JP2009171768A - 電動車両の制御装置およびそれを備えた電動車両、ならびに電動車両の制御方法およびその制御方法をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取可能な記録媒体 - Google Patents

電動車両の制御装置およびそれを備えた電動車両、ならびに電動車両の制御方法およびその制御方法をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取可能な記録媒体 Download PDF

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Abstract

【課題】インバータの損失を効果的に低減可能な電動車両の制御装置およびそれを備えた電動車両を提供する。
【解決手段】キャリア周波数設定部６４は、モータジェネレータＭＧのトルク指令ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいてキャリア周波数ＦＣを設定する。ＰＷＭ信号生成部６８は、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに対応する各相変調波を生成し、各相変調波とキャリア周波数ＦＣを有する搬送波（キャリア）との大小関係に応じて各相ＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを生成する。ＰＷＭセンター制御部６６は、キャリア周波数ＦＣが予め定められた周波数よりも低いとき、ＰＷＭセンターを可変制御するためのＰＷＭセンター補正値ΔＣＥを生成してＰＷＭ信号生成部６８へ出力する。
【選択図】図２

Description

この発明は、車両走行用の動力源として交流モータを搭載する電動車両の制御技術に関する。
近年、環境問題を背景に、電気自動車（Electric Vehicle）やハイブリッド車両（Hybrid Vehicle）、燃料電池車（Fuel Cell Vehicle）などの電動車両が注目されている。これらの電動車両の多くは、車両走行用の動力源として、インバータによって駆動される交流モータを搭載する。
このような電動車両においては、たとえば登坂時に駆動トルクと車重とが釣り合っていわゆる「モータロック状態」（モータトルクを出力しつつモータ回転数が極めて低い状態）になると、特定の相に電流が集中して流れることによりインバータの損失が増大し、インバータが短時間で過熱し得る。
そこで、特許第３６２５４２９号公報（特許文献１）は、交流電圧基準の周波数が所定値以下のとき、電力変換器を構成するスイッチング素子の損失を低減可能な制御装置を開示する。この制御装置は、電力変換器を構成する電力半導体素子をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御する。そして、制御装置は、交流電圧基準の周波数が所定値以下のとき、交流電圧基準に直流オフセット電圧を加えて、電力半導体素子の損失を低減させる。
この制御装置によれば、交流低周波通電時の電力半導体素子の損失を低減することが可能となる（特許文献１参照）。
特許第３６２５４２９号公報 特開平９−１９１５０８号公報 特開２０００−１０２２５７号公報 特開平６−２４５５７７号公報 特開２００４−４８８８５号公報 特開２００３−２０４０２８号公報
インバータの損失は、スイッチング素子がオン／オフする際に発生するスイッチング損失と、スイッチング素子がオンしているときに発生するオン損失とからなる。しかしながら、上記特許第３６２５４２９号公報に開示される手法は、スイッチング素子のオン損失のみに着目したものであり、スイッチング損失も併せたトータルの損失を考慮した場合、必ずしも効果的でない可能性がある。
それゆえに、この発明の目的は、インバータの損失を効果的に低減可能な電動車両の制御装置およびそれを備えた電動車両を提供することである。
また、この発明の別の目的は、インバータの損失を効果的に低減可能な電動車両の制御方法およびその制御方法をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取可能な記録媒体を提供することである。
この発明によれば、電動車両の制御装置は、車両走行用の動力源として交流モータを搭載する電動車両の制御装置であって、インバータと、信号生成部と、制御部とを備える。インバータは、交流モータを駆動する。信号生成部は、パルス幅変調法に基づいて、インバータのスイッチング素子をオン／オフするための信号を生成する。制御部は、インバータのスイッチング周波数が予め定められた周波数よりも低いとき、信号生成部において用いられる変調波の中心値を可変制御することによってインバータの損失を低減可能に構成される。
好ましくは、予め定められた周波数は、インバータのスイッチング損失に対してインバータのオン損失が相対的に大きくなるスイッチング周波数の領域に基づいて設定される。
好ましくは、制御部は、インバータのスイッチング周波数が予め定められた周波数よりも低く、かつ、交流モータの回転数が予め定められた回転数よりも低いとき、変調波の中心値を可変制御することによってインバータにおける電流集中を抑止可能に構成される。
さらに好ましくは、電動車両の制御装置は、電流検出部をさらに備える。電流検出部は、交流モータの各相電流を検出する。制御部は、電流が最大の相においてインバータから交流モータへ電流が流れているとき、信号生成部において用いられる搬送波の中央値よりも小さくなるように変調波の中心値を変更する。また、制御部は、電流最大の相において交流モータからインバータへ電流が流れているとき、搬送波の中央値よりも大きくなるように変調波の中心値を変更する。
さらに好ましくは、制御部は、インバータの各相におけるオン損失が均衡するように予め求められた値に変調波の中心値を変更する。
好ましくは、制御部は、電流が最大の相の変調波が所定の最大値または最小値となることによってその電流最大の相のスイッチング動作が停止してその他の相による変調制御が行なわれるように、変調波の中心値を変更する。
好ましくは、電動車両の制御装置は、温度検出部をさらに備える。温度検出部は、インバータの素子温度を検出する。制御部は、素子温度が最大の相においてインバータから交流モータへ電流が流れているとき、信号生成部において用いられる搬送波の中央値よりも小さくなるように変調波の中心値を変更する。また、制御部は、温度最大の相において交流モータからインバータへ電流が流れているとき、搬送波の中央値よりも大きくなるように変調波の中心値を変更する。
好ましくは、電動車両の制御装置は、温度検出部と、位相変更部とをさらに備える。温度検出部は、インバータの素子温度を検出する。位相変更部は、素子温度が最大の相に流れる電流値が減少するように変調波の位相を変更する。
さらに好ましくは、位相変更部は、電流値が略零となるように変調波の位相を変更する。
好ましくは、制御部は、交流モータの回転数が予め定められた回転数以上のとき、インバータの全体の損失が最小となるように変調波の位相ごとに予め求められた値に変調波の中心値を可変制御する。
さらに好ましくは、制御部は、変調波の中心値を変更したことにより変調波のピークが搬送波のピークを超えた場合、変調波のピークが搬送波のピークよりも小さくなるように
変調波の中心値を補正する。
また、この発明によれば、電動車両は、車両の駆動力を発生する交流モータと、交流モータの出力軸に連結される車輪と、上述したいずれかの制御装置とを備える。
また、この発明によれば、電動車両の制御方法は、車両走行用の動力源として交流モータを搭載する電動車両の制御方法であって、第１および第２のステップを備える。第１のステップでは、パルス幅変調法に基づいて、交流モータを駆動するインバータのスイッチング素子をオン／オフするための信号が生成される。第２のステップでは、インバータのスイッチング周波数が予め定められた周波数よりも低いとき、信号の生成に用いる変調波の中心値を可変制御することによってインバータの損失が低減される。
好ましくは、予め定められた周波数は、インバータのスイッチング損失に対してインバータのオン損失が相対的に大きくなるスイッチング周波数の領域に基づいて設定される。
好ましくは、第２のステップにおいて、インバータのスイッチング周波数が予め定められた周波数よりも低く、かつ、交流モータの回転数が予め定められた回転数よりも低いとき、変調波の中心値を可変制御することによってインバータにおける電流集中が抑止される。
さらに好ましくは、第２のステップにおいて、電流が最大の相においてインバータから交流モータへ電流が流れているとき、信号の生成に用いる搬送波の中央値よりも小さくなるように変調波の中心値が変更される。また、電流最大の相において交流モータからインバータへ電流が流れているときは、搬送波の中央値よりも大きくなるように変調波の中心値が変更される。
さらに好ましくは、第２のステップにおいて、インバータの各相におけるオン損失が均衡するように予め求められた値に変調波の中心値が変更される。
好ましくは、第２のステップにおいて、電流が最大の相の変調波が所定の最大値または最小値となることによってその電流最大の相のスイッチング動作が停止してその他の相による変調制御が行なわれるように、変調波の中心値が変更される。
好ましくは、第２のステップにおいて、インバータの素子温度が最大の相においてインバータから交流モータへ電流が流れているとき、信号の生成に用いる搬送波の中央値よりも小さくなるように変調波の中心値が変更される。また、温度最大の相において交流モータからインバータへ電流が流れているときは、搬送波の中央値よりも大きくなるように変調波の中心値が変更される。
