JP2015509699A - パワーブリッジを制御するための方法、並びに、対応する制御装置、パワーブリッジ、および、回転電気機械システム - Google Patents

Abstract

本発明は、複数のアーム（Ｂ１，Ｂ２，Ｂｉ，Ｂｎ）を備えるパワーブリッジ（３）で実行される方法に関する。各アームは、直列に配置されるとともに共通電圧源（２）の第１および第２の端子（Ｂ＋，Ｂ−）と並列に接続される上側および下側半導体スイッチを備える。アームの中間点は電気負荷の１つの相に接続される。前述したスイッチは、スイッチのスイッチング損失を制御するべく、電気負荷（１）の基準端子に対する第１の相電圧設定値（Ｖ１，Ｖ２，Ｖｉ，Ｖｎ）と、第１または第２の端子のうちの一方に対するコモンモード電圧（Ｖ０）とに応じて決定されるデューティファクタ設定値（ＲＣ１，ＲＣ２，ＲＣｉ，ＲＣｎ）を有するパルスによって相補的に制御される。本発明によれば、コモンモード電圧（Ｖ０）は、スイッチ間でスイッチング損失および通流損失を釣り合わせるように決定される。

Description

本発明は、単相電気負荷または多相電気負荷に給電するパワーブリッジを制御するための方法、および、対応する制御装置に関する。

また、本発明は、関連するパワーブリッジ、および、特に自動車用の回転電気機械システムに対するパワーブリッジの適用に関する。

広い範囲の電力レベルおよび速度で生産される回転電気機械は、環境保護の配慮の結果として、現在では、自動車産業において益々使用されている。

これらの回転電気機械は、全ての電気タイプの車両において、および、いわゆるマイルドハイブリッド型およびフルハイブリッド型の低ＣＯ_２排出車両において用途を有する。

マイルドハイブリッド用途は、一般に、約８〜１０ｋＷの電気機械、例えば、熱機関の前面に取り付けられて駆動ベルトによって熱機関に結合される電気モータに関連する。このタイプの電気モータを用いると、特にエンジン回転数を上げている最中に更なる電力を供給する電気トルク補助を与えることによって、熱動力化能力を減らすことができる（エンジン小型化）。また、この同じ電気モータにより、例えば都会の環境における低速での牽引も確保できる。

フルハイブリッド型の用途は、一般に、車両のトラクションチェーンへの電気モータのより高度なレベルの組み込みを伴う直列型および／または並列型の構成における３０〜５０ｋＷモータに関連する。

これらの機械は、異なる相電流を生成できるようにするインバータによって車載バッテリにより給電される多相機械である。

最も一般的に使用されるインバータは、２つのレベルを伴うインバータである。すなわち、これらのインバータは、複数のアーム（一般的には相ごとに１つのアーム）を備えるパワーブリッジから成り、各アームは、切り換えで機能する２つのパワー半導体を備える。各対の中間点は、回転電気機械の１つの相に接続される。

パワー半導体は、フリーホイールダイオードと関連付けられるバイポーラトランジスタであり、または、その真性ダイオードが電流の２方向での循環を可能にするＭＯＳＦＥＴタイプのトランジスタである。

これらの半導体スイッチは、パルス幅変調（ＰＷＭ）の良く知られた技術にしたがって電気機械を機能させるために必要な相電圧を生成するように電子制御ユニットによって相補的態様で制御される。

これらの機械により達せられる高い電力レベルは、スイッチング損失および通流損失を制限することによって、関連するインバータの性能を向上させようとすべく製造業者を導いている。

仏国特許第２８９５５９７号では、スイッチング損失を制限することが提案される。この目的のため、コモンモード電圧は、相電圧のうちの１つが強い電流を通す方に優先順位を与えつつアースまたは＋ＢＡＴに接続されように調整される。したがって、切り換わらないアームが常に存在し、そのため、インバータにおける損失を減らすことができる。

ＰＷＭ技術では、スイッチング周波数が一般に固定されるが、相電圧の波形（例えば正弦波）は、デューティサイクルを機械の回転速度に依存する電気的な周波数に変調することによって得られる。

一般に、電気的な周波数は数百ヘルツである。（損失を反映する）ＭＯＳＦＥＴの接合部温度はこの瞬時変化に追従しない。これは、瞬時変化がチップ−ケース−基板アセンブリの熱キャパシタによってフィルタリングされるからである。

しかしながら、回転電気機械の始動の段階、または、ロータがブロックされた状態では、電気的な周波数が非常に低いあるいはゼロである。アセンブリの熱フィルタリングはもはや作用しない。すなわち、考慮に入れられるべき損失は、瞬時損失であり、中位の期間における損失ではない。

したがって、本発明の目的は、パワーブリッジのアームにおける瞬時損失を最小限に抑えて、低い電気的周波数でアームの熱散逸の制限内において許容できる電流を最大にすることである。

