CN101542891B - 同步电动机的无传感器控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及同步电动机的无传感器控制装置，PWM调制部(7)基于PWM方式调制被输入的三相电压指令，向变换器(4)的各相开关元件输出门极信号。高频成分运算部(8)按照变换器(4)的开关运算通过在PWM调制部(7)中决定、从变换器(4)输出的电压产生的电流的高频成分。指标运算部(9)根据同步于同步电动机(6)的旋转而旋转的γδ坐标系的电流的高频成分，运算与旋转相位角推测误差成比例的值作为指标R。旋转相位角推测部(10)利用指标R进行旋转相位角的推测运算。通过本发明，提供能够通过简单的调节进行稳定的运转、并且也不会导致运算量的极度的增大的同步电动机无传感器控制装置。

Description

同步电动机的无传感器控制装置

技术领域

本发明涉及推测转子的旋转相位角、通过PWM变换器控制同步电动机的无传感器控制装置。

背景技术

在转子中具有电突极性的同步机的控制装置中，为了进行同步机的驱动控制而需要检测转子的旋转相位角的检测器。但是，在使用检测器的驱动装置中，作为例子而存在以下举出那样的问题。

第一，是检测器的存在会增大驱动系统整体的容积的问题。由此，成为在有限的设置空间内扩大同步机的输出的妨碍。第二，是需要进行检测器自身的维护点检作业的问题。由此，维护点检效率变差。第三，由于来自检测器的信号线上噪音等叠加干而扰检测值，使控制性能恶化。第四，检测器几乎都需要驱动它的电源，需要设置与同步机驱动另外系统的电源。这在电源设置空间、电力供给线、成本等方面成为负担增加的原因。

因为上述那样的理由，开发出了不使用检测器而推测旋转相位角、根据被推测的旋转相位角进行驱动控制的控制方式。将其称作“无传感器控制”。

在具备这样的无传感器控制机构的同步机的控制装置中，例如在特许文献1这提出了特别在停止、低速状态下是有效的方法。在该文献中，在通过PWM变换器驱动同步机的系统中，将相对于同步机的运转频率充分高的频率的高频电压指令叠加在控制变换器的控制装置的控制指令中，根据起因于此而产生的高频电流应答，通过检测对应于叠加的高频指令的成分并处理，得到旋转角相位的误差。利用该旋转相位角误差推测旋转相位角。

此外，作为解决包含在特许文献1中的问题的方法，在特许文献2中提出了运算根据从PWM变换器输出的电压产生的电流的高频成分、利用电感的空间性的分布进行旋转相位角的推测的方式。

特许文献1：日本特登3168967号

特许文献2：日本特愿2006-185552号

在上述同步机的控制装置中，具有能够不使用传感器而控制同步机、以低成本提高维护性的优点。但是，在如特许文献1中记载的无传感器控制机构那样、检测对应于高频电流应答的高频电压指令的成分的方式中，需要使希望的高频电流流到马达中，与使用传感器的系统相比，具有损失及噪音极度增大的问题。并且，为了稳定地推测旋转相位角，需要细致地调节叠加的高频指令的振幅及频率、高频叠加方法，为了实际地将马达与控制装置组合而进行稳定的运转，复杂而需要花费时间的调节是现实情况。具体而言，由于起因于马达卷线的饱和带来的电感的变动而马达的特性变动，所以需要对应于马达的转矩电流的高频叠加方法的变更及高频电流检测方法的微调等。

此外，在特许文献2中记载的无传感器控制机构中，为了解决上述特许文献1的问题，利用电感的空间性的分布进行旋转相位角的推测。但是，由于利用电感的空间性的分布，所以有运算量变多的情况，一般在由几kHz的运算频率进行运算的同步机控制中是不优选的。