好ましくは、電動車両の制御方法は、第３のステップをさらに備える。第３のステップでは、インバータの素子温度が最大の相に流れる電流値が減少するように変調波の位相が変更される。
好ましくは、第３のステップにおいて、電流値が略零となるように変調波の位相が変更される。
好ましくは、電動車両の制御方法は、第４のステップをさらに備える。第４のステップでは、交流モータの回転数が予め定められた回転数以上のとき、インバータの全体の損失が最小となるように変調波の位相ごとに予め求められた値に変調波の中心値が可変制御される。
さらに好ましくは、電動車両の制御方法は、第５および第６のステップをさらに備える。第５のステップでは、変調波の中心値を変更したことにより変調波のピークが搬送波のピークを超えたか否かが判定される。第６のステップでは、変調波のピークが搬送波のピークを超えたと判定された場合、変調波のピークが搬送波のピークよりも小さくなるように変調波の中心値が補正される。
また、この発明によれば、記録媒体は、コンピュータ読取可能な記録媒体であって、上述したいずれかの電動車両の制御方法をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録する。
この発明においては、インバータは、パルス幅変調法に基づいてＰＷＭ制御される。ここで、インバータの損失はスイッチング損失とオン損失とからなり、インバータのスイッチング周波数が低いときはオン損失が支配的となり、スイッチング周波数が高くなるに従ってスイッチング損失の割合が増大するところ、この発明においては、インバータのスイッチング周波数が予め定められた周波数よりも低いとき、すなわち、オン損失が支配的となる低スイッチング周波数のとき、信号生成部において用いられる変調波の中心値を可変制御することによってインバータのオン損失を低減する。したがって、この発明によれば、インバータの損失を効果的に低減することができる。
また、この発明においては、インバータのスイッチング周波数が予め定められた周波数よりも低く、かつ、交流モータの回転数が予め定められた回転数よりも低いとき（モータロック状態検出時）、すなわち、スイッチング損失が小さいことによりインバータのトータルの損失はそれ程大きくはないけれどもモータ回転数が低いために特定の相に電流が集中することによって熱的に厳しい状況のとき、変調波の中心値を可変制御することによってオン損失を低減し、インバータにおける電流集中を抑止する。したがって、この発明によれば、特定の素子または相に電流が集中して流れるのを抑止することができる。その結果、インバータが過熱損傷するのを防止することができる。
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。
［実施の形態１］
図１は、この発明の実施の形態１による電動車両のパワートレーン構成を示した図である。図１を参照して、この電動車両１００は、蓄電装置Ｂと、インバータ１０と、電子制御ユニット（以下「ＥＣＵ（Electronic Control Unit）」と称する。）２０と、モータジェネレータＭＧと、車輪ＤＷとを備える。また、電動車両１００は、正極線ＰＬと、負極線ＮＬと、コンデンサＣと、Ｕ相ラインＵＬと、Ｖ相ラインＶＬと、Ｗ相ラインＷＬとをさらに備える。さらに、電動車両１００は、電圧センサ２２と、電流センサ２４と、回転角センサ２６とをさらに備える。
蓄電装置Ｂの正極端子および負極端子は、それぞれ正極線ＰＬおよび負極線ＮＬに接続される。コンデンサＣは、正極線ＰＬと負極線ＮＬとの間に接続される。インバータ１０は、Ｕ相アーム１２、Ｖ相アーム１４およびＷ相アーム１６を含む。Ｕ相アーム１２、Ｖ相アーム１４およびＷ相アーム１６は、正極線ＰＬと負極線ＮＬとの間に並列に接続される。Ｕ相アーム１２は、直列に接続されたトランジスタＱ１，Ｑ２から成り、Ｖ相アーム１４は、直列に接続されたトランジスタＱ３，Ｑ４から成り、Ｗ相アーム１６は、直列に接続されたトランジスタＱ５，Ｑ６から成る。トランジスタＱ１〜Ｑ６には、それぞれダ
イオードＤ１〜Ｄ６が逆並列に接続される。
なお、上記のトランジスタとして、たとえばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いることができる。また、上記のトランジスタとして、パワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor）等のスイッチング素子を用いてもよい。
モータジェネレータＭＧは、Ｕ相コイルＵ、Ｖ相コイルＶおよびＷ相コイルＷをステータコイルとして含む。Ｕ相コイルＵ、Ｖ相コイルＶおよびＷ相コイルＷは、インバータ１０のＵ相アーム１２、Ｖ相アーム１４およびＷ相アーム１６における上下アームの接続ノードにそれぞれ接続される。そして、モータジェネレータＭＧの回転軸に車輪ＤＷが連結される。
蓄電装置Ｂは、再充電可能な直流電源であり、たとえば、ニッケル水素やリチウムイオン等の二次電池から成る。蓄電装置Ｂは、直流電力をインバータ１０へ供給する。また、蓄電装置Ｂは、車両の制動時にモータジェネレータＭＧによって回生発電される電力をインバータ１０から受けて充電される。なお、蓄電装置Ｂとして、大容量のキャパシタを用いてもよい。
コンデンサＣは、正極線ＰＬと負極線ＮＬとの間の電圧変動を平滑化する。電圧センサ２２は、コンデンサＣの端子間電圧、すなわち負極線ＮＬに対する正極線ＰＬの電圧Ｖｄｃを検出し、その検出値をＥＣＵ２０へ出力する。
インバータ１０は、ＥＣＵ２０からの信号ＰＷＭＩに基づいて、蓄電装置Ｂから受ける直流電圧を３相交流電圧に変換し、モータジェネレータＭＧを駆動する。また、インバータ１０は、車両の制動時、車輪ＤＷからの回転力を受けてモータジェネレータＭＧが発電した３相交流電圧をＥＣＵ２０からの信号ＰＷＭＩに基づいて直流電圧に変換し、その変換した直流電圧を蓄電装置Ｂへ出力する。
モータジェネレータＭＧは、三相交流電動機であり、たとえば、ロータに永久磁石が埋設された三相交流同期電動機から成る。モータジェネレータＭＧは、インバータ１０によって力行駆動され、車輪ＤＷを駆動するための駆動力を発生する。また、モータジェネレータＭＧは、車両の回生制動時、インバータ１０によって回生駆動され、車輪ＤＷから受ける回転力を用いて発電した三相交流電圧をインバータ１０へ出力する。
電流センサ２４は、各相モータ電流を検出し、その検出値をＥＣＵ２０へ出力する。なお、図１では、電流センサ２４は、Ｖ相ラインＶＬおよびＷ相ラインＷＬの電流を検出し、Ｕ相ラインＵＬの電流は、キルヒホッフの法則を用いて算出できる。回転角センサ２６は、モータジェネレータＭＧのロータの回転角θを検出し、その検出値をＥＣＵ２０へ出力する。
ＥＣＵ２０は、電圧センサ２２からの電圧Ｖｄｃ、電流センサ２４からのモータ電流Ｉおよび回転角センサ２６からのモータ回転角θに基づいて、後述の方法により、インバータ１０を駆動するための信号ＰＷＭＩを生成し、その生成した信号ＰＷＭＩをインバータ１０のトランジスタＱ１〜Ｑ６へ出力する。
図２は、図１に示したＥＣＵ２０の機能ブロック図である。図２を参照して、ＥＣＵ２０は、電流指令生成部５２と、座標変換部５４，６０と、減算部５６−１，５６−２と、ＰＩ制御部５８−１，５８−２と、回転数算出部６２と、キャリア周波数設定部６４と、ＰＷＭセンター制御部６６と、ＰＷＭ信号生成部６８とを含む。
電流指令生成部５２は、モータジェネレータＭＧのトルク指令ＴＲに基づいてｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊を生成する。座標変換部５４は、回転角センサ２６からのモータ回転角θを用いて、電流センサ２４によって検出されたモータ電流Ｉをｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑに変換する。減算部５６−１は、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊からｄ軸電流Ｉｄを減算し、その演算結果をＰＩ制御部５８−１へ出力する。減算部５６−２は、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊からｑ軸電流Ｉｑを減算し、その演算結果をＰＩ制御部５８−２へ出力する。
ＰＩ制御部５８−１は、減算部５６−１の出力に基づいて比例積分演算を行ない、その演算結果をｄ軸電圧指令Ｖｄとして座標変換部６０へ出力する。ＰＩ制御部５８−２は、減算部５６−２の出力に基づいて比例積分演算を行ない、その演算結果をｑ軸電圧指令Ｖｑとして座標変換部６０へ出力する。
座標変換部６０は、モータ回転角θを用いて、ＰＩ制御部５８−１，５８−２からそれぞれ受けるｄ軸電圧指令Ｖｄおよびｑ軸電圧指令ＶｑをＵ相電圧指令Ｖｕ、Ｖ相電圧指令ＶｖおよびＷ相電圧指令Ｖｗに変換し、その変換した各相電圧指令をＰＷＭ信号生成部６８へ出力する。
回転数算出部６２は、モータ回転角θに基づいてモータ回転数ＭＲＮを算出し、その算出値をキャリア周波数設定部６４へ出力する。
キャリア周波数設定部６４は、モータジェネレータＭＧのトルク指令ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいて、ＰＷＭ信号を生成する際に用いられる搬送波（キャリア）の周波数（キャリア周波数ＦＣ）を設定し、その設定されたキャリア周波数ＦＣをＰＷＭセンター制御部６６およびＰＷＭ信号生成部６８へ出力する。