その主題は、具体的には、複数のアームを備えるパワーブリッジを制御するための方法であって、各アームが、共通電圧源の第１および第２の端子と並列に接続されるようになっている上側および下側半導体スイッチを直列に備え、アームのそれぞれの少なくとも１つの中間点が、電気負荷の少なくとも１つの相にそれぞれ接続されるようになっている方法である。

当該方法は、
電気負荷の基準端子に対する第１の設定相電圧と、
上側および下側半導体スイッチのスイッチング損失を制御する第１または第２の端子のうちの一方に対するコモンモード電圧と、
にしたがって決定される設定デューティサイクルを伴うパルスを用いて相補的態様で上側および下側半導体スイッチを制御することから成るタイプのものである。

本発明に係る方法は、このコモンモード電圧が上側および下側半導体スイッチ間でスイッチング損失および通流損失の釣り合わせを得るように決定されるという点において区別される。

本発明によれば、この釣り合わせは、有利には、設定デューティサイクルを変調する電気的な周波数が所定の閾値に等しいあるいは所定の閾値よりも低いときにだけ実施される。

好ましくは、このコモンモード電圧は、他方では、電気的な周波数がこの所定の閾値よりも高いときにスイッチング損失を最小限に抑えるように決定される。

また、本発明に係るパワーブリッジを制御するための方法は、この釣り合わせが、以下の方程式を実質的に検証するように釣り合わせデューティサイクルＲＣ’_ｉを選択することによって得られ、
ＲＣ’_０×ＲｏｎＨ×Ｉｐｈ_０ ^２＋Ｐｃｏｍｍ＝（１−ＲＣ’_０）×ＲｏｎＬ×Ｉｐｈ_０ ^２

ここで、ＲｏｎＨおよびＲｏｎＬがそれぞれ、上側および下側半導体スイッチ４の通流抵抗２０であり、Ｐｃｏｍｍがスイッチング損失を表し、Ｉｐｈ_ｉが、関連する相内で循環する相強度を表し、その場合、釣り合わせデューティサイクルが第１の釣り合わせ相電圧をもたらして、第２の釣り合わせ相電圧と比べた第１の釣り合わせ相電圧の電流差が第１の設定相電圧と第２の設定相電圧との間の初期の差と同一であるという制限内で釣り合わせデューティサイクルＲＣ’_ｉが選択される、という点においても区別される。

釣り合わせは、相強度がパワーブリッジアームの中で最も大きい基準アームにおいてのみ行われることが好ましい。

釣り合わせは、パワーブリッジのアームのそれぞれに対応する設定デューティサイクルを、設定デューティサイクルの基準値とこの基準アームで決定された釣り合わせデューティサイクルの釣り合わせ値との間のデューティサイクルの差だけ変調することによって得られることが非常に有益である。

また、本発明は、電気負荷に接続されるようになっており且つ前述した方法の実施に適したパワーブリッジを制御するための装置にも関連する。

この制御装置は、それが本発明に係る方法を表す制御論理を備えあるいはこの方法を表す命令を備えるコンピュータメモリを備えるという点において区別される。

本発明の文脈内で、前述した制御装置によって制御され得るパワーブリッジは、一般に、それぞれが上側および下側半導体スイッチを直列に備える複数のアームを備える。

これらの上側および下側半導体スイッチはそれぞれ、好適には、並列を成す半導体スイッチング素子とフリーホイールダイオードとから成る。

好ましくは、フリーホイールダイオードがＭＯＳＦＥＴタイプのトランジスタの真性ダイオードである。

利点は、
多相電気負荷と、
電圧源と、
この電気負荷の下流側で且つ電圧源の上流側で接続される前述した特徴を有するパワーブリッジと、
既に説明した制御装置と、
を備える本発明に係る回転電気機械システムから得られる。

これらの数少ない不可欠な仕様は、従来技術と比べた本発明により与えられる利点を当業者に明らかにする。

本発明の詳細な仕様が、添付図面と関連して以下の説明で与えられる。なお、これらの図面は、説明の本文を単に図解する目的を果たし、決して発明の範囲の限定を成すものではない。

本発明に係る方法によって制御されるパワーブリッジを備える回転電気機械システムのプロセス図である。 本発明に係るパワーブリッジを制御するための方法を表す一般的なフローチャートである。 本発明に係るパワーブリッジのアームにおける損失の釣り合わせを概略的に表す。

本発明の好ましい実施形態は、バッテリ２から多相回転電気機械１に給電するインバータに対応する。

一般に、回転電気機械は、図１に表されるように数がｎ個の相巻線が半導体パワーブリッジ３のアームＢ_１，Ｂ_２，Ｂ_ｉ，Ｂ_ｎの中間点に接続される機械１である（ｎは好ましくは３に等しい）。