发明内容

本发明是为了解决上述问题而做出的，目的是提供一种能够以简单的调节进行稳定的运转、并且不会导致运算量的极度增大的无传感器控制装置。

有关本发明的同步电动机的无传感器控制装置，是推测具有电突极性的转子的旋转相位角，通过PWM变换器控制同步电动机的无传感器控制装置，其特征在于，具备：PWM调制部，基于PWM调制被输入的控制指令，向上述变换器的各相开关元件输出门极信号；高频成分运算部，按照上述变换器的开关运算通过在上述PWM调制部中决定、从上述变换器输出的电压而流到上述同步电动机中的电流的高频成分；指标运算部，根据同步于上述转子的旋转而旋转的旋转坐标轴上的上述电流的高频成分，运算与旋转相位角的推测误差成比例的指标；旋转相位角推测部，利用上述指标进行上述旋转相位角的推测运算。

附图说明

图1是表示同步机模型和坐标的定义的图。

图2是表示本发明的第1实施例的结构的块图。

图3是与门极信号对应的同步机电流的时间图。

图4是指标R的运算示意图。

图5是表示在d轴与γ轴之间发生了推测误差Δθ时的指标R的图。

图6是指标R与旋转相位角推测误差的特性图。

图7是表示旋转相位角推测部的结构的块图。

图8是转矩100％、θ_set＝0°下的指标R对推测误差的特性图。

图9是转矩100％、θ_set＝30°下的指标R对推测误差的特性图。

图10是转矩100％、θ_set＝60°下的指标R对推测误差的特性图。

图11是电压转矩角θv与指标R及推测误差的特性图。

图12是对应于图11的矢量线图。

图13是表示将高频电压指令叠加在电压指令中的结构的块图。

图14是表示旋转高频信号的一例的图。

图15是表示交变高频信号的一例的图。

具体实施方式

本发明是运算流到同步机中的电流变化的高频成分、基于同步于同步机的旋转的dq轴坐标系的上述电流变化高频成分，运算与旋转相位角推测误差成比例的指标，基于该指标，不使用旋转相位角传感器而推测马达转子的相位角的方法。

(第1实施例)

以下，参照附图对有关本发明的无传感器控制装置的实施例进行说明。这里，以在转子中使用永久磁铁的永久磁铁同步机作为上述同步机的例子进行参照。

永久磁铁同步机如图1所示，定子由U、V、W的3相卷线构成，转子用由永久磁铁和其周围的铁心构成的模型表示。在永久磁铁同步机中，大致划分，有表面磁铁型和植入磁铁型的两种，图1所示的转子是植入磁铁型。这样的植入磁铁型转子由于转子的磁回路的分布在周向上不为均匀，所以在驱动该转子的情况下，根据旋转角度，具有从定子观察的电感(＝L)变动的特性。将这样的特性称作电突极性。

在本申请的控制装置中，作为同步于永久磁铁同步机的旋转而旋转的坐标系，将永久磁铁的磁通的方向定义为d轴，将正交于d轴的轴定义为q轴。此外，将U相卷线方向定义为α轴，将与其正交的方向定义为β轴，以α轴方向为基准，将到d轴方向的角度定义为同步机的旋转相位角θ。如果基于这样的定义，则永久磁铁同步机的电压-电流的关系用数式(1)表示。

[式1]

这里，

V_d、V_q：d轴电压、q轴电压

I_d、I_q：d轴电流、q轴电流

R：电阻

L_d：d轴电感

L_q：q轴电感

Φ：永久磁铁磁通

ω：旋转速度

p：微分算子

其中，在本申请的控制装置中没有旋转相位角传感器，不能检测旋转相位角θ本身，所以在控制装置中作为替代而使用推测的相位角。因而，如图1所示，将推测相位角定义为θ_est，将与其对应的坐标系定义为γ轴、δ轴。在发生了推测误差Δθ的情况下γδ轴为从dq轴旋转了推测误差Δθ的位置。

图2是表示本实施例的同步机的无传感器控制装置的结构例的功能块图。

变换器4以用来驱动变换器的门极指令为输入，通过切换内置于变换器中的主电路开关元件的ON/OFF，相互变换交流/直流电力。在本申请中，将直流电力变换为交流电力。

永久磁铁同步机6通过流到各励磁相中的3相交流电流产生磁场，通过与转子的磁相互作用而产生转矩。

PWM调制部7通过PWM(Pulse Width Modulation：脉冲宽度调制)调制用来驱动永久磁铁同步机的控制指令，输出作为变换器的各相开关元件的ON/OFF指令的门极信号。