ＰＷＭセンター制御部６６は、キャリア周波数ＦＣおよびモータ電流Ｉに基づいて、後述の方法により、ＰＷＭ信号生成部６８における各相変調波の中心値（以下「ＰＷＭセンター」とも称する。）を可変制御するためのＰＷＭセンター補正値ΔＣＥを生成し、その生成したＰＷＭセンター補正値ΔＣＥをＰＷＭ信号生成部６８へ出力する。
ＰＷＭ信号生成部６８は、パルス幅変調法を用いて、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに基づいて各相ＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを生成し、その生成した各相ＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを信号ＰＷＭＩとしてインバータ１０へ出力する。より具体的には、ＰＷＭ信号生成部６８は、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに対応する各相変調波を生成する。また、ＰＷＭ信号生成部６８は、キャリア周波数設定部６４によって設定されたキャリア周波数ＦＣを有する搬送波（キャリア）を図示されない発信部により生成する。そして、ＰＷＭ信号生成部６８は、各相変調波と搬送波（キャリア）との大小関係に応じて各相ＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを生成する。
ここで、一般的なＰＷＭ制御においては、変調波は、その中心値（ＰＷＭセンター）が搬送波の中央値になるように生成されるところ、ＰＷＭ信号生成部６８は、ＰＷＭセンター制御部６６からのＰＷＭセンター補正値ΔＣＥを用いてＰＷＭセンターを変更する。具体的には、ＰＷＭ信号生成部６８は、ＰＷＭセンター補正値ΔＣＥを各相変調波に一律に加算することによってＰＷＭセンターを変更する。そして、ＰＷＭ信号生成部６８は、ＰＷＭセンター補正値ΔＣＥによってＰＷＭセンターが変更された各相変調波を搬送波と比較し、その比較結果に基づいて各相ＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを生成する。
なお、以下では、搬送波は、０，１の間で変動する、数ｋＨｚから１０ｋＨｚ程度の周
波数を有する三角波とする。したがって、搬送波の中央値は０．５である。
図３は、図２に示したキャリア周波数設定部６４によって設定されるキャリア周波数ＦＣを説明するための図である。図３を参照して、横軸はモータ回転数ＭＲＮを示し、縦軸はトルク指令ＴＲを示す。モータ回転数ＭＲＮが低く、かつ、トルク指令ＴＲが小さくない領域（領域Ｓ）では、キャリア周波数ＦＣは相対的に低く設定され、モータ回転数ＭＲＮが高くなるに従ってキャリア周波数ＦＣは相対的に高く設定される。
低回転かつ非小トルクの領域Ｓにおいてキャリア周波数ＦＣが低く設定されるのは以下の理由による。トルクが大きいほど電流は大きいのでスイッチング素子のオン損失が大きくなり、大トルク領域ではインバータの損失は増大する。また、モータ回転数が低いほど各相アームに集中して流れる電流量が多くなるので熱的に厳しくなる。一方、キャリア周波数が低いほどスイッチング損失は小さいので全体の損失を低減できる。そこで、モータ回転とトルクとに応じてインバータの損失を抑えるためには、低回転域における非小トルク領域のキャリア周波数を下げることが有効である。なお、高回転域でキャリア周波数を高く設定するのは、スイッチング素子の動作に伴なう電磁音を抑制するためである。
図４は、スイッチング周波数とインバータにおける損失との関係を示した図である。図４を参照して、横軸はインバータのスイッチング周波数（キャリア周波数に相当する。）を示し、縦軸は損失を示す。線ｋ１は、インバータを構成するスイッチング素子がオンしているときに発生するオン損失を示す。線ｋ２は、スイッチング素子がオン／オフする際に発生するスイッチング損失を示す。線ｋ３は、オン損失とスイッチング損失とを合計した全体損失を示す。
スイッチング周波数が低周波数の領域では、オン損失の方がスイッチング損失よりも相対的に大きく、オン損失が支配的となる。そして、スイッチング周波数が高くなるに従ってスイッチング損失は増大し、スイッチング周波数が中高周波数の領域では、スイッチング損失が支配的となる。
ここで、オン損失が支配的となる低周波数領域では、全体損失の絶対値としては中高周波領域より小さいけれども、モータの回転数が低いので、特に回転数が極めて低いモータロック時などは特定の相に電流が集中することにより熱的に厳しい状況が発生し得る。すなわち、図３に示したように、モータ回転数が低い領域では、インバータの損失を抑えるためにキャリア周波数は低く設定されるところ、それでも状況によっては（モータロック時など）特定の相に電流が集中することにより熱的に厳しい状況が発生する。なお、全体損失が相対的に大きい中高周波領域では、モータが回転しているので、電流は短時間ごとに各相に分散し、熱的には低周波数領域ほど厳しくはない。
そこで、この実施の形態１では、以下に説明するように、オン損失が支配的な低スイッチング周波数領域において、ＰＷＭセンターを可変制御することにより、熱的に厳しい状況を回避することとしたものである。
以下、ＰＷＭセンターを操作することによる損失低減の原理について説明する。
図５〜図７は、インバータにおける電流および電圧を説明するための図である。図５は、Ｕ相上アームのトランジスタＱ１がオンしているときの電流および電圧を示し、図６は、Ｕ相下アームのトランジスタＱ２がオンしているときの電流および電圧を示す。図７は、図５，図６に示した電流および電圧の波形図である。なお、この図５〜図７では、Ｕ相アーム１２からモータジェネレータＭＧへ電流が流れる場合（この場合の電流の符号を正とする。）について代表的に示されるが、モータジェネレータＭＧからＵ相アーム１２へ電流が流れる場合（電流が負の場合）や他の相の場合においても同様に考えることができ
る。
図５〜図７を参照して、上アームのトランジスタＱ１がオン（下アームのトランジスタＱ２はオフ）しているとき（図７の時刻ｔ２〜ｔ３および時刻ｔ６以降）、トランジスタＱ１には電流Ｉｕが流れるとともにオン電圧Ｖｏｎ１がかかり、下アームには電圧ＶＨがかかる。
また、下アームのトランジスタＱ２がオン（上アームのトランジスタＱ１はオフ）しているとき（図７の時刻ｔ１以前および時刻ｔ４〜ｔ５）、下アームのダイオードＤ２には電流Ｉｕが流れるとともにオン電圧Ｖｏｎ２がかかり、上アームには電圧ＶＨがかかる。
なお、時刻ｔ１〜ｔ２，ｔ３〜ｔ４，ｔ５〜ｔ６は、トランジスタＱ１，Ｑ２のスイッチング期間である。
ここで、スイッチング周波数をＫ（Ｈｚ）とすると、トランジスタＱ１における単位時間当たりの損失ΔＬＱ１およびダイオードＤ２における単位時間当たりの損失ΔＬＤ２は、次式にて表される。
ΔＬＱ１＝２×Ｋ×∫（Ｖ１×Ｉｕ）ｄｔ＋（１／Ｋ−２×ｄｔ）×Ｋ×∫（Ｖｏｎ１×Ｉｕ）ｄｔ …（１）
ΔＬＤ２＝２×Ｋ×∫（Ｖ２×Ｉｕ）ｄｔ＋（１／Ｋ−２×ｄｔ）×Ｋ×∫（Ｖｏｎ２×Ｉｕ）ｄｔ …（２）
ここで、（１），（２）式の各々の右辺第１項はスイッチング損失を表し、右辺第２項はオン損失を表す。
（１），（２）式から分かるように、トランジスタＱ１の損失ΔＬＱ１とダイオードＤ２の損失ΔＬＤ２とは、式の構成は同じであり、スイッチング特性およびオン電圧によってその値が異なる。なお、（１），（２）式の各々についてスイッチング周波数Ｋを横軸にして損失を図示すると図４のようになる。
図８は、ＰＷＭセンター操作の考え方の一例を説明するための図である。図８を参照して、ＰＷＭセンターをｘ（０≦ｘ≦１）とすると、トランジスタＱ１のオンデューティーはｘで表される。ここで、１サイクルにおけるトランジスタＱ１のオン損失ΔＬＱ１ｏｎおよびダイオードＤ２のオン損失ΔＬＤ２ｏｎは、次式で表される。
ΔＬＱ１ｏｎ＝Ｖｏｎ１×Ｉｕ×ｘ …（３）
ΔＬＤ２ｏｎ＝Ｖｏｎ２×Ｉｕ×（１−ｘ） …（４）
図９は、ＰＷＭセンターとオン損失との関係を示した図である。図９を参照して、線ｋ４は、トランジスタＱ１のオン損失ΔＬＱ１ｏｎを示し、線ｋ５は、ダイオードＤ２のオン損失ΔＬＤ２ｏｎを示す。線ｋ６は、オン損失ΔＬＱ１ｏｎとオン損失ΔＬＤ２ｏｎとの合計を示す。
ＰＷＭセンターが大きくなると、トランジスタＱ１のオン損失ΔＬＱ１ｏｎが増大し、ＰＷＭセンターが最大値１のとき、オン損失ΔＬＱ１ｏｎは最大値ΔＬＱ１ｏｎ＿ｍａｘ（＝Ｖｏｎ１×Ｉｕ）になる。一方、ＰＷＭセンターが小さくなると、ダイオードＤ２のオン損失ΔＬＤ２ｏｎが増大し、ＰＷＭセンターが最小値０のとき、オン損失ΔＬＤ２ｏｎは最大値ΔＬＤ２ｏｎ＿ｍａｘ（＝Ｖｏｎ２×Ｉｕ）になる。
ここで、トランジスタＱ１のオン電圧Ｖｏｎ１とダイオードＤ２のオン電圧Ｖｏｎ２との比が仮に２：１であるとした場合、トランジスタＱ１のオン損失ΔＬＱ１ｏｎとダイオ
ードＤ２のオン損失ΔＬＤ２ｏｎとが等しいとすると、（３），（４）式よりｘ＝０．３３が得られる。したがって、トランジスタＱ１のオン電圧Ｖｏｎ１とダイオードＤ２のオン電圧Ｖｏｎ２との比が２：１の場合、ＰＷＭセンターを０．５（中心値）から０．３３にシフトすることによって、トランジスタＱ１とダイオードＤ２との発熱を均衡化することができ、熱的に厳しいトランジスタＱ１が過熱するのを防止することができる。
図１０は、ＰＷＭセンター操作時のスイッチング周波数とインバータ損失との関係を示した図である。図１０を参照して、線ｋ１〜ｋ３は、図４に示したとおりである。線ｋ７は、ＰＷＭセンター操作時のオン損失を示す。線ｋ８は、ＰＷＭセンター操作時のオン損失とスイッチング損失とを合計した全体損失を示す。
