－１（ａ）、（ｂ）、（ｃ）～図２３－３（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、図２６－１（ａ）、（ｂ）、（ｃ）～図２６－３（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は、それぞれ、図７－１（ａ）、（ｂ）、（ｃ）～図７－３（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、図１０－１（ａ）、（ｂ）、（ｃ）～図１０－３（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、図１３－１（ａ）、（ｂ）、（ｃ）～図１３－３（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に対応する図である。
　図１７－１～図１７－２、図２０－１～図２０－３、図２３－１～図２３－３、および図２６－１～図２６－３に示すように、インバータ５０のスイッチング素子としてワイドバンドギャップ半導体を用いた場合（図４－１～図４－２、図７－１～図７－３、図１０－１～図１０－３、および図１３－１～図１３－３）よりも、インバータ損比率が大きくなる。ワイドバンドギャップ半導体以外の一般的な半導体をスイッチング素子として用いた場合よりも、ワイドバンドギャップ半導体をスイッチング素子として用いた方が、スイッチング素子のスイッチング損失が小さくなるためである。このスイッチング損失は、キャリア周波数が高くなるほど大きくなる傾向にある。
　また、図１６、図１９、図２２、および図２５に示すように、モータＭの回転数比率およびトルク比率を変更しても最適キャリア周波数は５ｋＨｚになる。ワイドバンドギャップ半導体以外の半導体をスイッチング素子として用いても、第１の実施形態で説明したように、キャリア周波数が低い領域では、キャリア周波数が高くなると、鉄損比率と銅損比率の和は徐々に大きくなり、その後、一定の値に近づく。一方、前述したように、ワイドバンドギャップ半導体以外の半導体をスイッチング素子として用いると、ワイドバンドギャップ半導体をスイッチング素子として用いる場合に比べて、インバータ５０の損失（およびインバータ損比率）は大きくなり、更に、キャリア周波数の増加に対するインバータ５０の損失（およびインバータ損比率）の増加量も大きくなる（インバータ５０の損失（およびインバータ損比率）の増え方が急になる）。
　以上のことから、ワイドバンドギャップ半導体以外の半導体をスイッチング素子として用いると、モータＭの回転数およびトルクによらず、最適キャリア周波数は略同等になる。
　尚、第１の実施形態で説明したように、トルク比率を変更する間隔を図１５－１～図１５－２、図１８－１～図１８－３、図２１－１～図２１－３、図２４－１～図２４－３に示す間隔よりも小さくすると、測定のバラツキ等によって、最適キャリア周波数が増減することがあり得る。従って、最適キャリア周波数を完全に同等にする必要はなく、略同等にしていればよい。
　以上のように本発明者は、インバータ５０のスイッチング素子として、ワイドバンドギャップ半導体以外の一般的な半導体をスイッチング素子として用いる場合には、モータＭの回転数およびトルクによらず、最適キャリア周波数は、略同等になるという知見を初めて見出した。また、第１の実施形態で説明したように、他のモータＭおよびインバータ５０でも同様にすることで、モータ駆動システム全体の効率を最大化（損失を最小化）することができることを確認した。
　また、以上の最適キャリア周波数は、例えば、図１４のフローチャートにおいて、ステップＳ１４０１～Ｓ１４０８、Ｓ１４１０の処理を行うことにより導出することができる。モータＭのトルクに応じて最適キャリア周波数が（僅かに）異なる場合には、それらの代表値（例えば、平均値、最頻値、中央値、最低値、または最高値）を最適キャリア周波数としてモータＭの回転数毎に１つ導出してもよいし、図１４のフローチャートで説明したようにして、モータＭのトルクと最適キャリア周波数との関係（モータＭのトルクおよび回転数に関わらず、最適キャリア周波数が略同等の値になる関係）をモータＭの回転数毎に導出してもよい。何れの導出方法においても、モータＭの回転数およびトルクによらず、キャリア周波数設定部７５によってモータＭの回転数毎に設定されるキャリア周波数は、略同等の値（例えば、最適キャリア周波数の最低値と略同等の値）になる。