电流检测部5检测流到永久磁铁同步机中的3相交流电流中的2相或3相的电流应答值。另外，该电流应答值表示对于三相电压指令等的指令值的应答值，这里表示在同步机6中流动的电流的大小。在图2中表示检测2相的电流的结构。高频成分运算部8按照变换器4的开关，根据电流的应答值运算高频电流成分。

指标运算部9根据上述高频电流成分运算作为与旋转相位角推测误差成比例的成分的指标。旋转相位角推测部10基于在指标运算部9中运算出的指标进行收敛运算，推测永久磁铁同步机的旋转相位角。

接着，对以上那样构成的本实施例的无传感器控制装置的作用和效果进行说明。

在图2中，作为向PWM调制部7的输入的三相电压指令Vu^ref、Vv^ref、Vw^ref基于应由永久磁铁同步机6输出的转矩指令Trq^ref，例如以下这样给出。

首先，从上位控制系统给出转矩指令Trq^ref，就该转矩指令，电压指令运算部13如数式(2)那样运算γ轴电流指令I_γ ^ref、δ轴电流指令I_δ ^ref。

[式2]

$I_{\mathrm{\γ}}^{\mathrm{ref}}=T{\mathrm{rq}}^{\mathrm{ref}}\·k\·\cos \left({\mathrm{\θ}}_i\right)\·\·\·\left(2\right)$

$I_{\mathrm{\δ}}^{\mathrm{ref}}=T{\mathrm{rq}}^{\mathrm{ref}}\·k\·\sin \left({\mathrm{\θ}}_i\right)$

这里，

Trq^ref：转矩指令，

k：常数，

θ_i：以γδ轴坐标系的γ轴为基准的电流相位角(参照图1)

电流相位角θ_i在本实施例中可以认为是一定值。另外，电流指令I_γ ^ref、I_δ ^ref也可以准备能够将转矩指令作为参数参照的表，通过参照该表而给出。使用表的方法在转矩与电流的关系如上述式子那样定式化不优选的情况下(例如在使电流相位角θ_i对应于转矩指令值而变化的情况下)等是有效的。

接着，将如上述那样求出的电流指令I_γ ^ref、I_δ ^ref、和流到该同步机中的电流的γ轴应答值I_γ ^res、δ轴应答值I_δ ^res作为输入，电压指令运算部13例如通过如下的比例积分控制，运算γ轴电压指令V_γ ^ref、δ轴电压指令V_δ ^ref并输出。

[式3]

$V_{\mathrm{\γ}}^{\mathrm{ref}}=(K_p+K_i\·\frac{1}{s})\·(I_{\mathrm{\γ}}^{\mathrm{ref}}-I_{\mathrm{\γ}}^{\mathrm{res}})\·\·\·\left(3\right)$

$V_{\mathrm{\δ}}^{\mathrm{ref}}=(K_p+K_i\·\frac{1}{s})\·(I_{\mathrm{\δ}}^{\mathrm{ref}}-I_{\mathrm{\δ}}^{\mathrm{res}})$

这里，

K_p：比例增益，

K_i：积分增益，

s：正算子

另外，这样的运算的周期根据系统也不同，例如是几μs～几ms。该运算周期为数式(3)的积分项的积分时间。此外，在数式(3)中，γ轴应答值I_γ ^res、δ轴应答值I_δ ^res分别是对应于以前的γ轴电压指令V_γ ^ref、δ轴电压指令V_δ ^ref的电流应答值。在控制的开始时，电压指令运算部13将此时检测到的电流值作为γ轴应答值I_γ ^res、δ轴应答值I_δ ^res输入，进行上述运算。

接着，坐标变换部12将以上那样输出的γ轴电压指令V_γ ^ref、δ轴电压指令V_δ ^ref基于从旋转相位角推测部10输出的旋转相位角推测值θ_est通过如下的运算进行坐标变换，输出3相电压指令V_u ^ref、V_v ^ref、V_w ^ref。

[式4]

$V_u^{\mathrm{ref}}=\sqrt{\frac{2}{3}}\{V_{\mathrm{\γ}}^{\mathrm{ref}}\cos \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}\right)-V_{\mathrm{\δ}}^{\mathrm{ref}}\sin \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}\right)\}$