図１０から分かるように、オン損失が支配的となる低スイッチング周波数領域において、ＰＷＭセンター操作による損失低減の効果が大きい。言い換えると、スイッチング周波数が中高周波数の領域では、ＰＷＭセンター操作による損失低減の効果は小さい。したがって、この実施の形態１では、オン損失が支配的となる低スイッチング周波数領域において、ＰＷＭセンターを可変制御することにより、熱的に厳しい状況を回避することとしたものである。
なお、上記においては、Ｕ相アーム１２からモータジェネレータＭＧへ電流が流れる場合（電流が正の場合）について説明したが、モータジェネレータＭＧからＵ相アーム１２へ電流が流れる場合（電流が負の場合）についても同様に考えることができる。すなわち、この場合は、下アームのトランジスタＱ２がオンしているとき、トランジスタＱ２に電流Ｉｕ（負）が流れ、上アームのトランジスタＱ１がオンしているとき、ダイオードＤ１に電流Ｉｕ（負）が流れる。そして、トランジスタＱ２のオン電圧とダイオードＤ１のオン電圧との比が仮に２：１であるとした場合、ＰＷＭセンターｘ＝０．６７が得られる。したがって、モータジェネレータＭＧからＵ相アーム１２へ電流が流れている場合は、ＰＷＭセンターを０．５（中心値）から０．６７にシフトすることによって、トランジスタＱ２とダイオードＤ１との発熱を均衡化することができ、熱的に厳しいトランジスタＱ２が過熱するのを防止することができる。
図１１は、図２に示したＰＷＭセンター制御部６６の制御構造を説明するためのフローチャートである。なお、このフローチャートに示される処理は、一定時間ごとまたは所定の条件成立時にメインルーチンから呼出されて実行される。
図１１を参照して、ＰＷＭセンター制御部６６は、キャリア周波数設定部６４からキャリア周波数ＦＣを取得する（ステップＳ１０）。そして、ＰＷＭセンター制御部６６は、そのキャリア周波数ＦＣが予め定められたしきい値よりも低いか否かを判定する（ステップＳ２０）。なお、このしきい値は、インバータの各スイッチング素子の熱設計に基づいて、オフライン実験などで予め求めておくことができる。
そして、キャリア周波数ＦＣがしきい値よりも低いと判定されると（ステップＳ２０においてＹＥＳ）、ＰＷＭセンター制御部６６は、モータ電流Ｉを取得し（ステップＳ３０）、モータ電流の大きさが最大の相を検出する（ステップＳ４０）。次いで、ＰＷＭセンター制御部６６は、その電流最大相のモータ電流が正値か否かを判定する（ステップＳ５０）。
電流最大相のモータ電流が正値であると判定されると（ステップＳ５０においてＹＥＳ）、ＰＷＭセンター制御部６６は、ＰＷＭセンターが０．５（搬送波の中央値）よりも小さくなるようにＰＷＭセンター補正値ΔＣＥを生成してＰＷＭ信号生成部６８へ出力する（ステップＳ６０）。
一方、電流最大相のモータ電流が負値であると判定されると（ステップＳ５０においてＮＯ）、ＰＷＭセンター制御部６６は、ＰＷＭセンターが０．５よりも大きくなるようにＰＷＭセンター補正値ΔＣＥを生成してＰＷＭ信号生成部６８へ出力する（ステップＳ７０）。
図１２は、ＰＷＭセンターの変化の一例を示した図である。図１２を参照して、横軸は、モータ回転角θを示し、Ｕ相モータ電流Ｉｕが０となるときθ＝０°とする。モータ回転角θが０°〜６０°、１２０°〜１８０°および２４０°〜３００°のとき、すなわち電流最大相のモータ電流が負値のとき、ＰＷＭセンターは、０．５よりも大きくなるように変更される。一方、モータ回転角θが６０°〜１２０°、１８０°〜２４０°および３００°〜３６０°のとき、すなわち電流最大相のモータ電流が正値のとき、ＰＷＭセンターは、０．５よりも小さくなるように変更される。
なお、この図１２に示されるモータ回転角θ１およびＰＷＭセンター値Ｃ１については、後ほど実施の形態２において説明する。
なお、この図１２に示したＰＷＭセンターの波形は一例であり、たとえばモータ回転角θの変化に対して非連続であってもよい。但し、モータ回転角θの変化に対して連続的な波形のほうが、インバータ１０における損失を素子間でバランスさせることができる。
なお、ＰＷＭセンターを変更しても、各相変調波の相対的な関係は維持されるので、モータジェネレータＭＧの発生トルクに寄与する相間電圧は変化しない。
以上のように、この実施の形態１においては、インバータ１０のキャリア周波数（スイッチング周波数）が予め定められたしきい値よりも低いとき、すなわち、オン損失が支配的となる低スイッチング周波数のとき、ＰＷＭセンターを可変制御することによってインバータ１０のオン損失を低減する。したがって、この実施の形態１によれば、インバータ１０の損失を効果的に低減することができる。
［実施の形態２］
上述したように、モータ回転数が極めて低いモータロック状態時は、特定の相に電流が集中することによって熱的に厳しい状況が顕著に発生する。そこで、この実施の形態２では、インバータのスイッチング周波数が低く、かつ、モータロック状態が検出されているときにＰＷＭセンターの可変制御が実行される。
この実施の形態２による電動車両のパワートレーン構成は、図１に示した実施の形態１による電動車両１００と同じである。
図１３は、実施の形態２におけるＥＣＵ２０Ａの機能ブロック図である。図１３を参照して、ＥＣＵ２０Ａは、図２に示した実施の形態１におけるＥＣＵ２０の構成において、ＰＷＭセンター制御部６６に代えてＰＷＭセンター制御部６６Ａを含む。
ＰＷＭセンター制御部６６Ａは、回転数算出部６２からモータ回転角θおよびモータ回転数ＭＲＮを受け、キャリア周波数設定部６４からキャリア周波数ＦＣを受ける。そして、ＰＷＭセンター制御部６６Ａは、キャリア周波数ＦＣが予め定められたしきい値よりも低く、かつ、モータ回転数ＭＲＮが予め定められたしきい値よりも低いとき、上述の方法により、ＰＷＭセンターを可変制御するためのＰＷＭセンター補正値ΔＣＥを生成し、その生成したＰＷＭセンター補正値ΔＣＥをＰＷＭ信号生成部６８へ出力する。
図１４は、図１３に示したＰＷＭセンター制御部６６Ａの制御構造を説明するためのフローチャートである。なお、このフローチャートに示される処理も、一定時間ごとまたは所定の条件成立時にメインルーチンから呼出されて実行される。
図１４を参照して、このフローチャートは、図１１に示したフローチャートにおいて、ステップＳ２２，Ｓ２４をさらに含む。すなわち、ステップＳ２０においてキャリア周波数ＦＣがしきい値よりも低いと判定されると（ステップＳ２０においてＹＥＳ）、ＰＷＭセンター制御部６６Ａは、モータ回転数ＭＲＮおよびモータ回転角θを取得する（ステップＳ２２）。
次いで、ＰＷＭセンター制御部６６Ａは、モータ回転数ＭＲＮが予め定められたしきい値よりも低いか否かを判定する（ステップＳ２４）。このしきい値は、モータロック状態を検出するための値である。なお、モータロック状態は、たとえば登坂時に前進トルクと車重とが釣り合ったときなどに発生し得る。そして、モータ回転数ＭＲＮがしきい値よりも低く、ステップＳ２４においてモータロック状態が検出されると（ステップＳ２４においてＹＥＳ）、ＰＷＭセンター制御部６６Ａは、ステップＳ３０へ処理を移行する。
図１５は、モータロック時の変調波の波形図である。なお、この図１５では、モータロック時のモータ回転角が図１２に示したθ１のときの変調波の波形が示される。また、この図１５では、比較のため、ＰＷＭセンターを変更しない場合（従来技術相当）の変調波の波形も併せて示される。
図１５を参照して、三角波ＣＲは搬送波（キャリア）を示す。曲線ｋ１１〜ｋ１３は、モータロック時のモータ回転角がθ１のときのＵ相変調波、Ｖ相変調波およびＷ相変調波をそれぞれ示す。上述のように、モータ回転角がθ１のとき、電流最大相のＵ相の電流は正値であり、ＰＷＭセンターは、０．５よりも小さいＣ１に変更される。したがって、各相変調波は、０．５よりも小さいＣ１を中心とした正弦波となる。
一方、曲線ｋ１４〜ｋ１６は、ＰＷＭセンターを変更しない場合の各相変調波を示す。この場合は、各相変調波は、０．５（搬送波の中央値）を中心とした正弦波となる。
そして、ＰＷＭ信号は、変調波が搬送波よりも大きいとき、上アームのトランジスタがオン（下アームのトランジスタはオフ）するように生成されるところ、ＰＷＭセンターが０．５よりも小さいＣ１に変更されると、ＰＷＭセンターを変更しない場合（０．５）に比べて、各相上アームのトランジスタのオン時間が短くなる。したがって、モータ回転角がθ１のとき、電流最大相のＵ相における上アームのトランジスタＱ１のオン損失が低減し、Ｕ相の過熱を防止することができる。
以上のように、この実施の形態２においては、インバータ１０のキャリア周波数（スイッチング周波数）が予め定められたしきい値よりも低く、かつ、モータ回転数ＭＲＮが予め定められたしきい値よりも低いとき（モータロック状態検出時）、すなわち、モータ回転数ＭＲＮが低いために特定の相に電流が集中することによって熱的に厳しい状況が顕著に現れるとき、ＰＷＭセンターを可変制御するようにしたので、支配的となるオン損失が効果的に低減される。したがって、この実施の形態２によれば、特定の素子または相に電流が集中して流れるのを抑止することができる。その結果、インバータ１０が過熱損傷するのを防止することができる。
［実施の形態３］
実施の形態３では、モータロック時におけるＰＷＭセンターの変更量の一例が示される。具体的には、この実施の形態３では、電流最大相のオン損失の低減を図りつつ各相のオ
ン損失がバランスするように、ＰＷＭセンターが変更される。
実施の形態３による電動車両およびＥＣＵの全体構成は、それぞれ図１に示した電動車両１００および図１３に示したＥＣＵ２０Ａと同じである。以下、実施の形態３におけるＰＷＭセンターの決定方法を説明する。
いま、図１２に示したモータ回転角θ１（Ｕ相モータ電流Ｉｕがピーク時）でモータロック状態が発生している場合を想定する。また、ダイオードＤ１〜Ｄ６は、トランジスタＱ１〜Ｑ６に比べて熱的に余裕があるものとする。
