WO2023007619A1 - 電力変換装置および空気調和機 - Google Patents

Abstract

第１の交流電圧を直流電圧に変換する非昇圧型の整流回路（２１０）と、整流回路（２１０）に接続されるリアクトル（２２０）と、直流電圧を平滑化するコンデンサ（２３０）と、コンデンサ（２３０）に並列に接続され、平滑化された直流電圧を所望の電圧および周波数の第２の交流電圧に変換してモータ（３１０）に出力するインバータ（２６０）と、インバータ（２６０）の動作を制御する制御部（２７０）と、を備え、第２の交流電圧が過変調にならない範囲で最大になるように制御部（２７０）がインバータ（２６０）の動作を制御したときの電圧指令に基づく第１の電気角周波数よりも、リアクトル（２２０）およびコンデンサ（２３０）によって形成されるフィルタ回路の共振周波数が小さくなるようにリアクトル（２２０）およびコンデンサ（２３０）の容量が設定される。

Description

電力変換装置および空気調和機

　本開示は、電力変換を行う電力変換装置および空気調和機に関する。

　従来、交流電源電圧を直流電圧に変換し、さらに所望の交流電圧に変換して出力することによって、電動機などの動作を制御することが行われている。特許文献１には、複数の交直変換器、複数の平滑コンデンサ、複数の単相インバータなどを備え、電動機の動作を制御する電動機制御装置についての技術が開示されている。一般的な電動機制御装置で使用されるリアクトルおよび平滑コンデンサは、他の電気部品と比較して大型のものを使用することが多い。一般的な電動機制御装置では、装置の小型化のために交直変換器が備えるリアクトルおよび平滑コンデンサを小容量のものにすると、リアクトルと平滑コンデンサとによって形成されるフィルタ回路の共振周波数と単相インバータの電圧脈動周波数とが接近し、共振現象が発生してしまうことがある。特許文献１の電動機制御装置は、このような共振現象を抑制するため、ダンピング効果を有する回路として昇圧チョッパ回路を設けている。

特開２００６－２７１０８３号公報

　しかしながら、上記従来の技術によれば、昇圧チョッパ回路の追加によって、装置が大型化してしまう、という問題があった。

　本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、装置の大型化を抑制しつつ、共振現象の発生を抑制可能な電力変換装置を得ることを目的とする。

　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本開示に係る電力変換装置は、第１の交流電圧を直流電圧に変換する非昇圧型の整流回路と、整流回路に接続されるリアクトルと、直流電圧を平滑化するコンデンサと、コンデンサに並列に接続され、平滑化された直流電圧を所望の電圧および周波数の第２の交流電圧に変換してモータに出力するインバータと、インバータの動作を制御する制御部と、を備える。第２の交流電圧が過変調にならない範囲で最大になるように制御部がインバータの動作を制御したときの電圧指令に基づく第１の電気角周波数よりも、リアクトルおよびコンデンサによって形成されるフィルタ回路の共振周波数が小さくなるようにリアクトルおよびコンデンサの容量が設定される。

　本開示に係る電力変換装置は、装置の大型化を抑制しつつ、共振現象の発生を抑制できる、という効果を奏する。

実施の形態１に係る電力変換装置の構成例を示す第１の図 実施の形態１に係る電力変換装置の構成例を示す第２の図 実施の形態１に係る電力変換装置の制御部が正弦波モードの電圧指令でインバータ駆動信号を生成する動作を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置の制御部が台形波モードの電圧指令でインバータ駆動信号を生成する動作を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置に接続される圧縮機のモータの誘起電圧特性を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置の制御部によるインバータに対する制御モードの切り替えの例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置における第１の電気角周波数と共振周波数との関係の例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置が備えるリアクトルの容量およびコンデンサの容量による共振周波数のゲインの特性を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置における第１の電気角周波数と共振周波数のゲイン帯域との関係の例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置において制御部で使用される電圧指令のモードによるインバータ入力電圧の脈動の例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置におけるモータの誘起電圧特性、第１の電気角周波数、および共振周波数の関係を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置の構成例を示す第３の図 実施の形態２に係る空気調和機の構成例を示す図