既知の構成によれば、パワーブリッジ３は、制御され得る半導体スイッチ４をそれぞれが備えるアームＢ_１，Ｂ_２，Ｂ_ｉ，Ｂ_ｎを有し、半導体スイッチ４は、第１に、相巻線をバッテリ２の陽極Ｂ^＋に接続し（ハイ側の上側半導体スイッチＨＳ_１，ＨＳ_２，ＨＳ_ｉ，ＨＳ_ｎ）、第２に、相巻線をバッテリ２の陰極Ｂ⁻に接続する（ロー側の下側半導体スイッチＬＳ_１，ＬＳ_２，ＬＳ_ｉ，ＬＳ_ｎ）。

電子制御ユニット５が、相内の電流Ｉｐｈ_１，Ｉｐｈ_２，Ｉｐｈ_ｉ，Ｉｐｈ_ｎを調整するために、インバータ３の良く知られた動作モードにしたがって、ハイ側およびロー側のスイッチ４を交互に開閉する。

上側スイッチ／下側スイッチ通流率はデューティサイクル（ＲＣ）として知られる。バッテリ電圧２がＵｂａｔであると、機械に印加される相電圧Ｕｐｈは以下のようになる。

Ｕｐｈ＝ＲＣ×Ｕｂａｔ

デューティサイクルＲＣの変調は、機械１に印加される相電圧Ｕｐｈを変調し、その結果、相電流Ｉｐｈを変調する。

使用される半導体スイッチ４は、その真性ダイオード６が二方向電流を有するという特性を確保するＭＯＳＦＥＴ型のパワートランジスタであることが好ましい。

あるいは、半導体スイッチ４は、バイポーラパワートランジスタ７などのスイッチング素子７と、フリーホイールダイオード６とから成る。

ＭＯＳＦＥＴにおける損失は、２つのタイプ、すなわち、通流による損失Ｐｃｏｎｄと、切り換えによる損失Ｐｃｏｍｍとからなる。

アームＢ_ｉにおける通流損失Ｐｃｏｎｄは、デューティサイクルＲＣにかかわりなく、Ｒｏｎ×Ｉｐｈ_ｉ ^２（Ｒｏｎは、通電状態におけるＭＯＳＦＥＴの抵抗である）に等しい。これは、相電流Ｉｐｈ_ｉが上側スイッチＨＳ_ｉ内または下側スイッチＬＳ_ｉ内で循環し、したがって、常に単一のＭＯＳＦＥＴ内で循環するからである。

スイッチング損失Ｐｃｏｍｍは、切り換えられる電圧および電流によって決まる。これらの損失は、相電流の方向にしたがって下側または上側である単一のＭＯＳＦＥＴでのみ散逸される。

序文で述べたように、コモンモード電圧Ｖ_０を変えることにより切り換え動作の数を制限することによってスイッチング損失Ｐｃｏｍｍを減らすことが特に仏国特許第２８９５５９７号から知られている。

この方策は、以下の２つの数値例により示されるように、特に電気機械１のロータがブロックされるときに不都合を有する。

実施例１
システム１，２，３，４，５は、１００Ｖの電圧Ｕｂａｔを有するバッテリ２と、そのロータがブロックされる三相機械１とを備える。

電子制御ユニット５は、以下の３つの設定デューティサイクルを生み出し、
ＲＣ_１＝０．６０ ＲＣ_２＝０．４５ ＲＣ_３＝０．４５
これらは（接地端子Ｂ−に対して）以下の３つの設定相電圧をもたらす。
Ｖ_１＝６０Ｖ Ｖ_２＝４５Ｖ Ｖ_３＝４５Ｖ
コモンモード電圧Ｖ_０は、（Ｖ_１＋Ｖ_２＋Ｖ_３）／３＝５０Ｖである。

相巻線に印加される電圧は、
Ｖ_１−Ｖ_２＝１５Ｖ Ｖ_２−Ｖ_３＝０Ｖ Ｖ_３−Ｖ_１＝−１５Ｖ
であり、これらは以下の相強度を生み出す（任意のユニットにおいて）。

Ｉｐｈ_１＝＋１ Ｉｐｈ_２＝−１／２ Ｉｐｈ_３＝−１／２
アームＢ_１の上側ＭＯＳＦＥＴ ＨＳ_１における損失は、
通流損失：Ｐｃｏｎｄ＝ＲＣ_１×Ｒｏｎ×Ｉｐｈ_１ ^２
スイッチング損失：Ｐｃｏｍｍ＝１／３×Ｒｏｎ×Ｉｐｈ_１ ^２（簡略化による）。