Ｕ相上アームのトランジスタＱ１の損失ΔＬｕは、次式で表わすことができる。
ΔＬｕ＝∫（ＶCE×ＩCE）ｄｔ＋∫（ＶON1×ＩCE）ｄｔ …（５）
ここで、右辺第１項はスイッチング損失を示し、右辺第２項はオン損失を示す。ＶCEはコレクタ−エミッタ間電圧を示し、ＩCEはトランジスタＱ１に流れる電流を示す。ＶON1はトランジスタＱ１がオンしているときのコレクタ−エミッタ間電圧（オン電圧）を示す。
一方、Ｖ相下アームのトランジスタＱ４およびＷ相下アームのトランジスタＱ６の各々には、ＩCE／２のオン電流が流れるので、トランジスタＱ４またはＱ６の損失ΔＬｖは、次式で表わすことができる。
ΔＬｖ＝∫（ＶCE×ＩCE／２）ｄｔ＋∫（ＶON2×ＩCE／２）ｄｔ …（６）
ここで、右辺第１項はスイッチング損失を示し、右辺第２項はオン損失を示す。ＶON2はトランジスタＱ４（またはＱ６）のオン電圧を示す。
図３でも説明したように、モータ回転数ＭＲＮが極めて低いモータロック状態時は、キャリア周波数ＦＣが低く設定され、インバータ１０の損失についてはオン損失が支配的となる。そして、各相のオン損失をバランスさせるためには、次式が成立すればよい。
∫（ＶON1×ＩCE）ｄｔ＝∫（ＶON2×ＩCE／２）ｄｔ …（７）
一方、Ｕ相上アームのトランジスタＱ１およびＶ相下アームのトランジスタＱ４（またはＷ相下アームのトランジスタＱ６）のオン時間を以下のように定義する。
図１６は、ＰＷＭセンターとトランジスタのオン時間との関係を説明するための図である。図１６を参照して、ＰＷＭセンターをｘ（０≦ｘ≦１）とする。そして、Ｕ相上アームのトランジスタＱ１のオン時間をｘと定義すると、Ｖ相下アームのトランジスタＱ４のオン時間は（１−ｘ）となる。そうすると、（７）式から次式が導かれる。
ＶON1×ＩCE×ｘ＝ＶON2×（ＩCE／２）×（１−ｘ） …（８）
ｘ＝ＶON2／（２×ＶON1＋ＶON2） …（９）
（９）式より、たとえばＶON2＝ＶON1／２とすると、ｘ＝０．２が得られる。
以上のように、この実施の形態３によれば、電流最大相のオン損失の低減を図りつつ各相のオン損失をバランスさせることができる。
［実施の形態４］
上記の各実施の形態では、ＰＷＭセンターを変更することにより電流最大相のオン損失を低減してインバータの過熱を防止する。一方、この実施の形態４では、スイッチング損失の方がオン損失よりも大きいことが事前に判っている場合、電流最大相のスイッチング損失を低減してインバータの過熱を防止する。
実施の形態４による電動車両およびＥＣＵの全体構成は、それぞれ図１に示した電動車両１００および図１３に示したＥＣＵ２０Ａと同じである。
図１７は、実施の形態４におけるＰＷＭセンター制御部の制御構造を説明するためのフローチャートである。図１７を参照して、このフローチャートは、図１４に示したフローチャートにおいて、ステップＳ６０，Ｓ７０に代えてそれぞれステップＳ６５，Ｓ７５を含む。すなわち、ステップＳ５０において電流最大相のモータ電流が正値であると判定されると（ステップＳ５０においてＹＥＳ）、ＰＷＭセンター制御部６６Ａは、電流最大相の上アームのトランジスタが常時オン状態となるようにＰＷＭセンター補正値ΔＣＥを生成してＰＷＭ信号生成部６８へ出力する（ステップＳ６５）。
具体的には、ＰＷＭセンター制御部６６Ａは、電流最大相の変調波の値を最大値１から差引いた値をＰＷＭセンター補正値ΔＣＥとする。これにより、電流最大相の変調波は最大値１となり、当該相のトランジスタのスイッチングが停止する（上アームが常時オン状態）。そして、その他の相による二相変調制御が行なわれる。
一方、ステップＳ５０において電流最大相のモータ電流が負値であると判定されると（ステップＳ５０においてＮＯ）、ＰＷＭセンター制御部６６Ａは、電流最大相の下アームのトランジスタが常時オン状態となるようにＰＷＭセンター補正値ΔＣＥを生成してＰＷＭ信号生成部６８へ出力する（ステップＳ７５）。
具体的には、ＰＷＭセンター制御部６６Ａは、電流最大相の変調波の符号を反転した値をＰＷＭセンター補正値ΔＣＥとする。これにより、電流最大相の変調波は最小値０となり、当該相のトランジスタのスイッチングが停止する（下アームが常時オン状態）。そして、その他の相による二相変調制御が行なわれる。
図１８は、実施の形態４におけるＰＷＭセンターの変化を示した図である。図１８を参照して、モータ回転角θが０°〜６０°、１２０°〜１８０°および２４０°〜３００°のとき、すなわち電流最大相のモータ電流が負値のとき、ＰＷＭセンターは、電流最大相の変調波が最小値０になるように変更される。一方、モータ回転角θが６０°〜１２０°、１８０°〜２４０°および３００°〜３６０°のとき、すなわち電流最大相のモータ電流が正値のとき、ＰＷＭセンターは、電流最大相の変調波が最大値１になるように変更される。
たとえば、モータロック状態が検出されたときのモータ回転角がθ１のとき、電流最大相はＵ相であり、Ｕ相モータ電流Ｉｕは正値であるので、ＰＷＭセンターはＣ２に変更される。
図１９は、実施の形態４におけるモータロック時の変調波の波形図である。なお、この図１９では、モータロック時のモータ回転角が図１８に示したθ１のときの変調波の波形が示される。
図１９を参照して、直線ｋ２１および曲線ｋ２２，ｋ２３は、モータロック時のモータ回転角がθ１のときのＵ相変調波、Ｖ相変調波およびＷ相変調波をそれぞれ示す。上述のように、モータ回転角がθ１のとき、電流最大相のＵ相の電流は正値であり、ＰＷＭセンターは、Ｕ相変調波が最大値１となるようにＣ２に変更される。したがって、Ｕ相アームのスイッチングは停止し（上アームのトランジスタが常時オン状態）、Ｖ相およびＷ相による二相変調制御が行なわれる。
なお、この実施の形態４においても、各相変調波の相対的な関係は維持されるので、モータジェネレータＭＧの発生トルクに寄与する相間電圧は変化しない。
以上のように、この実施の形態４においては、スイッチング損失の方がオン損失よりも大きい場合、モータロック状態が検出されると、電流最大相のスイッチングが停止し、かつ、その他の相による二相変調制御が行なわれるようにＰＷＭセンターを変更するので、電流最大相のスイッチング損失は０となる。したがって、この実施の形態４によれば、モータロック時のインバータ１０の過熱を防止することができる。
［実施の形態５］
実施の形態５では、インバータの各トランジスタの温度を実際に検出し、最も温度が高いトランジスタの温度が下がるようにＰＷＭセンターが変更される。
図２０は、実施の形態５による電動車両のパワートレーン構成を示した図である。図２０を参照して、この電動車両１００Ａは、図１に示した電動車両１００の構成において、温度センサ３１〜３６をさらに備え、ＥＣＵ２０に代えてＥＣＵ２０Ｂを備える。
温度センサ３１〜３６は、トランジスタＱ１〜Ｑ６の温度Ｔ１１〜Ｔ１６をそれぞれ検出し、その検出値をＥＣＵ２０Ｂへ出力する。ＥＣＵ２０Ｂは、電圧Ｖｄｃ、モータ電流Ｉ、モータ回転角θおよび温度Ｔ１１〜Ｔ１６に基づいて、後述の方法により、インバータ１０を駆動するための信号ＰＷＭＩを生成し、その生成した信号ＰＷＭＩをインバータ１０のトランジスタＱ１〜Ｑ６へ出力する。
図２１は、図２０に示したＥＣＵ２０Ｂの機能ブロック図である。図２１を参照して、ＥＣＵ２０Ｂは、図１３に示したＥＣＵ２０Ａの構成において、ＰＷＭセンター制御部６６Ａに代えてＰＷＭセンター制御部６６Ｂを含む。ＰＷＭセンター制御部６６Ｂは、モータ回転角θ、モータ回転数ＭＲＮ、モータ電流Ｉおよび温度Ｔ１１〜Ｔ１６に基づいて、後述の方法によりＰＷＭセンター補正値ΔＣＥを生成し、その生成したＰＷＭセンター補正値ΔＣＥをＰＷＭ信号生成部６８へ出力する。
図２２は、図２１に示したＰＷＭセンター制御部６６Ｂの制御構造を説明するためのフローチャートである。図２２を参照して、このフローチャートは、図１４に示したフローチャートにおいて、ステップＳ８０〜Ｓ１３０をさらに含む。すなわち、ステップＳ６０またはＳ７０においてＰＷＭセンター補正値ΔＣＥが決定されると、ＰＷＭセンター制御部６６Ｂは、トランジスタＱ１〜Ｑ６の温度Ｔ１１〜Ｔ１６を取得し（ステップＳ８０）、温度Ｔ１１〜Ｔ１６のうち最大のものが規定値を超えているか否かを判定する（ステップＳ９０）。なお、この規定値は、たとえばトランジスタＱ１〜Ｑ６の耐熱温度に基づいて決定される。
最大温度が規定値を超えていないと判定されると（ステップＳ９０においてＮＯ）、ステップＳ１３０へ処理が移行する。一方、最大温度が規定値を超えていると判定されると（ステップＳ９０においてＹＥＳ）、ＰＷＭセンター制御部６６Ｂは、その温度最大の相のモータ電流が正値か否かを判定する（ステップＳ１００）。
温度最大相のモータ電流が正値であると判定されると（ステップＳ１００においてＹＥＳ）、ＰＷＭセンター制御部６６Ｂは、ステップＳ６０またはＳ７０において生成されたＰＷＭセンター補正値ΔＣＥをＰＷＭセンターが小さくなる方向に修正する（ステップＳ１１０）。一方、温度最大相のモータ電流が負値であると判定されると（ステップＳ１００においてＮＯ）、ＰＷＭセンター制御部６６Ｂは、ＰＷＭセンターが大きくなる方向にＰＷＭセンター補正値ΔＣＥを修正する（ステップＳ１２０）。
そして、ＰＷＭセンター制御部６６Ｂは、ＰＷＭセンター補正値ΔＣＥをＰＷＭ信号生成部６８へ出力する（ステップＳ１３０）。
なお、ステップＳ１１０，Ｓ１２０におけるＰＷＭセンター補正値ΔＣＥの修正量は、予め定められた固定量でもよいし、規定値からの温度超過量に応じた量としてもよい。