$V_v^{\mathrm{ref}}=\sqrt{\frac{2}{3}}\{V_{\mathrm{\γ}}^{\mathrm{ref}}\cos ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})-V_{\mathrm{\δ}}^{\mathrm{ref}}\sin ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\}\·\·\·\left(4\right)$

$V_w^{\mathrm{ref}}=\sqrt{\frac{2}{3}}\{V_{\mathrm{\γ}}^{\mathrm{ref}}\cos ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})-V_{\mathrm{\δ}}^{\mathrm{ref}}\sin ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\}$

将以上那样求出的3相电压指令向PWM调制部7输入。

PWM调制部7进行PWM调制，输出向变换器的门极指令。所谓的PWM调制，是将给出的3相电压指令V_u ^ref、V_v ^ref、V_w ^ref、与预先设定为具有一定或可变的频率的三角波状的输送波分别比较、将比较结果作为门极指令的调制。

旋转相位角推测部10基于根据流到该同步机中的电流的高频成分由指标运算部9计算出的指标R(后述)，如以下这样推测旋转相位角θ_est。

首先，将由电流检测部5检测到的相电流基于从旋转相位角推测部10输出的旋转相位角推测值θ_est通过如下的运算进行坐标变换，能够求出γ轴电流应答值I_γ ^res、δ轴电流应答值I_δ ^res。

[式5]

$I_{\mathrm{\γ}}^{\mathrm{res}}=\sqrt{\frac{2}{3}}\{I_u^{\mathrm{res}}\cos \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}\right)+I_v^{\mathrm{res}}\cos ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})+I_w^{\mathrm{res}}\cos ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\}\·\·\·\left(5\right)$

$I_{\mathrm{\δ}}^{\mathrm{res}}=-\sqrt{\frac{2}{3}}\{I_u^{\mathrm{res}}\sin \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}\right)+I_v^{\mathrm{res}}\sin ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})+I_w^{\mathrm{res}}\sin ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\}$

这里，如果利用流到永久磁铁同步机中的3相电流的和是0的情况，则如用如下的式子表示那样，能够根据3相电流中的2相的电流值(在本例中是I_u ^res、I_w ^res)求出γ轴电流应答值I_γ ^res、δ轴电流应答值I_δ ^res。坐标变换部11这样运算γ轴电流应答值I_γ ^res、δ轴电流应答值I_δ ^res。在此情况下，只要将电流检测部5设置2相就可以，与3相检测的情况相比能够使装置简单化。

[式6]

$I_{\mathrm{\γ}}^{\mathrm{res}}=\sqrt{2}\{I_u^{\mathrm{res}}\sin ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})-I_w^{\mathrm{res}}\sin \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}\right)\}\·\·\·\left(6\right)$

$I_{\mathrm{\δ}}^{\mathrm{res}}=\sqrt{2}\{I_u^{\mathrm{res}}\cos ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})-I_w^{\mathrm{res}}\cos \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}\right)\}$

接着，通过以下这样的运算，求出在上述中求出的γδ轴电流应答值的高频成分。

[式7]

$\frac{d{I}_{\mathrm{\γ\δhf}}}{\mathrm{dt}}=\frac{1}{t_n-t_m}\·\{(I_n-I_m)-\frac{d{I}_{\mathrm{base}}}{\mathrm{dt}}\·(t_n-t_m)\}\·\·\·\left(7\right)$

这里，

I_m：时刻t_m的同步机输入电流

I_n：时刻t_n的同步机输入电流

dI_base/dt：输入电流的基本波成分(电旋转频率成分)的时间变化率

在图3中表示时间图。

作为dI_base/dt的运算方法，有运算与t_n-t_m相比足够长的时间间隔的输入电流的变化率及电流指令值的变化率的方法，严密地讲，即使不为旋转频率成分，只要选取t_n-t_m以使其与基本波成分运算时间间隔相比足够短，就能够没有特别的问题而进行运算。具体而言，时间t_n-t_m为例如几μs～几十μs，基本波成分时间变化率可以是其几十～几百倍程度的时间间隔下的变化率。