したがって、上側ＭＯＳＦＥＴ ＨＳ_１における全損失は、
Ｐｃｏｎｄ＋Ｐｃｏｍｍ＝（ＲＣ_１＋１／３）×Ｒｏｎ×Ｉｐｈ_１ ^２、すなわち、０．９３×Ｒｏｎである。

アームＢ_１の下側ＭＯＳＦＥＴ ＬＳ_１における損失は通流損失のみである。これは、スイッチング損失が既に上側ＭＯＳＦＥＴ ＨＳ_１によって耐えられてしまったからである。

したがって、下側ＭＯＳＦＥＴ ＬＳ_１における全損失は、
Ｐｃｏｎｄ＝（１−ＲＣ_１）×Ｒｏｎ×Ｉｐｈ_１ ^２、すなわち、０．４０×Ｒｏｎである。

したがって、アームの全体の損失は、
（０．６＋１／３）×Ｒｏｎ＋０．４０×Ｒｏｎ＝４／３×Ｒｏｎである。

実施例２
限られた数の切り換え動作によって損失を減らすという方策は、相強度が最も大きいアーム、この場合にはアームＢ_１をブロックすることを意味する。

この目的のため、設定デューティサイクルＲＣ_１は、ＲＣｏｐ_１＝１となるように最適化デューティサイクルＲＣｏｐ_１になる。

２つの他の設定デューティサイクルＲＣ_２，ＲＣ_３は、以下のように、コモンモード電圧を増大させることにより、同じ相間電圧差を維持するべくＲＣｏｐ_１−ＲＣ_１だけ増大される。
ＲＣｏｐ_１＝１ ＲＣｏｐ_２＝０．８５ ＲＣｏｐ_３＝０．８５
Ｖｏｐ_１＝１００Ｖ Ｖｏｐ_２＝８５Ｖ Ｖｏｐ_３＝８５Ｖ
最適化コモンモード電圧は、Ｖｏｐ_０＝９０Ｖである。

機械１は、以下のように、依然として同じ相電圧を有する。
Ｖｏｐ_１−Ｖｏｐ_２＝１５Ｖ Ｖｏｐ_２−Ｖｏｐ_３＝０Ｖ Ｖｏｐ_３−Ｖｏｐ_１＝−１５Ｖ
この場合、損失は通流損失のみである。これは、アームＢ_１がもはや切り換わらないからである。したがって、全損失は、
Ｐｃｏｎｄ＝ＲＣｏｐ_１×Ｒｏｎ×Ｉｐｈ_１ ^２、すなわち、Ｒｏｎとなる。

したがって、最小化の既知の方策から得られる上側ＭＯＳＦＥＴ ＨＳ_１における損失は、実際には、最適化を伴わないＰＷＭ制御から得られる損失よりも７％高い。

本発明に係るパワーブリッジ３を制御するための方法は、他方では、図２および図３と関連して以下で明らかにされるように、機械１が始動されるとき、および、ロータがブロックされるときに、これらの状況でインバータ３の全体の性能の僅かな低下を受け入れることによって、このタイプのＭＯＳＦＥＴにおける損失を制限するようになっている。

本発明に係る方法は、最初は、予備的なステップ８において、従来の態様で、入力９に供給される機械１のベクトル制御の設定相電圧Ｖ_１，Ｖ_２，Ｖ_ｉ，Ｖ_ｎに対応する設定デューティサイクルＲＣ_１，ＲＣ_２，ＲＣ_ｉ，ＲＣ_ｎを生み出すことから成る。

検査１０は、これらの設定デューティサイクルＲＣ_１，ＲＣ_２，ＲＣ_ｉ，ＲＣ_ｎを変調する電気的な周波数と所定の閾値とを比較することによって、あるいは、同等な態様で、機械１の回転速度Ωを基準回転速度Ω_０とを比較することによって、機械１が始動のプロセスの状態にあるかどうかあるいは機械１がそのロータをブロックされるかどうかを決定できるようにする。

回転速度ΩがΩ_０よりも大きい場合には、機械１が始動のプロセスの状態になく、あるいは、ロータがブロックされず、本発明に係る方法は、好ましくは、出力１２と同一の態様で転送される設定デューティサイクルＲＣ_１，ＲＣ２，ＲＣ_ｉ，ＲＣ_ｎに対して何ら変更１１を行なわない。

あるいは、設定デューティサイクルＲＣ_１，ＲＣ_２，ＲＣ_ｉ，ＲＣ_ｎは、コモンモード電圧Ｖ_０がスイッチング損失Ｐｃｏｍｍを最小限に抑えるように変更される（プロセスは表わされない）。

回転速度ΩがΩ_０よりも小さいあるいはΩ_０に等しい場合には、機械１が始動のプロセスの状態にあり、あるいは、ロータがブロックされ、本発明に係る方法は、アームＢ_１，Ｂ_２，Ｂ_ｉ，Ｂ_ｎの半導体スイッチ４損失の釣り合わせ１３のプロセスを進める、あるいは、より大きな相強度Ｉｐｈ_１，Ｉｐｈ_２，Ｉｐｈ_ｉ，Ｉｐｈ_ｎを循環させる。