　以下に、本開示の実施の形態に係る電力変換装置および空気調和機を図面に基づいて詳細に説明する。

実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係る電力変換装置２００の構成例を示す第１の図である。電力変換装置２００は、交流電源１００および圧縮機３００に接続され、交流電源１００から出力される交流電圧を直流電圧に変換し、さらに所望の電圧および周波数の交流電圧に変換して圧縮機３００に出力する。以降の説明において、交流電源１００から出力される交流電圧を第１の交流電圧と称し、電力変換装置２００から出力される交流電圧を第２の交流電圧と称する。電力変換装置２００は、整流回路２１０と、リアクトル２２０と、コンデンサ２３０と、電圧検出部２４０と、電流検出部２５０と、インバータ２６０と、制御部２７０と、を備える。

　整流回路２１０は、複数のダイオード２１１、図１の例では６つのダイオード２１１を備え、交流電源１００から出力される第１の交流電圧を直流電圧に変換して出力する。本実施の形態において、整流回路２１０は、非昇圧型の回路である。

　リアクトル２２０は、図１の例では、一端が整流回路２１０の出力端に接続され、他端がコンデンサ２３０に接続される。なお、電力変換装置２００内でのリアクトル２２０の設置位置は図１の例に限定されない。

　コンデンサ２３０は、図１の例では、一端がリアクトル２２０を介して整流回路２１０の出力端に接続され、他端が整流回路２１０の出力端に接続される。コンデンサ２３０は、整流回路２１０で変換された直流電圧を平滑化する。

　電圧検出部２４０は、コンデンサ２３０に接続され、コンデンサ２３０から出力される直流電圧である直流母線電圧Ｖｄｃを検出する。電圧検出部２４０は、直流母線電圧Ｖｄｃの電圧値である検出値を制御部２７０に出力する。

　電流検出部２５０は、コンデンサ２３０とインバータ２６０との間に接続され、インバータ２６０に流れる電流を検出する。電流検出部２５０は、インバータ２６０に流れる電流の電流値である検出値を制御部２７０に出力する。

　インバータ２６０は、コンデンサ２３０に並列に接続され、制御部２７０の制御によって、平滑化された直流電圧である直流母線電圧Ｖｄｃを所望の電圧および周波数の第２の交流電圧に変換する。具体的には、インバータ２６０は、スイッチング素子２６１、およびスイッチング素子２６１に並列に接続されるダイオード２６２を６つ備える。インバータ２６０は、制御部２７０から出力されるインバータ駆動信号に基づいて各スイッチング素子２６１をオンオフし、第２の交流電圧を生成、すなわち平滑化された直流電圧である直流母線電圧Ｖｄｃを第２の交流電圧に変換する。インバータ２６０は、第２の交流電圧を圧縮機３００が備えるモータ３１０に出力する。

　制御部２７０は、インバータ２６０に接続される圧縮機３００のモータ３１０に対して第２の交流電圧を出力するようにインバータ２６０の動作を制御する。具体的には、制御部２７０は、電圧検出部２４０および電流検出部２５０から取得した検出値に基づいて、インバータ２６０の動作を制御するためのインバータ駆動信号を生成し、インバータ２６０に出力する。なお、制御部２７０は、図１では記載を省略しているが、さらに、インバータ２６０からモータ３１０の１つ以上の相に流れる電流を検出する電流検出部で検出された電流値である検出値を用いて、インバータ２６０の動作を制御してもよい。

　電力変換装置２００に接続される圧縮機３００は、モータ３１０を備える。本実施の形態では、モータ３１０は、各相、すなわち、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相ごとに巻線３１１を備える三相モータである。

　図１では、電力変換装置２００に接続される交流電源１００が三相交流電源の場合の例を示しているが、一例であり、これに限定されない。図２は、実施の形態１に係る電力変換装置２００の構成例を示す第２の図である。図２に示すように、電力変換装置２００に接続される交流電源１００は単相交流電源であってもよい。この場合、電力変換装置２００において、整流回路２１０は、４つのダイオード２１１を備え、交流電源１００から出力される第１の交流電圧を直流電圧に変換して出力する。また、図２の例では、リアクトル２２０は、一端が交流電源１００に接続され、他端が整流回路２１０の入力端に接続される。なお、交流電源１００が単相交流電源の場合において、電力変換装置２００でのリアクトル２２０の設置位置は図２の例に限定されない。