此外，时刻t_m、t_n以从PWM调制部7输出的门极指令的切换(＝变换器元件的开关)为分界，设定为输出单一的电压矢量的时间的起点和终点。该起点和终点既可以与门极指令的切换时间一致，在通过起因于变换器元件的开关的噪音而在电流值中带有较大的噪音的情况下，也可以设定为开关之前或之后的时间。

高频成分运算部8基于上述数式(7)，如下式那样运算并输出γ轴高频成分、δ轴高频成分。

[式8]

$\frac{d{I}_{\mathrm{\γhf}}}{\mathrm{dt}}=\frac{1}{t_n-t_m}\·\{(I_{\mathrm{\γ}\left(n\right)}-I_{\mathrm{\γ}\left(m\right)})-\frac{d{I}_{\mathrm{\γbase}}}{\mathrm{dt}}\·(t_n-t_m)\}\·\·\·\left(8\right)$

$\frac{d{I}_{\mathrm{\δhf}}}{\mathrm{dt}}=\frac{1}{t_n-t_m}\·\{(I_{\mathrm{\δ}\left(n\right)}-I_{\mathrm{\δ}\left(m\right)})-\frac{d{I}_{\mathrm{\δbase}}}{\mathrm{dt}}\·(t_n-t_m)\}$

这里，

I_γ(m)：时刻m的γ轴电流值I_γ ^res

I_γ(n)：时刻n的γ轴电流值I_γ ^res

dI_γbase/dt：γ轴电流的基本波成分的时间变化率

I_δ(m)：时刻m的δ轴电流值I_δ ^res

I_δ(n)：时刻n的δ轴电流值I_δ ^res

dI_δbase/dt：δ轴电流的基本波成分的时间变化率

接着，根据上述那样运算的电流的高频成分，指标运算部9运算与旋转相位角的推测误差成比例的成分即指标R。按照数式(9)那样的运算，通过将γδ轴的电流高频成分从γ轴向规定的角度方向θ_set投影而求出指标R。该运算也称作朝向角度θ_set方向的单位矢量与高频成分的内积。

[式9]

$R=\frac{d{I}_{\mathrm{\γhf}}}{\mathrm{dt}}\·\cos \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{set}}\right)+\frac{d{I}_{\mathrm{\δhf}}}{\mathrm{dt}}\·\sin \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{set}}\right)\·\·\·\left(9\right)$

如果将指标R的运算结果用图表示，则成为图4那样。以图4所示的椭圆状分布的点表示旋转坐标轴(dq轴)上的高频电流成分。即，图4表示沿相对于转子的d轴为360°的方向将相同大小的电压施加在定子上、表示该应答电流(高频电流)的大小和方向的高频电流的分布。具有图1那样的电突极性的永久磁铁转子由于d轴方向的电感较小、q轴方向的电感较小，所以高频电流的分布成为这样长轴与d轴一致的椭圆。图4表示基于该分布运算指标R的结果。此外，图4表示当d轴与γ轴一致时、即Δθ为0°时的指标R。

高频电流[di/dt]由变换器的输出电压和马达的电感决定，其分布模型在有关本实施例的马达中为图4那样的椭圆分布。马达的电感如果运转状况相同则不变动，输出电压也由于变换器只能输出振幅固定的电压矢量而不变动。因而，认为高频电流的分布仅在图4那样的椭圆上。但是，在实验上，在不能进行适当的di/dt的测量的情况下(dt非常短的情况下)等，产生不适应于模型的数据。这样的数据由于出现在椭圆的内侧，所以高频电流成为图4那样的分布。

用数式(8)求出的γ轴及δ轴高频成分表示构成椭圆的多个点中的1点。点e表示按照数式(8)求出的γ轴及δ轴高频成分的一例。指标R对应于从由点e向θ_set方向的直线f引下的垂线g与直线f的交点h到dq轴原点的距离。在图4中，规定的方向θ_set设定为45°的方向。但是，在从45°向180°相反方向的225°方向上也能够求出同样的指标。

图5表示在d轴与γ轴之间发生了推测误差Δθ时的指标R。在图5中，推测误差Δθ相对于d轴在负方向上发生，指标R与图4那样推测误差Δθ为0°时相比为较大的值。

以上那样运算的指标R与推测误差Δθ的对应关系成为图6所示那样的关系。图6表示在γ轴与d轴一致的状态(Δθ＝0°)附近、改变γ轴与d轴的推测误差Δθ而运算指标R的结果。这样，在推测误差Δθ的零点附近，指标R与推测误差Δθ为比例关系。在图6的情况下，当推测误差Δθ为0°时指标R为40.