以上のように、この実施の形態５によれば、さらにインバータ１０のトランジスタＱ１〜Ｑ６の温度に基づいてＰＷＭセンターを補正するようにしたので、インバータ１０の過熱を確実に防止することができる。
［実施の形態６］
実施の形態５では、インバータの各トランジスタの温度が考慮されたが、この実施の形態６では、ダイオードＤ１〜Ｄ６の温度もさらに考慮される。
図２３は、実施の形態６による電動車両のパワートレーン構成を示した図である。図２３を参照して、この電動車両１００Ｂは、図２０に示した実施の形態５による電動車両１００Ａの構成において、温度センサ４１〜４６をさらに備え、ＥＣＵ２０Ｂに代えてＥＣＵ２０Ｃを備える。
温度センサ４１〜４６は、ダイオードＤ１〜Ｄ６の温度Ｔ２１〜Ｔ２６をそれぞれ検出し、その検出値をＥＣＵ２０Ｃへ出力する。ＥＣＵ２０Ｃは、電圧Ｖｄｃ、モータ電流Ｉ、モータ回転角θおよび温度Ｔ１１〜Ｔ１６，Ｔ２１〜Ｔ２６に基づいて、後述の方法により、インバータ１０を駆動するための信号ＰＷＭＩを生成し、その生成した信号ＰＷＭＩをインバータ１０のトランジスタＱ１〜Ｑ６へ出力する。
図２４は、図２３に示したＥＣＵ２０Ｃの機能ブロック図である。図２４を参照して、ＥＣＵ２０Ｃは、図１３に示したＥＣＵ２０Ａの構成において、ＰＷＭセンター制御部６６Ａに代えてＰＷＭセンター制御部６６Ｃを含む。ＰＷＭセンター制御部６６Ｃは、モータ回転角θ、モータ回転数ＭＲＮ、モータ電流Ｉおよび温度Ｔ１１〜Ｔ１６，Ｔ２１〜Ｔ２６に基づいて、後述の方法によりＰＷＭセンター補正値ΔＣＥを生成し、その生成したＰＷＭセンター補正値ΔＣＥをＰＷＭ信号生成部６８へ出力する。
図２５は、図２４に示したＰＷＭセンター制御部６６Ｃの制御構造を説明するためのフローチャートである。図２５を参照して、このフローチャートは、図２２に示したフローチャートにおいて、ステップＳ８０，Ｓ９０に代えてステップＳ８５，Ｓ９５を含み、ステップＳ１０２，Ｓ１０４をさらに含む。すなわち、ステップＳ６０またはＳ７０においてＰＷＭセンター補正値ΔＣＥが決定されると、ＰＷＭセンター制御部６６Ｃは、トランジスタＱ１〜Ｑ６の温度Ｔ１１〜Ｔ１６およびダイオードＤ１〜Ｄ６の温度Ｔ２１〜Ｔ２６を取得し（ステップＳ８５）、温度Ｔ１１〜Ｔ１６，Ｔ２１〜Ｔ２６のうち最大のものが規定値を超えているか否かを判定する（ステップＳ９５）。
その後、ステップＳ１００において温度最大相のモータ電流が正値であると判定されると（ステップＳ１００においてＹＥＳ）、ＰＷＭセンター制御部６６Ｃは、温度が最大の素子がトランジスタであるかダイオードであるかを判定する（ステップＳ１０２）。ステップＳ１０２において当該素子がトランジスタであると判定されると（ステップＳ１０２において「Ｔｒ」）、ＰＷＭセンター制御部６６Ｃは、ステップＳ１１０へ処理を移行する。ステップＳ１０２において当該素子がダイオードであると判定されると（ステップＳ１０２において「Ｄｉ」）、ＰＷＭセンター制御部６６Ｃは、ステップＳ１２０へ処理を移行する。
一方、ステップＳ１００において温度最大相のモータ電流が負値であると判定されると（ステップＳ１００においてＮＯ）、ＰＷＭセンター制御部６６Ｃは、温度が最大の素子がトランジスタであるかダイオードであるかを判定する（ステップＳ１０４）。ステップＳ１０４において当該素子がトランジスタであると判定されると（ステップＳ１０４において「Ｔｒ」）、ＰＷＭセンター制御部６６Ｃは、ステップＳ１２０へ処理を移行する。ステップＳ１０４において当該素子がダイオードであると判定されると（ステップＳ１０４において「Ｄｉ」）、ＰＷＭセンター制御部６６Ｃは、ステップＳ１１０へ処理を移行する。
以上のように、この実施の形態６によれば、トランジスタＱ１〜Ｑ６だけでなくダイオードＤ１〜Ｄ６の温度も考慮するので、インバータ１０の過熱をさらに確実に防止することができる。
［実施の形態７］
この実施の形態７では、インバータの素子温度が規定値を超えた場合には、最も温度が高い相の電流を低減するようにモータ電流の位相を変化させる。
図２６は、各相モータ電流の波形を示した図である。図２６を参照して、横軸は電流位相を示し、この電流位相はモータ回転角θに対応する。いま、モータロック状態が検出されたときの電流位相がθ１であるとする。この場合、Ｕ相上アームのトランジスタＱ１に電流が集中し、トランジスタＱ１の温度が上昇するところ、この実施の形態７では、トランジスタＱ１の温度が規定値を超えると、Ｕ相モータ電流Ｉｕが低減するように（たとえば０となるように）電流位相を強制的に変化させる。
なお、電流位相を変化させると、その位相変化分だけモータジェネレータＭＧが回転し、車両が僅かに移動する。そこで、電流位相を変化させる方向は、車両の進行方向と逆方向に対応する回転方向にモータジェネレータＭＧが回転する方向とする。これは、モータロック時は進行方向に進行できないので（登坂時など）、車両の進行方向に対応する回転方向にモータジェネレータＭＧが回転するように電流位相を変更しても釣合状態に移行できないからである。一方、車両の進行方向と逆方向に対応する回転方向にモータジェネレータＭＧが回転するように電流位相を変更すると、車両がずり下がって釣合状態に移行する。
この実施の形態７による電動車両の全体構成は、図２３に示した電動車両１００Ｂと同じである。
図２７は、実施の形態７におけるＥＣＵの機能ブロック図である。図２７を参照して、ＥＣＵ２０Ｄは、図２４に示したＥＣＵ２０Ｃの構成において、位相変更部７０と、加算部７２とをさらに含む。
位相変更部７０は、モータ回転角θ、モータ回転数ＭＲＮおよび温度Ｔ１１〜Ｔ１６，Ｔ２１〜Ｔ２６に基づいて、後述の方法により位相変更量αを算出し、その算出した位相変更量αを加算部７２へ出力する。なお、モータ回転数ＭＲＮは、回転数算出部６２から受ける。加算部７２は、回転角センサ２６によって検出されたモータ回転角θに位相変更量αを加算し、その演算結果をモータ回転角として座標変換部５４，６０へ出力する。
図２８は、図２７に示した位相変更部７０の制御構造を説明するためのフローチャートである。図２８を参照して、位相変更部７０は、キャリア周波数設定部６４からキャリア周波数ＦＣを取得すると（ステップＳ２１０）、キャリア周波数ＦＣが予め定められたし
きい値よりも低いか否かを判定する（ステップＳ２２０）。キャリア周波数ＦＣがしきい値よりも低いと判定されると（ステップＳ２２０においてＹＥＳ）、位相変更部７０は、モータ回転数ＭＲＮおよびモータ回転角θを取得し（ステップＳ２３０）、モータ回転数ＭＲＮが予め定められたしきい値よりも低いか否かを判定する（ステップＳ２４０）。このしきい値は、モータロック状態を検出するための値である。
モータ回転数ＭＲＮがしきい値よりも低く、モータロック状態が検出されると（ステップＳ２４０においてＹＥＳ）、位相変更部７０は、トランジスタＱ１〜Ｑ６の温度Ｔ１１〜Ｔ１６およびダイオードＤ１〜Ｄ６の温度Ｔ２１〜Ｔ２６を取得し（ステップＳ２５０）、温度Ｔ１１〜Ｔ１６，Ｔ２１〜Ｔ２６のうち最大のものが規定値を超えているか否かを判定する（ステップＳ２６０）。この規定値は、たとえばトランジスタＱ１〜Ｑ６の耐熱温度に基づいて決定される。
そして、最大温度が規定値を超えていると判定されると（ステップＳ２６０においてＹＥＳ）、位相変更部７０は、その温度最大の相のモータ電流が減少するように、そのときのモータ回転角θに基づいて位相変更量αを算出する（ステップＳ２７０）。具体的には、各相ごとにモータ電流が０となる位相は既知であるので、車両の進行方向と逆方向に対応する回転方向にモータジェネレータＭＧが回転する方向であって、現在のモータ回転角θと電流最大相の電流が０となる位相との位相差を位相変更量αとする。
なお、モータロック状態の検出は、ＰＷＭセンター制御部における検出結果を用いてもよい。
この実施の形態７によれば、温度最大相の電流が低減するので、温度最大相の素子温度を確実に低減させることができる。なお、この実施の形態７は、ＰＷＭセンターを変化させても素子温度が規定値を超える場合に有効である。したがって、ステップＳ２６０における温度規定値は、ＰＷＭセンター制御部における温度規定値よりも高めに設定してもよい。
［実施の形態８］
上記の実施の形態２〜７は、モータロック時に関するものであったが、この実施の形態８では、モータロック状態でないモータ回転数域においても、インバータ全体の損失低減を目的にＰＷＭセンターを可変制御する。
図２９は、モータ回転数ＭＲＮに対するＰＷＭセンターの制御範囲を示した図である。図２９を参照して、横軸はモータ回転数ＭＲＮを示し、Ｎ１はモータロック状態の検出しきい値を示す。モータ回転数ＭＲＮがＮ１よりも低いとき、すなわちモータロック時は、上記実施の形態２〜７のいずれかで示された制御に従って０〜１の範囲でＰＷＭセンターを変化させることにより、インバータ１０の過熱が抑制される。
モータ回転数ＭＲＮがＮ１以上のときは、インバータ全体の損失が最小となるように予めオフラインで求められた値にＰＷＭセンターが制御される。すなわち、インバータ１０の損失合計が最小となるＰＷＭセンターを電流位相ごとに実験などで予め求めておき、モータ回転角θごとにＰＷＭセンターをマップ化する。そして、そのマップを用いてモータ回転角θに基づいてＰＷＭセンターを設定する。たとえば、ＰＷＭセンターは、図１２に示すような変化を示してもよい。
ここで、モータ回転数ＭＲＮが上昇すると、各相電圧指令が大きくなり、変調波の振幅が大きくなるので、ＰＷＭセンターの制御範囲は、モータ回転数ＭＲＮの上昇に伴ない制限される。そして、変調波の振幅が最大となるモータ回転数をＮ２とすると、モータ回転
数ＭＲＮがＮ２以上になるとＰＷＭセンターを０．５から変化させることができなくなる。