　つづいて、電力変換装置２００の動作について説明する。電力変換装置２００において、制御部２７０は、インバータ２６０の各スイッチング素子２６１のオンオフを制御するため、各相に対する電圧指令とキャリアとを比較した結果に基づいて、各相に対応するスイッチング素子２６１のオンオフを制御するためのインバータ駆動信号を生成する。

　図３は、実施の形態１に係る電力変換装置２００の制御部２７０が正弦波モードの電圧指令でインバータ駆動信号ＵＰ，ＵＮを生成する動作を示す図である。図３は、電圧指令Ｖｕ＊が正弦波モードの場合を示す図であり、電圧指令Ｖｕ＊の最大振幅はＶｄｃ／２である。制御部２７０は、Ｕ相に対する電圧指令Ｖｕ＊とキャリアとを比較する。制御部２７０は、電圧指令Ｖｕ＊よりもキャリアの方が大きい場合、Ｕ相の上アームのスイッチング素子２６１用のインバータ駆動信号ＵＰがハイ、Ｕ相の下アームのスイッチング素子２６１用のインバータ駆動信号ＵＮがローとなるように各インバータ駆動信号を生成する。制御部２７０は、キャリアよりも電圧指令Ｖｕ＊の方が大きい場合、Ｕ相の上アームのスイッチング素子２６１用のインバータ駆動信号ＵＰがロー、Ｕ相の下アームのスイッチング素子２６１用のインバータ駆動信号ＵＮがハイとなるように各インバータ駆動信号を生成する。図示は省略するが、同様に、制御部２７０は、Ｖ相に対する電圧指令Ｖｖ＊とキャリアとを比較した結果に基づいて、Ｖ相の上アームのスイッチング素子２６１用のインバータ駆動信号ＶＰ、およびＶ相の下アームのスイッチング素子２６１用のインバータ駆動信号ＶＮを生成する。また、制御部２７０は、Ｗ相に対する電圧指令Ｖｗ＊とキャリアとを比較した結果に基づいて、Ｗ相の上アームのスイッチング素子２６１用のインバータ駆動信号ＷＰ、およびＷ相の下アームのスイッチング素子２６１用のインバータ駆動信号ＷＮを生成する。

　なお、電圧指令については、正弦波の形状に限定されない。図４は、実施の形態１に係る電力変換装置２００の制御部２７０が台形波モードの電圧指令でインバータ駆動信号ＵＰ，ＵＮを生成する動作を示す図である。図４は、電圧指令Ｖｕ＊が台形波モードの場合を示す図であり、電圧指令Ｖｕ＊の最大振幅はＶｄｃ／２である。電圧指令が正弦波モードの場合と同様、制御部２７０は、各相に対する電圧指令とキャリアとを比較した結果に基づいて、各相の上アームおよび下アームのスイッチング素子２６１用のインバータ駆動信号を生成する。

　ここで、インバータ２６０の出力電圧、すなわち第２の交流電圧は、直流母線電圧Ｖｄｃの大きさによって、過変調となる領域、および過変調にならない非過変調の領域が決まる。図５は、実施の形態１に係る電力変換装置２００に接続される圧縮機３００のモータ３１０の誘起電圧特性を示す図である。図５において、横軸は圧縮機３００のモータ３１０の運転周波数である電気角周波数を示し、縦軸はインバータ２６０の出力電圧を示す。図５では、モータ３１０の誘起電圧特性として、インバータ２６０の出力電圧および圧縮機３００のモータ３１０の電気角周波数に基づくモータ３１０の誘起電圧定数を示している。制御部２７０は、インバータ２６０の動作を制御することによって、インバータ２６０の出力電圧が非過変調の範囲では、モータ３１０の誘起電圧定数に従ってインバータ２６０の出力電圧を制御することができる。しかしながら、制御部２７０は、インバータ２６０の出力電圧が過変調の範囲では、モータ３１０の誘起電圧定数に従ってインバータ２６０の出力電圧を制御することができなくなる。