数式(9)所示的指标的运算进行多次，将其中为最大的值的指标决定为指标R。这样决定的指标R可以推测为分布在图4的椭圆的最外侧的高频电流成分的指标。此时，从图4的表示高频成分的点e向θ_set方向的直线f引下的垂线g为椭圆的切线，能够得到正确的指标R。

在进行数式(2)～(6)那样的运算的周期中，决定1个该指标R。即，在进行数式(2)～(6)那样的运算的周期的1个周期中，改变图3的时刻tm、tn而多次运算指标，将其中最大的值决定为指标R。

接着，利用如上述那样运算的指标R进行旋转相位角推测。图7是旋转相位角推测部10的块图。如图7所示，进行通过以指标R为输入的比例积分控制调节推测旋转速度

将其积分而作为推测相位角θ_set的处理。减法器14从指标R减去偏移值，输出差量ΔR。该偏移值是推测误差Δθ为0°时的指标R。在本实施例的情况下，偏移值如图6那样例如是40。比例积分处理部15以差量ΔR为输入，进行下式那样的比例积分运算，输出推测旋转速度

[式10]

${\mathrm{\ω}}^{^}=\mathrm{Kp}\·\mathrm{\ΔR}+\mathrm{Ki}\·\frac{1}{s}\·\mathrm{\ΔR}\·\·\·\left(10\right)$

这里，

K_p：比例增益

K_i：积分增益

s：正算子

积分处理部16将推测旋转速度

积分而输出推测相位角θ_set。

在上述比例积分处理中，由于如图6那样指标R与推测误差Δθ处于反比例的关系，所以在延迟方向上有推测误差的情况下将推测旋转速度向加速方向调节，在前进方向的情况下向减速方向调节。即，在指标R表示负的推测误差Δθ的情况下，将推测旋转速度

增加，在指标R表示正的推测误差Δθ的情况下，将推测旋转速度减少。通过图7的推测块，能够使稳定的推测误差为零，即，使实际相位角与推测相位角一致。

如上所述，在本实施例的无传感器控制装置中，不仅不使用旋转相位角传感器而推测转子的相位角、实现小型化、低成本化、维护的容易化，而且能够实现旋转相位角推测处理的运算时间缩短。

(第2实施例)

接着，说明本发明的无传感器控制装置的第2实施例。

在第2实施例的无传感器控制装置的指标运算部中，其特征在于，选择将运算指标时的电流高频成分投影的方向θ_set为指标的对于旋转相位角推测误差Δθ的灵敏度最大的方向，此外，根据从同步机输出的转矩使θ_set变化。

图8～图10表示本申请发明者使用作为开发用设备使用的永久磁铁同步机的参数运算的指标R。这些图表示相对于旋转相位角推测误差Δθ的指标R，各图中任一个表示输出100％的转矩(最大定格转矩)的状态。图8表示使θ_set为0°时、图9表示使θ_set为30°时、图10表示使θ_set为60°时的特性。在这些图中，可知在使θ_set为60°的情况下指标R的灵敏度为最高。如果这样设定θ_set以使指标R的灵敏度为最高，则指标R的相对于噪音及量子化误差的S/N比改善，能够将图7的比例积分增益设定为较大的值，能够提高推测运算的收敛性能。

此外，在上述中叙述的、指标R的灵敏度为最高的θ_set对应于转矩而变化。这是由于根据要输出的转矩改变电流的大小，所以根据电流的大小而发生电感的饱和，由此作为指标R的运算源的高频电流的分布变化所以发生的。所以，通过预先根据转矩测量能够得到最大的灵敏度的θ_set、根据转矩指令使θ_set变化，能够总是在其输出转矩的状态下得到最大的灵敏度。由此，与上述同样，指标R的相对于噪音及量子化误差的S/N比提高，所以能够提高推测运算的收敛性能，也不会因转矩的输出状况而导致灵敏度的下降。