したがって、この釣り合わせプロセス１３の第１のステップ１４は、相強度Ｉｐｈ_１，Ｉｐｈ_２，Ｉｐｈ_ｉ，Ｉｐｈ_ｎがより大きな値Ｉｐｈ_０を有するパワーブリッジ３の基準アームを選択することから成る。

この釣り合わせプロセス１３の第２のステップ１５は、この基準アームにおいて上側半導体スイッチＨＳ_ｉと下側半導体スイッチＬＳ_ｉとの間でスイッチング損失Ｐｃｏｍｍおよび通流損失Ｐｃｏｎｄを釣り合わせることから成る。

スイッチング損失Ｐｃｏｍｍは、デューティサイクルから独立しており、電流の方向にしたがって、上側ＨＳ_ｉまたは下側ＬＳ_ｉの半導体スイッチ４のうちの一方のみによって散逸される。

通流損失Ｐｃｏｎｄは、機械１によって直面される釣り合わせ相電圧差が設定相電圧差Ｖ_１，Ｖ_２，Ｖ_ｉ，Ｖ_ｎと同一のままであるという制限内で適切な釣り合わせデューティサイクルＲＣ’_１，ＲＣ’_２，ＲＣ’_ｉ，ＲＣ’_ｎを選択することによって、上側ＨＳ_ｉおよび下側ＬＳ_ｉの半導体スイッチ４間で分配される。

基準アームにおいては、この第２のステップ１５中、釣り合わせデューティサイクルＲＣ’_１，ＲＣ’_２，ＲＣ’_ｉ，ＲＣ’_ｎの釣り合わせ値ＲＣ’_０を選択して、以下の方程式を検証する。

ＲＣ’_０×Ｒｏｎ×Ｉｐｈ_０ ^２＋Ｐｃｏｍｍ＝（１−ＲＣ’_０）×Ｒｏｎ×Ｉｐｈ_０ ^２

この方程式は、基準アームの上側半導体スイッチＨＳ_ｉと下側半導体スイッチＬＳ_ｉとの間の損失の等式を表す。これは、以下の形式で書き表すことができる。

ｆ（ＲＣ’_０）＝（２×ＲＣ’_０−１）×Ｒｏｎ×Ｉｐｈ_０ ^２＝Ｐｃｏｍｍ＝０

なお、ここでは、先の方程式は、上側半導体スイッチＨＳ_ｉおよび下側半導体スイッチＬＳ_ｉがほぼ等しい通流抵抗Ｒｏｎを有する場合に対応する。これらの通流抵抗が、上側半導体スイッチＨＳ_ｉに関してＲｏｎＨとして知られ、下側半導体スイッチＬＳ_ｉに関してＲｏｎＬとして知られる、異なる値を有するときには、検証されるべき先の方程式は、
ＲＣ’_０×ＲｏｎＨ×Ｉｐｈ_０ ^２＋Ｐｃｏｍｍ＝（１−ＲＣ’_０）×ＲｏｎＬ×Ｉｐｈ_０ ^２
となる。

以下、説明では、上側半導体スイッチＨＳ_ｉおよび下側半導体スイッチＬＳ_ｉがほぼ等しい通流抵抗Ｒｏｎを有すると見なされ続ける。

スイッチング損失Ｐｃｏｍｍの計算のために選択されるモデリングによれば、釣り合わせ値ＲＣ’_０は、バッテリ電圧Ｕｂａｔおよび切り換えられた電流Ｉｐｈ_０にしたがって変化し得る。

この釣り合わせプロセス１３の第３のステップ１６は、基準値ＲＣ_０として解釈される基準アームにおけるこの釣り合わせ値ＲＣ’_０と設定デューティサイクルＲＣ_ｉとの間のデューティサイクル差ΔＲＣを計算することから成る。

このデューティサイクル差ΔＲＣは、全ての設定デューティサイクルＲＣ_１，ＲＣ_２，ＲＣ_ｉ，ＲＣ_ｎに加えられることにより、本発明に係る方法の出力１２で、基準アームを釣り合わせつつコモンモード電圧Ｖ_０を変えることによって相間の電圧差を維持する釣り合わせデューティサイクルＲＣ’_１，ＲＣ’_２，ＲＣ’_ｉ，ＲＣ’_ｎを生み出すことができるようにする。

釣り合わせプロセス１３の更なるステップ１７は、全ての釣り合わせデューティサイクルＲＣ’_１，ＲＣ’_２，ＲＣ’_ｉ，ＲＣ’_ｎが０〜１の区間内に含まれるようにデューティサイクル差ΔＲＣを制限する。