　図６は、実施の形態１に係る電力変換装置２００の制御部２７０によるインバータ２６０に対する制御モードの切り替えの例を示す図である。図６において、横軸および縦軸は図５の場合と同様である。制御部２７０は、インバータ２６０の出力電圧が非過変調の範囲では、図３に示す正弦波モードの電圧指令を用いることで、インバータ２６０の出力電圧をモータ３１０の誘起電圧定数に従って所望の電圧および周波数に制御することができる。一方、制御部２７０は、インバータ２６０の出力電圧が過変調の範囲では、図４に示す台形波モードの電圧指令を用いるが、インバータ２６０の出力電圧をモータ３１０の誘起電圧定数に従って所望の電圧および周波数に制御することができず、圧縮機３００のモータ３１０の運転周波数である電気角周波数に係わらず飽和状態になる。このような場合、圧縮機３００において、振動、騒音などの発生が問題となる。図６において、直流母線電圧Ｖｄｃで決まるインバータ２６０の出力電圧とモータ３１０の誘起電圧定数とが交差する位置に対応する圧縮機３００のモータ３１０の運転周波数である電気角周波数は、制御部２７０が電圧指令を正弦波モードで制御した場合の最大振幅周波数の６倍成分である第１の電気角周波数ω１に相当する。

　第１の電気角周波数ω１は、式（１）で表すことができる。なお、式（１）において、ωｓ＿ｍａｘはインバータ２６０に入力される直流母線電圧Ｖｄｃによってインバータ２６０が運転可能な最大周波数であり、Ｐはモータ３１０の極対数である。

　ω１＝ωｓ＿ｍａｘ×Ｐ×６　…（１）

　なお、第１の電気角周波数ω１は、制御部２７０で制御された正弦波モードの電圧指令によって第２の交流電圧が過変調にならない範囲で最大となるときのモータ３１０の回転数およびモータ３１０の極対数を用いて決定される第２の電気角周波数の６倍成分として求めることもできる。

　背景技術で説明したように、一般的に、リアクトル２２０およびコンデンサ２３０を備える電力変換装置２００では、リアクトル２２０およびコンデンサ２３０によって、ＬＣ共振回路、すなわちフィルタ回路が形成される。制御部２７０が台形波モードの電圧指令によってインバータ２６０の動作を制御、すなわち圧縮機３００の運転を制御している状態において、フィルタ回路の共振周波数ω２が第１の電気角周波数ω１より大きくなると、圧縮機３００で発生する振動、騒音などがさらに大きくなってしまう。

　フィルタ回路の共振周波数ω２は、式（２）で表すことができる。なお、式（２）において、Ｌはリアクトル２２０の容量であり、Ｃはコンデンサ２３０の容量である。また、√（Ｌ×Ｃ）はＬ×Ｃの平方根を表している。

　ω２＝１／（２π×√（Ｌ×Ｃ））　…（２）

　そのため、本実施の形態では、電力変換装置２００において、第２の交流電圧が過変調にならない範囲で最大になるように制御部２７０がインバータ２６０の動作を制御したときの電圧指令に基づく第１の電気角周波数ω１よりも、リアクトル２２０およびコンデンサ２３０によって形成されるフィルタ回路の共振周波数ω２が小さくなるようにリアクトル２２０の容量Ｌおよびコンデンサ２３０の容量Ｃが設定される。図７は、実施の形態１に係る電力変換装置２００における第１の電気角周波数ω１と共振周波数ω２との関係の例を示す図である。図７は、図６に共振周波数ω２を追加したものである。電力変換装置２００において、リアクトル２２０の容量Ｌおよびコンデンサ２３０の容量Ｃは、制御部２７０で制御された正弦波モードの電圧指令によって第２の交流電圧が過変調にならない範囲で最大となるときのモータ３１０の回転数およびモータ３１０の極対数を用いて決定される第２の電気角周波数の６倍成分である第１の電気角周波数ω１よりも共振周波数ω２が小さくなるように設定される。これにより、電力変換装置２００は、装置の大型化を抑制しつつ、共振現象の発生を抑制することができる。