如上所述，在本实施例的无传感器控制装置中，不仅不使用旋转相位角传感器而推测转子的相位角、实现小型化、低成本化、维护的容易化，而且能够实现旋转相位角推测处理的运算时间缩短，还能够提高推测的收敛性能。

(第3实施例)

接着，说明本发明的无传感器控制装置的第3实施例。

在第3实施例的无传感器控制装置中，其特征在于，具备叠加高频电压指令的高频电压指令叠加部，叠加高频电压指令，以使指标R的灵敏度为最高。

图11是以10°单位改变旋转相位角推测误差Δθ而表示由变换器输出的电压矢量的Vinv的从旋转坐标轴γ观察的角度θv、与根据通过该电压矢量Vinv产生的高频电流成分计算指标R的关系的图，图12是其矢量图。指标R相对于该旋转相位角推测误差Δθ的特性为图10那样，所以可以根据指标R求出推测误差Δθ。

由图11可知，指标R在θv＝60°～70°附近为最大的灵敏度。即，如果在这样的角度时输出电压矢量，则能够提高指标R的灵敏度。但是，在通常的运转中，由于沿基于图1所示那样的电动机的电压方程式的方向输出电压，所以并不一定会输出这样的希望的角度的电压矢量。所以，通过将高频电压指令叠加在图2中的电压指令V_γ ^ref、V_δ ^ref中，能够输出希望的电压水平。该高频电压指令需要设定为足够高的频率，以使其不会给同步机4的通常的转矩控制带来影响。高频电压指令的频率例如是同步机转速的几倍～几十倍左右。

图13是表示将高频电压指令叠加在电压指令中的结构的块图。加法器17将高频电压指令V_γ ^hfs叠加在电压指令V_γ ^ref中，加法器18将高频电压指令V_γ ^hfs叠加在电压指令V_δ ^ref中。叠加的高频电压指令V_γ ^hfs、V_δ ^hfs只要能够在从变换器输出的电压矢量中包含希望角度的电压矢量，是怎样的电压指令都可以。例如，也可以是数式(11)那样的旋转高频。将这样的旋转高频在图14中表示。

[式11]

$V_{\mathrm{\γ}}^{\mathrm{hfs}}=V^{\mathrm{hfs}}\cos \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{hfs}}t\right)\·\·\·\left(11\right)$

$V_{\mathrm{\δ}}^{\mathrm{hfs}}=V^{\mathrm{hfs}}\sin \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{hfs}}t\right)$

这里，

V_hfs：高频电压指令振幅

Ω_hfs：高频电压指令频率

此外，也可以是数式(12)那样的、朝向希望的方向的交变高频。将这样的交变高频在图15中表示。

[式12]

$V_{\mathrm{\γ}}^{\mathrm{hfs}}=V^{\mathrm{hfs}}\cos \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{hfs}}t\right)\cos \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{hfs}}\right)\·\·\·\left(12\right)$

$V_{\mathrm{\δ}}^{\mathrm{hfs}}=V^{\mathrm{hfs}}\cos \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{hfs}}t\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{hfs}}\right)$

这里，θ_hfs：高频叠加方向

在如数式(12)那样叠加交变高频电压的情况下，高频叠加方向θhfs优选地设定为指标R的灵敏度为最大的角度方向。如果这样设定，则从变换器输出的电压矢量也接近于该方向，结果能够提高指标R的灵敏度。

此外，在如数式(11)那样叠加旋转高频电压的情况下，也输出指标R的灵敏度变低的电压矢量，但只要仅采用指标R的灵敏度变高的电压矢量时的指标R就没有问题。但是，如果如数式(12)那样直接在指标R的灵敏度变高的方向上叠加高频，则总是输出灵敏度变高的电压矢量，所以不再需要根据电压矢量选择采用/不采用，所以运算变得简单。