そこで、この実施の形態８では、図２９に示される実線の範囲内でＰＷＭセンターが可変制御される。すなわち、モータ回転数ＭＲＮがＮ１からＮ２の範囲では、図２９に示される実線の範囲内でインバータ全体の損失が最小となるように、マップを用いてＰＷＭセンターが設定される。そして、モータ回転数ＭＲＮがＮ２を超えると、ＰＷＭセンターは０．５固定となる。
実施の形態８による電動車両およびＥＣＵの全体構成は、それぞれ図２３に示した電動車両１００Ｂおよび図２４に示したＥＣＵ２０Ｃと同じである。
図３０は、実施の形態８におけるＰＷＭセンター制御部６６Ｄの制御構造を説明するためのフローチャートである。図３０を参照して、ＰＷＭセンター制御部６６Ｄは、キャリア周波数設定部６４からキャリア周波数ＦＣを取得すると（ステップＳ３１０）、キャリア周波数ＦＣが予め定められたしきい値よりも低いか否かを判定する（ステップＳ３２０）。キャリア周波数ＦＣがしきい値よりも低いと判定されると（ステップＳ３２０においてＹＥＳ）、ＰＷＭセンター制御部６６Ｄは、モータ回転数ＭＲＮおよびモータ回転角θを取得し（ステップＳ３３０）、モータ回転数ＭＲＮがしきい値Ｎ１よりも低いか否かを判定する（ステップＳ３４０）。このしきい値Ｎ１は、モータロック状態を検出するための値である。
モータ回転数ＭＲＮがしきい値Ｎ１よりも低いと判定されると（ステップＳ３４０においてＹＥＳ）、ＰＷＭセンター制御部６６Ｄは、過熱抑制用のＰＷＭセンターが設定されるようにＰＷＭセンター補正値ΔＣＥを生成する（ステップＳ３６０）。具体的には、ＰＷＭセンター制御部６６Ｄは、上記の各実施の形態で説明した手法を用いてＰＷＭセンター補正値ΔＣＥを算出する。
ステップＳ３４０においてモータ回転数ＭＲＮがしきい値Ｎ１以上であると判定されると（ステップＳ３４０においてＮＯ）、ＰＷＭセンター制御部６６Ｄは、モータ回転数ＭＲＮがしきい値Ｎ２（＞Ｎ１）よりも低いか否かを判定する（ステップＳ３５０）。
モータ回転数ＭＲＮがしきい値Ｎ２よりも低いと判定されると（ステップＳ３５０においてＹＥＳ）、ＰＷＭセンター制御部６６Ｄは、損失最小用のＰＷＭセンターが設定されるようにＰＷＭセンター補正値ΔＣＥを生成する（ステップＳ３７０）。具体的には、ＰＷＭセンター制御部６６Ｄは、予め求められたマップを用いて、モータ回転角θに基づいて損失最小用のＰＷＭセンターを決定し、その決定したＰＷＭセンターに基づいてＰＷＭセンター補正値ΔＣＥを算出する。
ステップＳ３５０においてモータ回転数ＭＲＮがしきい値Ｎ２以上であると判定されると（ステップＳ３５０においてＮＯ）、ＰＷＭセンター制御部６６Ｄは、ＰＷＭセンターが０．５となるようにＰＷＭセンター補正値ΔＣＥを０とする（ステップＳ３８０）。そして、ＰＷＭセンター制御部６６Ｄは、ＰＷＭセンター補正値ΔＣＥをＰＷＭ信号生成部６８へ出力する（ステップＳ３９０）。
この実施の形態８によれば、モータロック状態でないモータ回転数域（＜Ｎ２）においては、インバータ全体の損失を低減するようにＰＷＭセンターを可変制御するようにしたので、エネルギーコストを低減することができる。
［実施の形態９］
上述のように、モータ回転数ＭＲＮが上昇すると、変調波の振幅が大きくなるので、ＰＷＭセンター値の制御範囲を制限しても、実際に変調波が上下限（０，１）にかかる場合も想定される。また、モータロック領域（モータ回転数がＮ１よりも低い領域）においても、車両の状況によっては変調波が上下限にかかり得る。そこで、この実施の形態９では、変調波が上下限（０，１）を超えない範囲にＰＷＭセンターの可変領域をリアルタイムで制限する。
図３１は、変調波の一波形図である。図３１を参照して、曲線ｋ３１〜ｋ３３は、各相変調波を示し、三角波ＣＲは搬送波を示す。ＰＷＭセンターはＣＥ（＞０．５）であり、このとき各相変調波のピーク値は上限値（１）に達している。この実施の形態９では、ＰＷＭセンターがこのＣＥを超えないようにＰＷＭセンター補正値ΔＣＥが制限される。
実施の形態９による電動車両およびＥＣＵの全体構成は、実施の形態８と同じである。
図３２は、実施の形態９におけるＰＷＭセンター制御部６６Ｅの制御構造を説明するためのフローチャートである。図３２を参照して、このフローチャートは、図３０に示したフローチャートにおいてステップＳ４００〜Ｓ４５０をさらに含む。すなわち、ステップＳ３６０またはＳ３７０においてＰＷＭセンター補正値ΔＣＥが算出されると、そのＰＷＭセンター補正値ΔＣＥに基づいて各相変調波が再計算される（ステップＳ４００）。そして、その再計算された変調波の最大ピーク値および最小ピーク値が算出される（ステップＳ４１０）。
そして、ＰＷＭセンター制御部６６Ｅは、変調波の最大ピーク値が所定値Ａよりも大きいか否かを判定する（ステップＳ４２０）。なお、所定値Ａは、搬送波の最大値であり、この実施の形態では１である。
ステップＳ４２０において変調波の最大ピーク値が所定値Ａよりも大きいと判定されると（ステップＳ４２０においてＹＥＳ）、ＰＷＭセンター制御部６６Ｅは、（最大ピーク値−Ａ）だけＰＷＭセンターが小さくなるようにＰＷＭセンター補正値ΔＣＥを修正する（ステップＳ４３０）。その後、ＰＷＭセンター制御部６６Ｅは、ステップＳ３９０へ処理を移行する。
一方、ステップＳ４２０において変調波の最大ピーク値が所定値Ａ以下であると判定されると（ステップＳ４２０においてＮＯ）、ＰＷＭセンター制御部６６Ｅは、変調波の最小ピーク値が所定値Ｂよりも小さいか否かを判定する（ステップＳ４４０）。なお、所定値Ｂは、搬送波の最小値であり、この実施の形態では０である。
ステップＳ４４０において変調波の最小ピーク値が所定値Ｂよりも小さいと判定されると（ステップＳ４４０においてＹＥＳ）、ＰＷＭセンター制御部６６Ｅは、（Ｂ−最小ピーク値）だけＰＷＭセンターが大きくなるようにＰＷＭセンター補正値ΔＣＥを修正する（ステップＳ４５０）。その後、ＰＷＭセンター制御部６６Ｅは、ステップＳ３９０へ処理を移行する。
一方、ステップＳ４４０において変調波の最小ピーク値が所定値Ｂ以上であると判定されると（ステップＳ４４０においてＮＯ）、ＰＷＭセンター制御部６６Ｅは、ステップＳ３９０へ処理を移行する。
なお、ステップＳ３８０による処理が実行されると、ＰＷＭセンター制御部６６Ｅは、ステップＳ３９０へ処理を移行する。
以上のように、この実施の形態９においては、変調波が上下限を超えないようにリアル
タイムでＰＷＭセンターが制限される。ここで、ＰＷＭセンターの可変領域を事前に設定する場合、種々の部品やセンサのばらつきを考慮してマージンを確保する関係上、可変領域が狭くなり得るところ、この実施の形態９によれば、ＰＷＭセンターの可変領域を最大限広くとることができる。したがって、モータ制御が破綻しない範囲でインバータの損失を最大限抑制することができる。
なお、上記の各実施の形態において、ＥＣＵにおける制御は、実際には、ＣＰＵ（Central Processing Unit）によって行なわれ、ＣＰＵは、上記のフローチャートの各ステップを備えるプログラムをＲＯＭ（Read Only Memory）から読出し、その読出したプログラムを実行して上記のフローチャートに従って処理を実行する。したがって、ＲＯＭは、上記のフローチャートの各ステップを備えるプログラムを記録したコンピュータ（ＣＰＵ）読取可能な記録媒体に相当する。
なお、上記の各実施の形態において、蓄電装置Ｂからの電圧を昇圧してインバータ１０へ供給する昇圧コンバータを蓄電装置Ｂとインバータ１０との間に設けてもよい。なお、そのような昇圧コンバータとしては、たとえば公知のチョッパ回路を用いることができる。
また、この発明は、モータジェネレータＭＧを車両走行用の動力源として搭載する電気自動車のほか、さらに内燃機関を搭載するハイブリッド車両や、直流電源として燃料電池を搭載する燃料電池車に適用可能である。
なお、上記において、モータジェネレータＭＧは、この発明における「交流モータ」に対応する。また、ＰＷＭ信号生成部６８は、この発明における「信号生成部」に対応し、ＰＷＭセンター制御部６６，６６Ａ〜６６Ｅは、この発明における「制御部」に対応する。さらに、電流センサ２４は、この発明における「電流検出部」に対応し、温度センサ３１〜３６，４１〜４６は、この発明における「温度検出部」に対応する。
今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
この発明の実施の形態１による電動車両のパワートレーン構成を示した図である。 図１に示すＥＣＵの機能ブロック図である。 図２に示すキャリア周波数設定部によって設定されるキャリア周波数を説明するための図である。 スイッチング周波数とインバータにおける損失との関係を示した図である。 Ｕ相上アームのトランジスタがオンしているときの電流および電圧を示した図である。 Ｕ相下アームのトランジスタがオンしているときの電流および電圧を示した図である。 図５，図６に示す電流および電圧の波形図である。 ＰＷＭセンター操作の考え方の一例を説明するための図である。 ＰＷＭセンターとオン損失との関係を示した図である。 ＰＷＭセンター操作時のスイッチング周波数とインバータ損失との関係を示した図である。 図２に示すＰＷＭセンター制御部の制御構造を説明するためのフローチャートである。 ＰＷＭセンターの変化の一例を示した図である。 実施の形態２におけるＥＣＵの機能ブロック図である。 図１３に示すＰＷＭセンター制御部の制御構造を説明するためのフローチャートである。 モータロック時の変調波の波形図である。 ＰＷＭセンターとトランジスタのオン時間との関係を説明するための図である。 実施の形態４におけるＰＷＭセンター制御部の制御構造を説明するためのフローチャートである。 実施の形態４におけるＰＷＭセンターの変化を示した図である。 実施の形態４におけるモータロック時の変調波の波形図である。 実施の形態５による電動車両のパワートレーン構成を示した図である。 図２０に示すＥＣＵの機能ブロック図である。 図２１に示すＰＷＭセンター制御部の制御構造を説明するためのフローチャートである。 実施の形態６による電動車両のパワートレーン構成を示した図である。 図２３に示すＥＣＵの機能ブロック図である。 図２４に示すＰＷＭセンター制御部の制御構造を説明するためのフローチャートである。 各相モータ電流の波形を示した図である。 実施の形態７におけるＥＣＵの機能ブロック図である。 図２７に示す位相変更部の制御構造を説明するためのフローチャートである。 モータ回転数に対するＰＷＭセンターの制御範囲を示した図である。 実施の形態８におけるＰＷＭセンター制御部の制御構造を説明するためのフローチャートである。 変調波の一波形図である。 実施の形態９におけるＰＷＭセンター制御部の制御構造を説明するためのフローチャートである。