　なお、電力変換装置２００においてリアクトル２２０の容量Ｌおよびコンデンサ２３０の容量Ｃは、実際には各個体によってばらつくことが想定される。そのため、電力変換装置２００において、リアクトル２２０の容量Ｌおよびコンデンサ２３０の容量Ｃは、リアクトル２２０の容量Ｌおよびコンデンサ２３０の容量Ｃのばらつきによって想定される最大の共振周波数ω２が第１の電気角周波数ω１よりも小さくなるように設定されるようにする。これにより、電力変換装置２００は、リアクトル２２０の容量Ｌおよびコンデンサ２３０の容量Ｃのばらつきを考慮しない場合と比較して、精度良く、装置の大型化を抑制しつつ、共振現象の発生を抑制することができる。

　また、共振周波数ω２は、共振周波数ω２を中心とした帯域においてゲインを有する。図８は、実施の形態１に係る電力変換装置２００が備えるリアクトル２２０の容量Ｌおよびコンデンサ２３０の容量Ｃによる共振周波数ω２のゲインの特性を示す図である。図８において、横軸は圧縮機３００のモータ３１０の運転周波数である電気角周波数を示し、縦軸はリアクトル２２０およびコンデンサ２３０によって形成されるフィルタ回路で得られるゲインを示す。電力変換装置２００は、共振周波数ω２を中心とした電気角周波数ω２１から電気角周波数ω２２までの間の周波数帯において、ゲインが０デシベル以上になるゲイン帯域を有する。そのため、電力変換装置２００において、リアクトル２２０の容量Ｌおよびコンデンサ２３０の容量Ｃは、共振周波数ω２を含みゲインが０デシベル以上となる範囲の周波数帯が第１の電気角周波数ω１よりも小さくなるように設定されるようにする。

　図９は、実施の形態１に係る電力変換装置２００における第１の電気角周波数ω１と共振周波数ω２のゲイン帯域との関係の例を示す図である。図９は、図７に電気角周波数ω２１から電気角周波数ω２２までの間の周波数帯であるゲイン帯域を追加したものである。図９に示すように、電力変換装置２００では、リアクトル２２０およびコンデンサ２３０によって形成されるフィルタ回路で得られるゲイン帯域の上側の電気角周波数ω２２が第１の電気角周波数ω１よりも小さくなるように、リアクトル２２０の容量Ｌおよびコンデンサ２３０の容量Ｃが設定されるようにする。

　図１０は、実施の形態１に係る電力変換装置２００において制御部２７０で使用される電圧指令のモードによるインバータ入力電圧の脈動の例を示す図である。図１０（ａ）は変調率を示し、図１０（ｂ）はインバータ入力電圧を示している。また、図１０では、正弦波モードを実線で示し、台形波モードを破線で示している。図１０（ａ）に示すように、変調率は正弦波モードよりも台形波モードの方が大きくなる。また、図１０（ｂ）に示すように、インバータ入力電圧、すなわちコンデンサ２３０から出力される直流電圧である直流母線電圧Ｖｄｃは、正弦波モードでは変動は小さいが、台形波モードでは変動が大きくなる。台形波モードでは、コンデンサ２３０などの素子耐圧を超えてしまうおそれがある。また、台形波モードでは、インバータ２６０からモータ３１０に出力される第２の交流電圧の変動も大きくなってしまい、圧縮機３００において、振動、騒音などの発生が問題となる。そのため、電力変換装置２００では、制御部２７０が正弦波モードでインバータ２６０の動作を制御することが望ましい。