这样，通过将高频电压指令叠加在电压指令中、以及将高频电压指令沿指标R的灵敏度变高的方向叠加，能够可靠地得到灵敏度较高的指标R，能够提高旋转相位角推测的稳定性。

另外，图6所示那样的指标R的特性对控制装置给予与车辆等的运转时相同的转矩指令来测量。此时，高频电流成分在图4的点e附近产生。但是，根据实际的运转状态，有高频电流成分在图4的点e附近以外的地方产生的情况，有指标R与推测误差Δθ的关系不为图6或图10那样的比例关系的情况。因而，在这样的情况下，如果使用例如数式12那样的交变高频确定高频电流成分的产生方向，则能够得到适当的指标R。

即，在一实施例中，产生数式(12)那样的高频指令，确认指标R是图10那样的线性特性，预先存储推测误差Δθ＝0°时的指标R。并且，在实际的运转时推测旋转相位角时，将与取得指标R的特性时的高频指令相同的高频指令如图13那样叠加在电压指令中，运算指标R。由此，高频电流成分的产生的位置例如如图4那样确定，能够得到灵敏度较高的适当的指标R。将这样得到的指标R、和作为偏移值预先取得的Δθ＝0°时的指标R给予图7的旋转相位角推测部10的减法器14，求出推测相位角θest。

如以上说明，在本实施例的无传感器控制装置中，不仅不使用旋转相位角传感器而推测转子的相位角、实现小型化、低成本化、维护的容易化，而且能够实现旋转相位角推测处理的运算时间缩短，还能够提高旋转相位角推测的稳定性。

以上的说明是本发明的实施方式，并不限定本发明的装置及方法，能够容易地实施各种变形例。

Claims (6)

1.一种同步电动机的无传感器控制装置，推测具有电突极性的转子的旋转相位角，通过PWM变换器控制同步电动机，其特征在于，具备：

PWM调制部，基于PWM来调制被输入的控制指令，向上述变换器的各相开关元件输出门极信号；

高频成分运算部，对每个上述变换器的开关运算通过由上述PWM调制部决定并从上述变换器输出的电压而流到上述同步电动机中的电流的高频成分；

指标运算部，根据同步于上述转子的旋转而旋转的旋转坐标轴上的上述电流的高频成分，运算与旋转相位角的推测误差成比例的指标；

旋转相位角推测部，利用上述指标进行上述旋转相位角的推测运算，

上述指标运算部以将上述电流的高频成分在上述旋转坐标轴上的规定的方向上投影而得到的值为指标。

2.如权利要求1所述的无传感器控制装置，其特征在于，上述指标运算部将相对于上述推测误差的变化的上述指标的灵敏度为最大的方向作为将上述高频成分投影的方向。

3.如权利要求1或2所述的无传感器控制装置，其特征在于，上述指标运算部根据上述同步电动机的转矩指令值，使投影上述高频成分的方向变化。

4.如权利要求3中任一项所述的无传感器控制装置，其特征在于，具备将高频电压指令叠加在用来控制上述同步电动机的电压指令中的高频电压指令叠加部，上述指标运算部基于对于上述高频电压指令的应答电流值来运算上述指标。

5.如权利要求4所述的无传感器控制装置，其特征在于，上述高频电压指令叠加部产生上述高频电压指令，以使由上述指标运算部运算的指标的对于上述推测误差的变化的灵敏度为最大，并叠加在用来进行上述控制的电压指令中。

6.一种无传感器控制装置的旋转相位角推测方法，该无传感器控制装置推测具有电突极性的转子的旋转相位角，通过PWM变换器控制同步电动机，其特征在于，具备：

求出以上述转子的磁通的方向为d轴、以正交于d轴的轴为q轴时、同步于上述转子的旋转而旋转的dq轴坐标系的高频电流的分布的工序；

以上述同步电动机的U相线圈方向的轴为基准、设到d轴方向的角度为旋转相位角、设上述旋转相位角的推测角度为推测相位角、设推测相位角方向的轴为γ轴、设正交于γ轴的轴为δ轴、设γ轴与d轴所成的角为推测误差，

根据上述高频电流的分布预先调查与上述推测误差成比例的指标，取得上述推测误差为0°的第1指标的工序；

对每个上述变换器的开关运算流到上述同步电动机的电流的γδ轴旋转坐标系的高频成分的工序；

根据上述电流的高频成分运算与上述推测误差成比例的第2指标的工序；

利用上述第1及第2指标进行上述旋转相位角的推测运算的工序。

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