この図３と関連して、半導体スイッチ４により形成されるパワーブリッジの場合における以下の数値例が図３に詳細な態様で表される。三相電気負荷は、本発明に係るパワーブリッジを制御するための方法をうまく理解できるようにする。

本発明に係る実施例
従来技術において知られるパワーブリッジ３を制御するための方法を表す先の実施例１，２の場合と同じ方法で、この実施例は、１００Ｖの電圧Ｕｂａｔを有するバッテリ２と、そのロータがブロックされる三相機械１とを備えるシステム１，２，３，４，５に基づく。

電子制御ユニット５は、以下の３つの設定デューティサイクルを生み出し、
ＲＣ_１＝０．６０ ＲＣ_２＝０．４５ ＲＣ_３＝０．４５
これらは（接地端子Ｂ⁻に対して）以下の３つの設定相電圧をもたらす。
Ｖ_１＝６０Ｖ Ｖ２＝４５Ｖ Ｖ_３＝４５Ｖ

コモンモード電圧Ｖ_０は、（Ｖ_１＋Ｖ_２＋Ｖ_３）／３＝５０Ｖである。

相巻線に印加される電圧は、
Ｖ_１−Ｖ_２＝１５Ｖ Ｖ_２−Ｖ_３＝０Ｖ Ｖ_３−Ｖ_１＝−１５Ｖ
であり、これらは以下の相強度を生み出す（任意のユニットにおいて）。
Ｉｐｈ_１＝＋１ Ｉｐｈ_２＝−１／２ Ｉｐｈ_３＝−１／２

パワーブリッジ３の電子制御ユニット５におけるソフトウェアモジュールの形態で実施されることが好ましい釣り合わせプロセス１３は、相強度Ｉｐｈ_０が３つの相強度Ｉｐｈ_１，Ｉｐｈ_２，Ｉｐｈ_３の中で最も強いアームの選択１８から始まる。この場合、これは、強度がＩｐｈ_１＝１＝Ｉｐｈ_０（任意のユニットにおいて）であるアーム番号１である。

釣り合わせプロセス１３は、その後、以下を行う。

第１のアームの釣り合わせデューティサイクルＲＣ’１にしたがった、上側ＨＳ_１ ＭＯＳＦＥＴおよび下側ＬＳ_１ ＭＯＳＦＥＴにわたる抵抗Ｒｏｎ２０に係る通流損失ＲＣ’_１×Ｒｏｎ×Ｉｐｈ_０ ^２および（１−ＲＣ’_１）×Ｒｏｎ×Ｉｐｈ_０ ^２のそれぞれの第１の計算１９；
（このアームにおける）スイッチング損失Ｐｃｏｍｍ＝１／３×Ｒｏｎ×Ｉｐｈ_０ ^２（この実施例では簡略化による）の第２の計算２１；
以下の方程式、すなわち、
ｆ（ＲＣ’_０）＝（２×ＲＣ’_０−１）×Ｒｏｎ×Ｉｐｈ_０ ^２＝Ｐｃｏｍｍ＝０
を満たす、
言い換えると、スイッチング損失Ｐｃｏｍｍの簡略化された式、すなわち、
（２×ＲＣ’_０−１）×Ｒｏｎ×Ｉｐｈ_０ ^２＋１／３×Ｒｏｎ×Ｉｐｈ_０ ^２＝０、すなわち、ＲＣ’_０＝１／３
を使用することによる、釣り合わせ値ＲＣ’_０の決定２２。

その後、釣り合わせプロセスは、選択１８中に決定される基準アームに対応する設定デューティサイクルの基準値ＲＣ_０の取得２３を行う。すなわち、ＲＣ_０＝ＲＣ_１＝０．６である。

この取得２３は、以下のデューティサイクル差の評価２４を可能にする。
ΔＲＣ＝ＲＣ’_０＝ＲＣ_０＝０．３３−０．６０＝−０．２７

このデューティサイクル差ΔＲＣは、マイナスであるとともに、絶対値が設定デューティサイクルＲＣ_１＝０．６０，ＲＣ_２＝０．４５，ＲＣ_３＝０．４５よりも小さいため、制限機能２５は、このデューティサイクル差が第３の計算２６により供給されるデューティサイクルを釣り合わせる範囲に適合すると決定する。すなわち、
ＲＣ’_１＝ＲＣ_１＋ΔＲＣ＝０．６０−０．２７＝０．３３
ＲＣ’_２＝ＲＣ_２＋ΔＲＣ＝０．４５−０．２７＝０．１８
ＲＣ’_３＝ＲＣ_３＋ΔＲＣ＝０．４５−０．２７＝０．１８
である。