　つまり、本実施形態では、実使用工程において、キャリア周波数設定部７５は、モータＭのトルクおよび回転数に関わらず、最適キャリア周波数が略同等の値になる関係に基づいて、最適キャリア周波数をインバータ５０におけるキャリア周波数としてモータＭの回転数毎に設定する。
　以上のように本実施形態では、インバータ５０として、ワイドバンドギャップ半導体以外の半導体を用いて構成されたスイッチング素子を有するインバータ５０を用いる場合、モータＭの回転数およびトルクに関わらずキャリア周波数を略同等にする。従って、ワイドバンドギャップ半導体以外の一般的な半導体を用いて構成されたスイッチング素子を用いても、第１の実施形態で説明したのと同様の効果が得られる。
　本実施形態においても、第１の実施形態で説明した種々の変形例を採用することができる。
　上述したモータＭの回転数比率の値は一例にすぎず、本発明は、上述したモータＭの回転数比率の値以外の値にも適用可能である。
　尚、以上説明した本発明の実施形態のうち制御装置７０の構成は、コンピュータがプログラムを実行することによって実現することができる。また、前記プログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体及び前記プログラム等のコンピュータプログラムプロダクトも本発明の実施形態として適用することができる。記録媒体としては、例えば、フレキシブルディスク、ハードディスク、光ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ－ＲＯＭ、磁気テープ、不揮発性のメモリカード、ＲＯＭ等を用いることができる。
　また、以上説明した本発明の実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化の例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその技術思想、またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。
　１０：交流電源、２０：整流回路、３０：電解コンデンサ、４０：電圧センサ、５０：インバータ、６１～６３：電流センサ、７０：制御装置、７１：印加電圧演算部、７２：キャリア波発生部、７３：比較部、７４：ＰＷＭ信号出力部、７５：キャリア周波数設定部

Claims (9)

  1. 　モータを駆動するためのインバータにおけるキャリア周波数を設定するキャリア周波数設定方法であって、
    　前記インバータを用いて前記モータを駆動させた場合の前記インバータの損失と前記モータの損失との和である総合損失を導出することを、前記モータに生じるトルクと前記モータの回転数と前記インバータにおけるキャリア周波数とのそれぞれを異ならせて行う損失導出工程と、
    　前記損失導出工程により導出された前記総合損失に基づいて、複数のトルクおよび複数の回転数の組み合わせのそれぞれにおいて、前記総合損失が最小になるときのキャリア周波数を最適キャリア周波数として導出するキャリア周波数導出工程と、
    　前記キャリア周波数導出工程により導出された前記最適キャリア周波数に基づいて、前記モータのトルクと前記最適キャリア周波数との関係を、前記モータの回転数毎に導出する関係導出工程と、
    　前記関係導出工程により前記モータの回転数毎に導出された関係を記憶する関係記憶工程と、
    　前記関係記憶工程により前記関係が記憶された後、前記モータを駆動する際に、前記モータのトルクの指令値および前記モータの回転数の指令値に応じたキャリア周波数を、当該関係に基づいて設定するキャリア周波数設定工程と、
    　を有することを特徴とするキャリア周波数設定方法。
  2. 　前記インバータは、ワイドバンドギャップ半導体を用いて構成されたスイッチング素子を有し、
    　前記関係導出工程で前記モータの回転数毎に導出される前記モータのトルクと前記最適キャリア周波数との関係は、前記モータのトルクが、前記キャリア周波数導出工程により導出された前記最適キャリア周波数のうち、最低のキャリア周波数に対応する前記モータのトルク以上となる範囲において、前記モータのトルクが大きくなると、前記最適キャリア周波数が高くなる第１部分を有することを特徴とする請求項１に記載のキャリア周波数設定方法。
  3. 　前記関係導出工程で前記モータの回転数毎に導出される前記モータのトルクと前記最適キャリア周波数との関係は、前記モータのトルクが、前記キャリア周波数導出工程により導出された前記最適キャリア周波数のうち、最低のキャリア周波数に対応する前記モータのトルク以下となる範囲において、前記モータのトルクが大きくなると、前記最適キャリア周波数が低くなる第２部分を有することを特徴とする請求項２に記載のキャリア周波数設定方法。