　ここで、図５などに示すモータ３１０の誘起電圧特性について、モータ３１０の誘起電圧特性の傾きを寝かせる方向に変化させることができれば、インバータ２６０の出力電圧が非過変調から過変調になるときの第１の電気角周波数ω１を右方向、すなわち高い電気角周波数の方向に移動させることができる。第１の電気角周波数ω１の電気角周波数を高くできれば、第１の電気角周波数ω１に応じて共振周波数ω２も高くすることができる。図１１は、実施の形態１に係る電力変換装置２００におけるモータ３１０の誘起電圧特性、第１の電気角周波数ω１、および共振周波数ω２の関係を示す図である。共振周波数ω２を高くすることができれば、式（２）から明らかなように、リアクトル２２０の容量Ｌおよびコンデンサ２３０の容量Ｃをさらに小さくすることができる。リアクトル２２０の容量Ｌおよびコンデンサ２３０の容量Ｃをさらに小さくすることができれば、電力変換装置２００には、さらに、装置の大型化を抑制しつつ、共振現象の発生を抑制することができる。なお、モータ３１０については、モータ３１０の誘起電圧特性の他、モータ３１０の巻線３１１の巻き数、モータ３１０が備える図示しない鉄心の積み厚などを変更しても、図１１に示すモータ３１０の誘起電圧特性の傾きを変化させることができる。また、モータ３１０の誘起電圧特性の傾きを変化させることが可能なこれらの要件を組み合わせてもよい。すなわち、モータ３１０の誘起電圧特性、モータ３１０が備える巻線３１１の巻き数、およびモータ３１０が備える鉄心の積み厚のうち少なくとも１つが変化することによって、リアクトル２２０の容量Ｌおよびコンデンサ２３０の容量Ｃの設定の変更が可能である。

　電力変換装置２００に接続される圧縮機３００のモータ３１０について、図１および図２では巻線３１１がＹ結線の場合を示しているが、これに限定されない。モータ３１０の巻線３１１について、Δ結線されていてもよいし、Ｙ結線とΔ結線とが切り替え可能な構成であってもよい。図１２は、実施の形態１に係る電力変換装置２００の構成例を示す第３の図である。図１２の例では、図２に示す電力変換装置２００に対して、切替部２８０を追加している。切替部２８０は、モータ３１０の相ごとに、モータ３１０の各巻線３１１の結線を切り替え可能なスイッチ２８１を備える。制御部２７０は、切替部２８０に対して各スイッチ２８１の接続先を指示する切替信号を生成して出力する。例えば、制御部２７０は、インバータ出力電圧が過変調領域になりそうな場合、モータ３１０の巻線３１１をＹ結線からΔ結線に切り替えることで、過変調領域に入ることなくモータ３１０の運転を継続することができる。切替部２８０の各スイッチ２８１は、制御部２７０からの切替信号に基づいて、モータ３１０の巻線３１１の結線を切り替える。

　以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置２００において、第２の交流電圧が過変調にならない範囲で最大になるように制御部２７０がインバータ２６０の動作を制御したときの電圧指令に基づく第１の電気角周波数ω１よりも、リアクトル２２０およびコンデンサ２３０によって形成されるフィルタ回路の共振周波数ω２が小さくなるようにリアクトル２２０の容量Ｌおよびコンデンサ２３０の容量Ｃが設定される。これにより、電力変換装置２００は、装置の大型化を抑制しつつ、共振現象の発生を抑制することができる。

　なお、本実施の形態における電力変換装置２００が備えるリアクトル２２０の容量Ｌおよびコンデンサ２３０の容量Ｃの設定について、インバータ２６０の過変調運転に限定したものではなく、通常運転時も含めたデッドタイムによるコンデンサ両端電圧抑制にも応用することができる。また、電力変換装置２００は、接続される圧縮機３００としてスクロール圧縮機を用いた場合、ロータリ圧縮機と比較して負荷変化が小さいため、インバータ入力電圧の電圧脈動影響をより受けやすく、振動、騒音などを抑制する効果を得ることができる。