釣り合わせ相電圧は以下の通りである。
Ｖ’_１＝３３Ｖ Ｖ’２＝１８Ｖ Ｖ’_３＝１８Ｖ
コモンモード電圧Ｖ_０は、Ｖ’_０＝２３Ｖとなる。

以下のように、機械１によって直面される相電圧差が変化しなかったことが検証される。
Ｖ’_１−Ｖ’_２＝３３Ｖ−１８Ｖ＝１５Ｖ
Ｖ’_２−Ｖ’_３＝１８Ｖ−１８Ｖ＝０Ｖ
Ｖ’_３−Ｖ’_１＝１８Ｖ−３３Ｖ＝−１５Ｖ

この釣り合わせプロセス１３の完了時、上側および下側のＭＯＳＦＥＴ４の全損失は以下の通りである。
上側ＭＯＳＦＥＴ ＨＳ_１：ＲＣ’_１×Ｒｏｎ×Ｉｐｈ_０ ^２＋１／３×Ｒｏｎ×Ｉｐｈ_０ ^２、すなわち、２／３Ｒｏｎ
下側ＭＯＳＦＥＴ ＬＳ_１：（１−ＲＣ’_１）×Ｒｏｎ×Ｉｐｈ_０ ^２＋（１−１／３）×Ｒｏｎ×Ｉｐｈ_０ ^２、すなわち、２／３Ｒｏｎ

先の第１および第２の実施例の結果と比べると、本発明に係る方法によるアームにおける損失の釣り合わせは、上側ＭＯＳＦＥＴ ＨＳ_１により散逸されるべき損失を、従来の制御と比べて２７％減少させることができるとともに、切り換えによる損失の最小化の方策と比べて３３％減少させることができる。

アームアセンブリに関しては、損失が４／３×Ｒｏｎとなる。すなわち、損失は、従来のＰＷＭ制御（実施例１）により生み出される損失と同一であるが、切り換えによる損失の最小化の方策（実施例２）と比べると３３％増大してしまった。

しかしながら、インバータの性能の向上は、接続される回転電気機械１の始動段階中にあるいはロータがブロックされる場合に求められるものではない。他方で、構成要素の熱散逸の制限内で許容できる電流の最大化が、特に対象の回転電気機械１が自動車用途に関連するシステムに組み込まれて多くの停止／再始動サイクルに晒されるときに、より重要な基準となる。

本発明は、前述した好ましい実施形態だけに限定されないことが理解されよう。

特に、与えられた数値は、単に、本発明に係るパワーブリッジ３を制御するための方法の利点を具体的に明らかにするようになっている実施例を構成するにすぎない。

本発明に係る方法は、制御装置５においてマイクロプログラムを用いて実施されることが好ましい。しかしながら、もう一つの方法として、この制御装置５は有線制御論理に基づくことができる。

また、言及されたＭＯＳＦＥＴタイプのトランジスタ４に限定されるものではなく、すなわち、当業者は、必要に応じて、本発明に係る制御装置５により制御され得るパワーブリッジにおいて同じ切り換え機能を果たすことができるバイポーラトランジスタ、他のタイプの電界効果トランジスタ、または、サイリスタなどの任意の他のタイプの半導体素子を実施することがきる。

したがって、本発明は、以下の特許請求項により規定される範囲内にとどまる全ての想定し得る変形実施形態を組み込む。

Claims (9)