符号の説明
１０ インバータ、１２ Ｕ相アーム、１４ Ｖ相アーム、１６ Ｗ相アーム、２０，２０Ａ〜２０Ｄ ＥＣＵ、２２ 電圧センサ、２４ 電流センサ、２６ 回転角センサ、３１〜３６，４１〜４６ 温度センサ、５２ 電流指令生成部、５４，６０ 座標変換部、５６−１，５６−２ 減算部、５８−１，５８−２ ＰＩ制御部、６２ 回転数算出部、６４ キャリア周波数設定部、６６，６６Ａ〜６６Ｅ ＰＷＭセンター制御部、６８ ＰＷＭ信号生成部、７０ 位相変更部、７２ 加算部、１００，１００Ａ，１００Ｂ 電動車両、Ｂ 蓄電装置、ＰＬ 正極線、ＮＬ 負極線、Ｃ コンデンサ、Ｑ１〜Ｑ６ トランジスタ、Ｄ１〜Ｄ６ ダイオード、ＵＬ Ｕ相ライン、ＶＬ Ｖ相ライン、ＷＬ Ｗ相ライン、ＭＧ モータジェネレータ、ＤＷ 車輪。

Claims (24)

  1. 車両走行用の動力源として交流モータを搭載する電動車両の制御装置であって、
    前記交流モータを駆動するインバータと、
    パルス幅変調法に基づいて、前記インバータのスイッチング素子をオン／オフするための信号を生成する信号生成部と、
    前記インバータのスイッチング周波数が予め定められた周波数よりも低いとき、前記信号生成部において用いられる変調波の中心値を可変制御することによって前記インバータの損失を低減可能に構成された制御部とを備える、電動車両の制御装置。
  2. 前記予め定められた周波数は、前記インバータのスイッチング損失に対して前記インバータのオン損失が相対的に大きくなるスイッチング周波数の領域に基づいて設定される、請求項１に記載の電動車両の制御装置。
  3. 前記制御部は、前記インバータのスイッチング周波数が前記予め定められた周波数よりも低く、かつ、前記交流モータの回転数が予め定められた回転数よりも低いとき、前記変調波の中心値を可変制御することによって前記インバータにおける電流集中を抑止可能に構成される、請求項１または請求項２に記載の電動車両の制御装置。
  4. 前記交流モータの各相電流を検出する電流検出部をさらに備え、
    前記制御部は、電流が最大の相において前記インバータから前記交流モータへ電流が流れているとき、前記信号生成部において用いられる搬送波の中央値よりも小さくなるように前記変調波の中心値を変更し、前記電流最大の相において前記交流モータから前記インバータへ電流が流れているとき、前記搬送波の中央値よりも大きくなるように前記変調波の中心値を変更する、請求項３に記載の電動車両の制御装置。
  5. 前記制御部は、前記インバータの各相におけるオン損失が均衡するように予め求められた値に前記変調波の中心値を変更する、請求項４に記載の電動車両の制御装置。
  6. 前記制御部は、電流が最大の相の変調波が所定の最大値または最小値となることによってその電流最大の相のスイッチング動作が停止してその他の相による変調制御が行なわれるように、前記変調波の中心値を変更する、請求項３に記載の電動車両の制御装置。
  7. 前記インバータの素子温度を検出する温度検出部をさらに備え、
    前記制御部は、前記素子温度が最大の相において前記インバータから前記交流モータへ電流が流れているとき、前記信号生成部において用いられる搬送波の中央値よりも小さくなるように前記変調波の中心値を変更し、前記温度最大の相において前記交流モータから前記インバータへ電流が流れているとき、前記搬送波の中央値よりも大きくなるように前記変調波の中心値を変更する、請求項３に記載の電動車両の制御装置。
  8. 前記インバータの素子温度を検出する温度検出部と、
    前記素子温度が最大の相に流れる電流値が減少するように前記変調波の位相を変更する位相変更部とをさらに備える、請求項３に記載の電動車両の制御装置。
  9. 前記位相変更部は、前記電流値が略零となるように前記変調波の位相を変更する、請求項８に記載の電動車両の制御装置。
  10. 前記制御部は、前記交流モータの回転数が前記予め定められた回転数以上のとき、前記インバータの全体の損失が最小となるように前記変調波の位相ごとに予め求められた値に前記変調波の中心値を可変制御する、請求項３に記載の電動車両の制御装置。
  11. 前記制御部は、前記変調波の中心値を変更したことにより前記変調波のピークが搬送波のピークを超えた場合、前記変調波のピークが前記搬送波のピークよりも小さくなるように前記変調波の中心値を補正する、請求項１０に記載の電動車両の制御装置。
  12. 車両の駆動力を発生する交流モータと、
    前記交流モータの出力軸に連結される車輪と、
    請求項１から請求項１１のいずれか１項に記載の制御装置とを備える電動車両。
  13. 車両走行用の動力源として交流モータを搭載する電動車両の制御方法であって、
    パルス幅変調法に基づいて、前記交流モータを駆動するインバータのスイッチング素子をオン／オフするための信号を生成する第１のステップと、
    前記インバータのスイッチング周波数が予め定められた周波数よりも低いとき、前記信号の生成に用いる変調波の中心値を可変制御することによって前記インバータの損失を低減する第２のステップとを備える、電動車両の制御方法。
  14. 前記予め定められた周波数は、前記インバータのスイッチング損失に対して前記インバータのオン損失が相対的に大きくなるスイッチング周波数の領域に基づいて設定される、請求項１３に記載の電動車両の制御方法。
  15. 前記第２のステップにおいて、前記インバータのスイッチング周波数が前記予め定められた周波数よりも低く、かつ、前記交流モータの回転数が予め定められた回転数よりも低いとき、前記変調波の中心値を可変制御することによって前記インバータにおける電流集中が抑止される、請求項１３または請求項１４に記載の電動車両の制御方法。
  16. 前記第２のステップにおいて、電流が最大の相において前記インバータから前記交流モータへ電流が流れているとき、前記信号の生成に用いる搬送波の中央値よりも小さくなるように前記変調波の中心値が変更され、前記電流最大の相において前記交流モータから前記インバータへ電流が流れているとき、前記搬送波の中央値よりも大きくなるように前記変調波の中心値が変更される、請求項１５に記載の電動車両の制御方法。
  17. 前記第２のステップにおいて、前記インバータの各相におけるオン損失が均衡するように予め求められた値に前記変調波の中心値が変更される、請求項１６に記載の電動車両の制御方法。
  18. 前記第２のステップにおいて、電流が最大の相の変調波が所定の最大値または最小値となることによってその電流最大の相のスイッチング動作が停止してその他の相による変調制御が行なわれるように、前記変調波の中心値が変更される、請求項１５に記載の電動車両の制御方法。
  19. 前記第２のステップにおいて、前記インバータの素子温度が最大の相において前記インバータから前記交流モータへ電流が流れているとき、前記信号の生成に用いる搬送波の中央値よりも小さくなるように前記変調波の中心値が変更され、前記温度最大の相において前記交流モータから前記インバータへ電流が流れているとき、前記搬送波の中央値よりも大きくなるように前記変調波の中心値が変更される、請求項１５に記載の電動車両の制御方法。
  20. 前記インバータの素子温度が最大の相に流れる電流値が減少するように前記変調波の位相を変更する第３のステップをさらに備える、請求項１５に記載の電動車両の制御方法。
  21. 前記第３のステップにおいて、前記電流値が略零となるように前記変調波の位相が変更される、請求項２０に記載の電動車両の制御方法。
  22. 前記交流モータの回転数が前記予め定められた回転数以上のとき、前記インバータの全体の損失が最小となるように前記変調波の位相ごとに予め求められた値に前記変調波の中心値を可変制御する第４のステップをさらに備える、請求項１５に記載の電動車両の制御方法。
  23. 前記変調波の中心値を変更したことにより前記変調波のピークが搬送波のピークを超えたか否かを判定する第５のステップと、
    前記変調波のピークが前記搬送波のピークを超えたと判定された場合、前記変調波のピークが前記搬送波のピークよりも小さくなるように前記変調波の中心値を補正する第６のステップをさらに備える、請求項２２に記載の電動車両の制御方法。
  24. 請求項１３から請求項２３のいずれか１項に記載の電動車両の制御方法をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取可能な記録媒体。
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