  4. 　前記関係導出工程で、前記モータの回転数毎に導出される前記モータのトルクと前記最適キャリア周波数との関係は、前記モータのトルクが、前記キャリア周波数導出工程により導出された前記モータの最適キャリア周波数のうち、最低のキャリア周波数に対応する前記モータのトルクの範囲を、一つのみ有することを特徴とする請求項２または３に記載のキャリア周波数設定方法。
  5. 　前記インバータは、ワイドバンドギャップ半導体以外の半導体を用いて構成されたスイッチング素子を有し、
    　前記関係導出工程で前記モータの回転数毎に導出される前記モータのトルクと前記最適キャリア周波数との関係は、前記モータのトルクに関わらず、前記最適キャリア周波数が略同等の値であることを特徴とする請求項１に記載のキャリア周波数設定方法。
  6. 　インバータと、前記インバータから交流電力の供給を受けて駆動されるモータと、前記インバータの動作を制御する制御装置とを有するモータ駆動システムであって、
    　前記インバータは、ワイドバンドギャップ半導体を用いて構成されたスイッチング素子を有し、
    　前記制御装置は、前記モータの回転数毎に導出される前記モータのトルクと前記インバータにおけるキャリア周波数との関係に基づいて、前記インバータのキャリア周波数を設定するキャリア周波数設定手段を有し、
    　前記モータの回転数毎に導出される前記モータのトルクとキャリア周波数との関係は、前記モータのトルクが大きくなると、キャリア周波数が高くなる部分を有することを特徴とするモータ駆動システム。
  7. 　前記モータの回転数毎に導出される前記モータのトルクとキャリア周波数との関係は、前記モータのトルクが、前記モータのトルクが大きくなるとキャリア周波数が高くなる部分の最低のキャリア周波数に対応する前記モータのトルク以下となる範囲において、前記モータのトルクが大きくなると、キャリア周波数が低くなる部分を有することを特徴とする請求項６に記載のモータ駆動システム。
  8. 　インバータと、前記インバータから交流電力の供給を受けて駆動されるモータと、前記インバータの動作を制御する制御装置とを有するモータ駆動システムであって、
    　前記インバータは、ワイドバンドギャップ半導体以外の半導体を用いて構成されたスイッチング素子を有し、
    　前記制御装置は、前記モータの回転数毎に導出される前記モータのトルクと前記インバータにおけるキャリア周波数との関係に基づいて、前記インバータのキャリア周波数を設定するキャリア周波数設定手段を有し、
    　前記モータの回転数毎に導出される前記モータのトルクとキャリア周波数との関係は、前記モータのトルクに関わらず、キャリア周波数が略同等の値であることを特徴とするモータ駆動システム。
  9. 　モータを駆動するためのインバータのキャリア周波数を設定するキャリア周波数設定装置であって、
    　前記キャリア周波数設定装置は、
    　前記モータのトルクと、前記インバータを用いて前記モータを駆動させた場合の前記インバータの損失と前記モータの損失との和である総合損失が最小になるときのキャリア周波数である最適キャリア周波数との関係として、
    　前記インバータが、ワイドバンドギャップ半導体を用いて構成されたスイッチング素子を有する場合に、前記モータのトルクが、前記最適キャリア周波数が最低値となるキャリア周波数に対応する前記モータのトルク以上となる範囲において、前記モータのトルクが大きくなると、前記最適キャリア周波数が高くなる部分を有し、前記モータのトルクが、前記最適キャリア周波数が最低値となるキャリア周波数に対応する前記モータのトルク以下となる範囲において、前記モータのトルクが大きくなると、前記最適キャリア周波数が低くなる部分を更に有する関係を、前記モータの回転数毎に導出し、
    　前記インバータが、前記ワイドバンドギャップ半導体以外の半導体を用いて構成された前記スイッチング素子を有する場合に、前記モータのトルクに関わらず、前記最適キャリア周波数が略一定値である関係を、前記モータの回転数毎に導出し、
    　前記モータのトルクと前記最適キャリア周波数との関係に基づいて、前記インバータのキャリア周波数を設定することを特徴とするキャリア周波数設定装置。
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