1. 複数のアーム（Ｂ_１，Ｂ_２，Ｂ_ｉ，Ｂ_ｎ）を備えるパワーブリッジ（３）を制御するための方法であって、前記各アームは、共通電圧源（２）の第１および第２の端子（Ｂ^＋，Ｂ⁻）と並列に接続されるようになっている上側および下側半導体スイッチ（４）を直列に備え、前記アーム（Ｂ_１，Ｂ_２，Ｂ_ｉ，Ｂ_ｎ）のそれぞれの少なくとも１つの中間点は、電気負荷（１）の少なくとも１つの相にそれぞれ接続されるようになっており、前記方法は、前記電気負荷（１）の基準端子に対する第１の設定相電圧（Ｖ_１，Ｖ_２，Ｖ_ｉ，Ｖ_ｎ）と、前記上側および下側半導体スイッチ（４）のスイッチング損失（２１）を制御する前記第１または第２の端子（Ｂ^＋，Ｂ⁻）のうちの一方に対するコモンモード電圧（Ｖ_０）とにしたがって決定される設定デューティサイクル（ＲＣ_１，ＲＣ_２，ＲＣ_ｉ，ＲＣ_ｎ）を伴うパルスを用いて相補的態様で前記上側および下側半導体スイッチ（４）を制御することから成るタイプのものである、方法において、前記コモンモード電圧（Ｖ_０）は、前記上側および下側半導体スイッチ（４）間で前記スイッチング損失（２１）および通流損失（１９）の釣り合わせ（１３）を得るように決定され、前記釣り合わせ（１３）は、前記設定デューティサイクル（ＲＣ_１，ＲＣ_２，ＲＣ_ｉ，ＲＣ_ｎ）を変調する電気的な周波数が所定の閾値に等しいあるいは所定の閾値よりも低いときにだけ実施されることを特徴とする方法。
2. 前記コモンモード電圧（Ｖ_０）は、前記電気的な周波数が前記所定の閾値よりも高いときに前記スイッチング損失（２１）を最小限に抑えるように決定されることを特徴とする請求項１に記載のパワーブリッジ（３）を制御するための方法。
3. 前記釣り合わせ（１３）は、以下の方程式を実質的に検証するように釣り合わせデューティサイクル（ＲＣ_１，ＲＣ_２，ＲＣ_ｉ，ＲＣ_ｎ）を選択する（１５，２２）ことによって得られ、
   ＲＣ’_０×ＲｏｎＨ×Ｉｐｈ_０ ^２＋Ｐｃｏｍｍ＝（１−ＲＣ’_０）×ＲｏｎＬ×Ｉｐｈ_０ ^２
   ここで、ＲｏｎＨおよびＲｏｎＬはそれぞれ、前記上側および下側半導体スイッチ（４）の通流抵抗（２０）であり、Ｐｃｏｍｍは前記スイッチング損失（２１）を表し、Ｉｐｈ_ｉは、前記相内で循環する相強度を表し、その場合、前記釣り合わせデューティサイクル（ＲＣ’_１，ＲＣ’_２，ＲＣ’_ｉ，ＲＣ’_ｎ）が第１の釣り合わせ相電圧をもたらして、第２の釣り合わせ相電圧と比べた前記第１の釣り合わせ相電圧の電流差が前記第１の設定相電圧（Ｖ_１，Ｖ_２，Ｖ_ｉ，Ｖ_ｎ）と第２の設定相電圧（Ｖ_１，Ｖ_２，Ｖ_ｉ，Ｖ_ｎ）との間の初期の差と同一であるという制限内で前記釣り合わせデューティサイクルが選択されることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のパワーブリッジ（３）を制御するための方法。
4. 前記釣り合わせ（１３）は、前記相強度（Ｉｐｈ_ｉ）が前記アーム（Ｂ_１，Ｂ_２，Ｂ_ｉ，Ｂ_ｎ）の中で最も大きい（１４，１８）基準アームにおいてのみ行われることを特徴とする請求項３に記載のパワーブリッジ（３）を制御するための方法。
5. 前記釣り合わせ（１３）は、前記アーム（Ｂ_１，Ｂ_２，Ｂ_ｉ，Ｂ_ｎ）のそれぞれに対応する前記設定デューティサイクル（ＲＣ_１，ＲＣ_２，ＲＣ_ｉ，ＲＣ_ｎ）を、設定デューティサイクル（ＲＣ_１，ＲＣ_２，ＲＣ_ｉ，ＲＣ_ｎ）の基準値（ＲＣ_０）と前記基準アームで決定された（１６，２４）釣り合わせデューティサイクル（ＲＣ’_１，ＲＣ’_２，ＲＣ’_ｉ，ＲＣ’_ｎ）の釣り合わせ値（ＲＣ’_０）との間のデューティサイクルの差（ΔＲＣ）だけ変える（１２，２６）ことによって得られることを特徴とする請求項４に記載のパワーブリッジ（３）を制御するための方法。
6. 電気負荷（１）に接続されるようになっており且つ請求項１から５のいずれか一項に記載の方法の実施に適したパワーブリッジ（３）を制御するための装置（５）であって、前記方法を表す制御論理を備え、または、前記方法を表す命令を備えるコンピュータメモリを備えることを特徴とする装置（５）。
7. それぞれが上側および下側半導体スイッチ（４）を直列に備える複数のアーム（Ｂ_１，Ｂ_２，Ｂ_ｉ，Ｂ_ｎ）を備える、請求項６に記載の制御装置（５）によって制御され得るパワーブリッジ（３）であって、前記上側および下側半導体スイッチ（４）がそれぞれ並列を成す半導体スイッチング素子（７）とフリーホイールダイオード（６）とから成ること特徴とするパワーブリッジ（３）。
8. 前記フリーホイールダイオード（６）がＭＯＳＦＥＴタイプのトランジスタの真性ダイオードであることを特徴とする請求項７に記載のパワーブリッジ（３）。
9. 多相電気負荷（１）と、
   電圧源（２）と、
   前記電気負荷（１）の下流側で且つ前記電圧源（２）の上流側で接続される請求項７または請求項８のいずれかに記載のパワーブリッジ（３）と、
   請求項６に記載の制御装置（５）と、
   を備える回転電気機械システム。

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