実施の形態２．
　図１３は、実施の形態２に係る空気調和機５００の構成例を示す図である。空気調和機５００は、交流電源１００と、電力変換装置２００と、モータ３１０を有する圧縮機３００と、四方弁４００と、室外熱交換器４１０と、膨張弁４２０と、室内熱交換器４３０と、冷媒配管４４０と、を備える。図１３において、圧縮機３００、四方弁４００、室外熱交換器４１０、膨張弁４２０、および室内熱交換器４３０は、冷媒配管４４０を介して接続されている。圧縮機３００の内部には、図示しない圧縮機機構を動作させるモータ３１０が設けられている。モータ３１０は、固定子および回転子を有する構成である。モータ３１０は、電力変換装置２００によって生成された所望の電圧および周波数を有する第２の交流電圧が入力されることによって、駆動する圧縮機モータである。空気調和機５００は、圧縮機３００の内部のモータ３１０が回転することによって圧縮機３００の内部の冷媒が圧縮され、冷媒配管４４０を介して冷媒が室外熱交換器４１０および室内熱交換器４３０の間を循環することによって、空調制御を行うことができる。電力変換装置２００とモータ３１０とは電気的に接続され、電力変換装置２００は交流電源１００と接続されている。電力変換装置２００は、交流電源１００から供給される第１の交流電圧を用いて、モータ３１０に供給する交流電圧を生成する。

　このように、電力変換装置２００は、空気調和機５００に搭載されるが、一例であり、これに限定されない、電力変換装置２００は、空気調和機５００の他、冷蔵庫、冷凍庫、ヒートポンプ給湯器といった冷凍サイクルを備える製品に適用することが可能である。

　以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、実施の形態同士を組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

　１００　交流電源、２００　電力変換装置、２１０　整流回路、２１１，２６２　ダイオード、２２０　リアクトル、２３０　コンデンサ、２４０　電圧検出部、２５０　電流検出部、２６０　インバータ、２６１　スイッチング素子、２７０　制御部、２８０　切替部、２８１　スイッチ、３００　圧縮機、３１０　モータ、３１１　巻線、４００　四方弁、４１０　室外熱交換器、４２０　膨張弁、４３０　室内熱交換器、４４０　冷媒配管、５００　空気調和機。

Claims (6)

1. 　第１の交流電圧を直流電圧に変換する非昇圧型の整流回路と、
   　前記整流回路に接続されるリアクトルと、
   　前記直流電圧を平滑化するコンデンサと、
   　前記コンデンサに並列に接続され、平滑化された直流電圧を所望の電圧および周波数の第２の交流電圧に変換してモータに出力するインバータと、
   　前記インバータの動作を制御する制御部と、
   　を備え、
   　前記第２の交流電圧が過変調にならない範囲で最大になるように前記制御部が前記インバータの動作を制御したときの電圧指令に基づく第１の電気角周波数よりも、前記リアクトルおよび前記コンデンサによって形成されるフィルタ回路の共振周波数が小さくなるように前記リアクトルおよび前記コンデンサの容量が設定される電力変換装置。
2. 　前記リアクトルおよび前記コンデンサの容量は、前記制御部で制御された正弦波モードの前記電圧指令によって前記第２の交流電圧が過変調にならない範囲で最大となるときの前記モータの回転数および前記モータの極対数を用いて決定される第２の電気角周波数の６倍成分である前記第１の電気角周波数よりも前記共振周波数が小さくなるように設定される、
   　請求項１に記載の電力変換装置。
3. 　前記リアクトルおよび前記コンデンサの容量は、前記リアクトルおよび前記コンデンサの容量のばらつきによって想定される最大の前記共振周波数が前記第１の電気角周波数よりも小さくなるように設定される、
   　請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 　前記リアクトルおよび前記コンデンサの容量は、前記共振周波数を含みゲインが０デシベル以上となる範囲の周波数帯が前記第１の電気角周波数よりも小さくなるように設定される、
   　請求項１から３のいずれか１つに記載の電力変換装置。
5. 　前記モータの誘起電圧特性、前記モータが備える巻線の巻き数、および前記モータが備える鉄心の積み厚のうち少なくとも１つが変化することによって、前記リアクトルおよび前記コンデンサの容量の設定の変更が可能である、
   　請求項１から４のいずれか１つに記載の電力変換装置。
6. 　請求項１から５のいずれか１つに記載の電力変換装置を備える空気調和機。

Images